CN101147373A - Ofdm接收机内的平台噪声缓解 - Google Patents

Abstract

提出了用于减轻无线设备内的平台噪声的影响的技术和结构，它在无线设备中的宁静周期期间估算每音调平台噪声功率信息；接收来自无线信道的正交频分多路复用(OFDM)码元；并且使用所述每音调平台噪声功率信息来生成用于所述OFDM码元的软比特以传送至所述无线设备内的维特比解码器。

Description

OFDM接收机内的平台噪声缓解

技术领域

本发明一般涉及无线通信，尤其涉及无线连网。

发明背景

与内部导致的干扰相比，无线连网收发机在传统上需要更多地考虑来自外部源的干扰。然而，研究已经发现在无线连网接收机内所经历的大量干扰是在无线平台自身内生成的。例如在笔记本计算机中，发现各种时钟和其他部件会生成能够引发该系统中无线连网接收机内的大量干扰的信号。该平台噪声通常与频率相关，并且能够劣化相关联无线网络内的通信性能。于是就需要能够减轻无线接收机内的平台噪声的技术和结构。

附图简述

图1是示出了可以结合本发明各特征的一个示例性无线网络安排的框图；

图2是示出了根据本发明一个实施例的示例性接收机的一部分的框图；

图3是示出了根据本发明另一个实施例的示例性接收机的一部分的框图；

图4是示出了根据本发明又一个实施例的示例性接收机的一部分的框图；

图5是示出根据本发明一个实施例用于减轻无线设备内的平台噪声的示例性方法的流程图；

图6是示出根据本发明一个实施例可以在基于MIMO的系统中使用的示例性接收机的一部分的框图；以及

图7是示出根据本发明另一个实施例可以在基于MIMO的系统中使用的示例性接收机的一部分的框图。

详细描述

在随后的详细描述中，将对以说明的方式示出在其中可以实践本发明的各特定实施例的附图做出参考。对这些实施例进行足够详细地描述以使得本领域普通技术人员能够实践本发明。应该理解，本发明的各个实施例虽然不同，但是也无需互斥。例如，在此结合一个实施例描述的特定特征、结构或特性也可以在其他实施例内实现而不背离本发明的精神和范围。此外，应该理解，可以对每个公开的实施例中的各元件的位置或排列进行修改而不背离本发明的精神和范围。因此，以下详细描述并非用作限制，并且本发明的范围仅由被适当解释的所附权利要求书连同授权的等效技术方案的完整范围所定义。在附图中，相同的标号贯穿各视图指代相同或相似的功能。

图1是示出可以结合本发明各特征的示例性无线网络安排10的框图。如图所示，第一无线设备12经由无线通信链路与第二无线设备14通信。第一和第二无线设备各自能够使用正交频分多路复用(OFDM)技术来通信。第一和第二无线设备12、14例如可以包括(a)无线接入点(AP)和以基础结构工作模式工作的无线客户机设备；  (b)以自组织(ad-hoc)工作模式工作的两个无线客户机设备；  (c)彼此通信的两个无线AP；或者(d)某一其他网络装置。如图所示，第一无线设备12具有用于将信号发送进入无线信道和/或接收来自无线信道的信号的多根天线16。类似地，第二无线设备14包括用于将信号发送进入无线信道和/或接收来自无线信道的信号的多根天线18。可以使用任何类型的天线，包括例如一根或多根偶极天线、一根或多根接线天线、一根或多根螺旋天线和/或其他天线。

如图1所示，第二无线设备14特别地可以包括耦合至多根天线18的接收机20，用以处理由多根天线18接收的各个信号。虽然未示出，但是接收机20可以包括用以处理该RF接收信号并将其转换成基带表示的射频(RF)部分，以及用以进一步处理基带信息的基带处理部分。接收机20的输出可以被传送至例如媒体访问控制(MAC)处理子系统22以供进一步处理。在第二无线设备14内还可以提供发射机功能。如果提供了该功能，则该发射机功能可以使用与接收机20相同的天线18(例如，代用允许天线共享的双工机或其他结构)，或者也可以提供不同的“发射”天线。在所示的实施例中，接收机20和MAC处理子系统22的下部(下部MAC)位于无线网络接口卡(NIC)内，而MAC处理子系统22的上部则位于载有该无线NIC的主机设备内。无线NIC可移除地插入到主机设备的端口(例如，外围部件互连(PCI)插槽、PC卡插槽等等)中，或者它可以是该主机设备的集成部分。该主机设备例如可包括计算机单元(例如，台式、膝上型、掌上型、平板型计算机等)、个人数字助理(PDA)、蜂窝电话或者某一其他设备。也可替换地使用第二无线设备14内的其他排列。

除了MAC子系统22的上部之外，该主机设备还可包括用于存储、操纵和/或显示数据的其他组件和子系统。这些结构的一部分可能是在接收机20的工作带宽内出现的寄生信号能量的来源。该寄生能量可以作为接收机20内的干扰，它会劣化设备的整体通信性能，并且在此被称为平台噪声。主机设备中的某些平台噪声源例如可包括驱动LCD显示器的显示时钟、CK410时钟、PCI时钟、PCI Express时钟、USB时钟、Azalea编解码器时钟、系统管理时钟和/或其他。本发明涉及可用于减轻无线网络设备中的平台噪声(和其他非白噪声源)的影响的方法和结构。

图2是示出根据本发明一个实施例的示例性接收机30的一部分的框图。接收机30例如可用于图1的第二无线设备14中或用于其他无线设备和系统中。如图所示，接收机30可包括以下的一个或多个：每音调噪声功率(noise power per tone)估算器32、天线选择器34、串并转换器36、快速傅立叶变换(FFT)38、相位校正、解调和软比特计算单元42、信道估算器44、导频跟踪单元46、维特比解码器48、频域分组检测器50和存储器52。接收机30耦合至至少两根天线。在随后的讨论中，将在双天线系统的上下文中讨论接收机30，虽然应该认识到也可以使用另外的天线。每音调噪声功率估算器32估算两根天线中的每根天线的每OFDM音调平台噪声(例如，σ²/tone)。每OFDM音调平台噪声例如可以在没有空中事务(on-air transaction)发生的协议宁静周期(quiet period)期间估算。在至少一个实施例中，天线选择器34使用每音调平台噪声信息基于与两根天线相关联的信号与干扰噪声比(SINR)来选择可用天线之一以供在后续通信活动期间使用。随后将来自所选天线的接收信号导向串并转换器36的输入，该串并转换器36用于将串行流转换成一组并行样本以传送至FFT38。可以丢弃与接收的OFDM码元的循环前缀相关联的样本。在另一种方法中，可以在串并转换器之前提供单独的循环前缀移除单元，以在转换至并行之前移除循环前缀。

FFT38将由串并转换器36输出的时基样本转换成频域表示。虽然示出为FFT，但应该理解也可以使用离散傅立叶变换功能。于是，FFT38的复数输出样本表示接收机30接收的信号40(即，对每个音调的y＝hx+n)。频域分组检测器50监视FFT38的输出以确定一分组何时已由接收机30接收。正如随后将更为详细地描述的那样，频域分组检测器50可用于降低或消除作为接收机30内的“假警报”的分组检测的出现。信道估算器44接收来自FFT38的输出样本，并且使用这些样本来生成对无线信道的信道估算h。随后可将信号估算信息传送至相位校正、解调和软比特计算单元42用以为维特比解码器48计算各软比特。导频跟踪单元46接收与接收的信号y的导频音调相关联的码元以供导频跟踪使用。导频跟踪单元46随后使相位校正、解调和软比特计算单元42基于该导频跟踪结果来执行相位校正。如图所示，相位校正、解调和软比特计算单元42还接收来自每音调噪声功率估算器32的每音调平台噪声信息。相位校正、解调和软比特计算单元42基于在生成要传送至维特比解码器48的软比特期间相应的噪声功率，使用每音调平台噪声信息来对各音调加权。维特比解码器随后使用这些软比特来确定接收的信号y最可能表示的数据流。

如前所述，每音调噪声功率估算器32为两根天线中的每根天线估算每OFDM音调平台噪声(例如，σ²/tone)。随后可将该信息导向天线选择器34用以在后续的通信活动中选择天线。正如随后将更为详细地描述的那样，还可以将所选天线的每音调平台噪声信息分发至相位校正、解调和软比特计算单元42、导频跟踪单元46以及频域分组检测器50用以执行其各自的功能。已经发现在许多情况下，平台噪声频谱随时间的推移而相对呈静态。于是，在本发明的至少一个实施例中，仅对每音调平台噪声信息进行偶尔或周期性的更新。接收机30内可以包括存储器52，用以存储在各估算之间的过渡时期中供接收机30的各元件使用的每音调平台噪声信息。这可通过消除对为每个独立的接收操作都估算噪声功率频谱的需求来减少处理等待时间。在其它实施例中，也可以不提供这一存储器。

如上所述，天线选择器34基于SINR选择两根(或(多)可用天线中的一根以供在后续的通信活动期间使用。为了确定与两根天线相关联的SINR值，天线选择器使用由每音调噪声功率估算器32生成的每音调平台噪声信息。在本发明的至少一个实施例中，可以使用以下度量来进行天线选择：

$M_k=\underset{I=1}{\overset{52}{\mathrm{\Σ}}}{\log }_2(1+\frac{S_1^2}{{\mathrm{\σ}}_1^2})$ 第k根天线(公式1)

其中S_i是与第i个音调相关联的信号强度，而σ²是与第i个音调相关联的噪声方差。度量M_k在包括52个音调的OFDM系统内使用。为每根可用天线计算上述度量并选择具有最高度量值的天线。也可以替换地使用其他基于SINR的度量。

如上所述，频域分组检测器50监视FFT38的输出来确定一分组何时已由接收机30接收。在检测到一分组之后，频域分组检测器50可以使接收机30的剩余部分可用于处理该分组。在基于IEEE802.11的系统中发送的无线分组通常在该分组的起始处具有多个短前同步码，每个短前同步码都包括预定持续时间(例如，8微秒)的已知数据模式。在过去的接收机中，分组检测是使用滑动窗相关法来检测短前同步码而在时域中执行的。该技术可表示如下：

$m\left(t\right)=\underset{\mathrm{\ι}=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}s(t+1)s^{*}(t+\mathrm{\ι}-N)$

其中m(t)是相关度量，s(t)是时间样本，N是前同步码的周期，而s*(t)指示s(t)的复共扼。随后可将度量m(t)与阈值进行比较以确定分组是否已到达(例如，m(t)>m0意味着分组被接收)。然而上述技术在接收的能量内的噪声具有与短前同步码相同或相似的周期(例如，约8微秒的周期)的情况下会导致“假警报”的生成。频域分组检测器50还使用滑动窗相关方法，但因为在频域内，所以使得具有较高平台噪声水平的音调在分组检测过程期间可能会被扣除(discount)。上述相关度量的频域形式可表示为：

$m\left(t\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\tilde{S}(t,k){\tilde{S}}^{*}(t+T,k)$

其中 $\tilde{S}(t,k)=\underset{\mathrm{\ι}=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}s(t+\mathrm{\ι})e^{\mathrm{jk}2\mathrm{\π\ι}/N}$ 频域分组检测器50使用该表达式的经修改的形式来

考虑平台噪声并由此减少假警报。该经修改的形式可以表示如下：

$m\left(t\right)=\frac{1}{N}{n}^2\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\tilde{S}(t,k){\tilde{S}}^{*}(t+T,k)/{\mathrm{\σ}}^2\left(k\right)$ (公式2)

其中 $\frac{1}{n^2}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2\left(k\right)}$ 是归一化。另外也可以使用考虑每音调平台噪声信息来对各音调加权的其他频域分组检测度量。

OFDM码元内的音调的一个子集通常是导频音调。导频音调可由OFDM码元接收机用来执行相位校正，使得与该接收机相关联的接收时钟更紧密地跟踪该OFDM码元的发射机内的发送时钟。每个导频音调通常包括允许该导频音调由接收机识别的唯一码元。这些导频音调上的干扰对接收机来说可能是非常麻烦的。即，一个或多个导频音调上的干扰可能会不利地影响接收机的相位校正以致于破坏整个OFDM码元。另一方面，数据音调上的干扰通常将只影响与该音调相关联的信息的接收。于是，在本发明的至少一个实施例中，使用相应的噪声信息来对接收的OFDM码元的导频音调进行加权，以便从导频跟踪计算中扣除噪声更大的音调。例如在基于IEEE 802.11的系统中，OFDM码元可以具有频率从-26至-1以及从+1至+26的52个音调，其中导频音调在频率-14、-7、+7和+14处。为了执行该导频跟踪，可以使用由每音调噪声功率估算器32生成的每音调平台噪声信息(在至少一个实施例中，这些信息被存储在存储器52内)来对这些音调加权。例如，导频音调可以被加权如下：

$y_{(-14,-\mathrm{7,7,14})}\⇒\frac{y_{(-14,-\mathrm{7,7,14})}}{\mathrm{\σ}}$

其中σ是每音调平台噪声的标准差。也可以使用其他加权技术。

由相位校正、解调和软比特计算单元42计算的软比特表示传送至维特比解码器48的输入。在本发明的至少一个实施例中，这些软比特按每音调噪声方差的倒数来加权。这可对每个独立的音调表示如下：

(b_s)＝sym2bit(y，h，σ²)；

$b\_h_1=\mathrm{QAM}2\mathrm{bit}\left(\hat{x}\right),i=1,...,N;$

$b\_s_1=\log \left(\frac{P(b\_h_1=1|y)}{P(b\_h_1=0|y)}\right)\left({\mathrm{\σ}}^2\right),i=1,...,N;$

其中b_s表示软比特，b_h表示硬比特，sym2bit表示码元至比特运算符，h是该音调的信道矩阵，P(b_h1＝1|y)是给定y的条件下第i个硬比特是1的概率，P(b_h₁＝0 |y)是给定y的条件下第i个硬比特是0的概率，而σ²是该音调的噪声方差。对于四相移键控(QPSK)而言，上述最后一个表达式可以简化为：

$b\_s_1=\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}^2}\mathrm{Re}\left(y{h}^{*}\right)$

$b\_s_2=\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}^2}\mathrm{Im}\left(y{h}^{*}\right)$

类似的表达式也可应用于其他调制编码方案。

在上述实施例中，对各软比特的每音调噪声加权是通过除以每个音调的噪声方差以扣除有噪声的音调来执行的。也可以使用其他加权方法。在一种可能的替换方法中，可以使用二进制加权技术。即，如果一特定音调的噪声方差的倒数大于阈值，则对该音调使用权重1；否则，使用权重0。该技术忽略了在给定噪声水平处及在该水平之上的音调，而仅考虑在给定噪声水平之下的音调。在另一种可能的替换方法中，可以使用二进制移位形式的加权来括除有噪声的音调，其中对一特定音调的加权被舍入到最接近的2ⁿ，n是整数。这可表示为：

$w=2^{\mathrm{nint}\[{\log }_2\left(\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}\right)\]}$

其中 $\frac{1}{{\mathrm{\σ}}^2}$ 是该音调的噪声方差，而nint[x]是最接近的整数运算符。已经发现该方法的性能可以与除以噪声方差相比，但是其复杂性显著降低。此外，因为发现平台噪声频谱在许多情况下相对呈静态，所以加权计算可以仅被执行一次(或周期性地执行)并被存储以降低整体复杂性。类似的加权技术也可用于天线选择、分组检测和导频跟踪。

图3是示出了根据本发明一个实施例的示例性接收机60的一部分的框图。除了执行的每音调噪声加权的方式之外，接收机60与图2的接收机30类似。即，在图2的接收机30中，每音调噪声加权是作为软比特计算的一部分来执行的。另一方面，在图3的接收机60中，每音调噪声加权是作为信道估算的一部分来执行的。如图所示，接收机60可以包括以下的一个或多个：每音调噪声功率估算器32、天线选择器34、串并转换器36、快速傅立叶变换(FFT)38、相位校正、解调和软比特计算单元62、信道估算器64、导频跟踪单元46、维特比解码器48、频域分组检测器50和存储器52。每音调噪声功率估算器32、天线选择器34、串并转换器36、快速傅立叶变换(FFT)38、导频跟踪单元46、维特比解码器48、频域分组检测器50和存储器52各自以与以上结合图2所描述的基本相同的方式来工作。信道估算器64同前一样接收来自FFT38的输出样本，并且使用这些样本来生成对无线信道的信道估算。然而，信道估算器64还接收来自每音调噪声功率估算器32(或存储器52)的每音调平台噪声信息并且使用这些信息来为每个音调计算h1＝h/σ²。信道估算器64随后可以将每个音调的h和h1矩阵传送至使用这些矩阵来生成软比特的相位校正、解调和软比特计算单元62。

通过对所估算的信道而非在软比特计算期间执行噪声加权，可实现计算复杂性的显著降低。例如，在软比特计算期间通常需要执行数千次额外的乘法来实现每音调噪声加权，而对所估算的信道的噪声加权仅需要与所使用的音调数(例如，在一个实施例中的52个)相同次数的乘法。如下的表1展示了使用软比特计算中的每音调噪声加权(sym2bit(y，h，σ²))、信道估算的每音调噪声加权(sym2bit(y，h，h1，1))以及其中认为噪声跨音调恒定的无每音调噪声加权(sym2bit(y，h，1))的16QAM编码方案的软比特计算表达式以及相应的计算复杂性。如下所示，软比特计算的计算复杂性对信道估算的每音调噪声加权与对不执行每音调噪声加权的情况是相同的。在复杂性确定中没有把|H|²和h*h₁的计算算入在内，因为它们对一个音调上的所有软比特而言保持相同的，并且可以预先算出。

表1

	sym2bit(y,h，σ2)	复杂性	sym2bit(y，h，1)	复杂性	sym2bit(y，h，h11)	复杂性
							b_s0.n	1/σ2Re(h*yn)	2次乘法	Re(h*yn)	1次乘法	Re(h1*yn)	1次乘法
b_s1.n	2|h|2/σ2-|b_s0.n|	1次乘法+1次加法	2|h|2-|b_s0.n|	1次加法	2h*h1-|b_s0.n|	1次加法
							b_s2.n	1/σ2Im(h*yn)	2次乘法	Im(h*yn)	1次乘法	Im(h1*yn)	1次乘法
b_s3.n	2|h|2/(σ2-|b-s2.n|)	1次乘法+1次加法	2|h|2-|b_s2.n|	1次加法	2 h*h1-|b_s2.n|	1次加法

图4是示出了根据本发明一个实施例的示例性接收机70的一部分的框图。除了执行每音调噪声加权的方式之外，接收机70与图2的接收机30类似。即，在图4的接收机70中，每音调噪声加权是紧接着FFT之后执行的。如图所示，接收机70可以包括以下的一个或多个：每音调噪声功率估算器32、天线选择器34、串并转换器36、快速傅立叶变换(FFT)38、每音调噪声功率加权单元72、相位校正、解调和软比特计算单元76、信道估算器78、导频跟踪单元80、维特比解码器48、频域分组检测器82和存储器52。每音调噪声功率估算器32、天线选择器34、串并转换器36、快速傅立叶变换(FFT)38、维特比解码器48和存储器52各自以与以上结合图2所描述的基本相同的方式来工作。

如上所述，FFT38的复数输出样本表示接收机接收的信号(即，对每个音调的y＝hx+n)。每音调噪声功率加权单元72使用从每音调噪声功率估算器32(或存储器52)中接收的每音调平台噪声信息将噪声加权因数应用于每个音调上接收的码元y。这使得经修改的接收信号74(即，对每个音调的y＇＝h＇x+n＇)跨音调具有相对平坦的噪声频谱。接收机70内其余的处理因此与假设平坦噪声频谱的接收机内的接收处理相同或类似。例如，频域分组检测器82可以在不对各音调执行独立的噪声加权的情况下使用滑动窗相关方法来执行频域分组检测，并且仍然能够减少或消除假警报的出现。类似地，导频跟踪单元80因为已对各导频音调执行了加权，所以不必个别地执行上述加权以供相位校正活动使用。信道估算器78将输出经修改的信道矩阵h＇＝h/σ，而非实际矩阵h。相位校正、解调和软比特计算单元76可以利用相同的软比特计算表达式，该表达式可用于不执行每音调噪声加权的情况(例如，参见表1中用于16QAM的表达式)。然而，在该表达式中使用经修改的信道矩阵h＇，而非实际矩阵h。

在上述各实施例中，在每音调噪声功率估算器32中生成的每音调噪声信息用于执行天线选择、分组检测、导频跟踪和软比特计算功能。然而应该认识到，这些功能中的一种或多种可以在本发明的各个可选实施例中以常规方式(即，不使用每音调平台噪声信息)执行。例如，在某些可选实施例中，图2、图3和图4的天线选择器34可由基于接收信号功率来选择天线的天线选择器来代替。类似地，在其他可选实施例中，图2、图3和图4的频域分组检测器50、82可由不考虑每音调噪声功率的时域分组检测器来代替。其他修改和变化也落入本发明的范围内。

图5是示出根据本发明一个实施例的用于减轻无线设备内的平台噪声的影响的示例性方法90的流程图。首先，在协议宁静周期期间估算每音调平台噪声功率(框92)。这些每音调平台噪声功率信息可以在例如板载平台噪声频谱分析器内估算。随后，将每音调平台噪声信息存储在存储器中(框94)。在至少一个实施例中，该存储器由平台噪声分析器周期性地更新。最后使用每音调平台噪声信息从多根天线中选择一根天线以供无线设备使用(框96)。在至少一个实施例中，为各可用天线中的每一根计算一度量(例如，参见公式1)，并且选择具有最佳(例如，最高)度量值的天线。随后使用每音调平台噪声信息以能够减少无线设备内分组检测假警报的出现的方式来执行频域分组检测(框98)。该频域分组检测可以利用频域内的滑动窗相关方法来生成一度量(例如，参见公式2)。当该度量值超过阈值水平时就可认为有一分组被检测到。每音调平台噪声信息还可用于在无线设备内执行导频跟踪以减少由平台噪声引起的定时差错。这可以通过在导频跟踪期间使用每音调噪声信息来对各导频音调加权来实现。每音调平台噪声信息还可用于生成用以传送至无线设备内的维特比解码器的软比特(框102)。如前所述，这些软比特可以使用每音调平台噪声信息通过各种不同的方法来计算(参见图2、图3和图4)。

图6是示出根据本发明一个实施例可以在基于MIMO的系统中使用的示例性接收机110的一部分的框图。接收机110例如可在图1的第二无线设备14中使用，或者可以在其他无线设备和系统中使用。在前述实施例中，多根不同天线中的一根天线被选择在通信活动期间使用。在图6的接收机110中，与多根接收天线相关联的信号和噪声分量使用MMSE技术以减少或消除噪声的方式组合在一起。如前所述，在随后的讨论中仍假设双天线排列。应该认识到，也可以实现具有两根以上天线的系统。

如图6所示，接收机110可包括以下的一个或多个：每音调噪声功率估算器112、相关矩阵计算器114、分组检测器116、FFT118、最小均方误差(MMSE)信道均衡器122、软比特计算器124和维特比解码器126。每音调噪声功率估算器122耦合至每根可用接收天线并为每根天线估算每音调平台噪声功率。这些估算可以在例如协议宁静周期期间执行。相关矩阵计算器114随后为两根天线计算(每个音调的)相关矩阵R。这也可以在协议宁静周期期间执行。在至少一个实施例中，相关矩阵R可以如下计算：

$R=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\σ}}_1^2& {\mathrm{\ρ\σ}}_1{\mathrm{\σ}}_2\\ {\left({\mathrm{\ρ\σ}}_1{\mathrm{\σ}}_2\right)}^{+}& {\mathrm{\σ}}_2^2\end{array}\right]$

其中σ₁ ²和σ₂ ²分别是主天线和辅助天线处一个音调的平均噪声功率，ρ是相应的相关系数，而(ρσ₁σ₂)^t是(ρσ₁σ₂)的共扼转置。相关系数ρ可以如下计算：

$\mathrm{\&rho;}=\frac{<n_1,n_2>}{\sqrt{<}{n}_1,n_1><n_2,n_2>}$

其中n1和n2是来自第一和第二天线的噪声序列，且

${\mathrm{\&sigma;}}_1^2=<n_1,n_2>.$ 在确定了相关矩

阵R之后，该矩阵可如下用于计算将由MMSE信道均衡器122使用的MMSE均衡响应：

$G=H^{+}{(H{H}^{+}+R/{\mathrm{\&sigma;}}_x^2)}^{-1}$

其中G是MMSE均衡响应，H是信道矩阵，H⁺是信道矩阵的共扼转置，R是相关矩阵，而σ???是发射功率。可以使用MMSE算法(对每个音调)估算信道H如下：

$\hat{H}=X^{+}{(X{X}^{+}+R)}^{-1}Y$

其中Y是接收信号(Y＝Hx+N)，且X＝diag(x，x)。

分组检测器116检测分组何时已由接收机110接收。在检测到一分组之后，分组检测器116可打开接收机110的其余部分以处理所接收的分组。在示出的实施例中，分组检测是使用滑动窗相关方法在时域内执行的。然而在其他实施例中，可以如前所述利用频域分组检测方案。FFT118将接收的OFDM码元从时域表示转换成频域表示。虽然未示出，但是通常使用循环前缀移除。FFT118的频域输出代表接收信号120(即，对每个音调的Y＝Hx+N)。MMSE信道均衡器122使用上述均衡响来对接收信号Y进行操作，以生成对该音调的发送数据

的估算。这可以对

OFDM码元的每个音调执行。

在MMSE信道均衡器122内执行的均衡通常会在所得信号

内留下某些残留噪声。该噪声可通过计算软比特并在随后将这些软比特输入维特比解码器来进一步降低。软比特计算器124基于所估算的数据

来生成用于每个音调的软比特。如前述实施例中一样，软比特计算器124可以在软比特计算中利用每音调平台噪声方差信息。因为已经执行了MMSE均衡，所以软比特计算器124在该计算内利用“残留的”每音调平台噪声(在MMSE均衡之后)。在至少一个实施例中，残留的每音调噪声方差计算如下：

Σ²＝GRG⁺

其中G是MMSE均衡响应，而R是相关矩阵。维特比解码器126接收由软比特计算器124算出的软比特，并在随后使用它们来确定最可能发送给接收机110的数据。

最大比例组合(MRC)是涉及对多根接收天线处接收的信号按照其各自的信道响应加权并在随后组合这些信号的技术。当两根接收天线处的噪声功率相等并且不相关时，MRC对于输出信噪比(SNR)最大化是最优的。相反，当噪声不相等并且相关时，MRC是次最优的。在本发明的至少一个实施例中，首先在接收链中使用解相关器来对两根接收天线处接收的平台噪声解相关。这在本质上以去除噪声的相关部分的方式白化了平台噪声，并且允许以最优或接近最优的方式来实现MRC。图7是示出根据本发明个实施例的示例性接收机130的一部分的框图。如图所示，接收机130可包括以下的一个或多个：每音调噪声功率估算器112、相关矩阵计算器114、分组检测器116、FFT118、解相关器132、最大比例组合(MRC)单元134以及维特比解码器126。每音调噪声功率估算器112、相关矩阵计算器114、分组检测器116、FFT118和维特比解码器126与以上结合图6接收机110所讨论的那些基本相同。

解相关器132使用由相关矩阵计算器114算出的相关矩阵R来对接收信号Y解相关。在至少一个实施例中，这可以使用以下公式来执行：

Y＇＝R^-1/2Y

其中Y＇是解相关的接收信号，而R是相关矩阵。在解相关器132之后，有效噪声N＇(即，N＇＝R^-1/2N)变为以相等功率解相关。等效信道变为H＇＝R^-1/2H。接收信号现在可在满足最优性能条件的情况下输入MRC 134。MRC 134将组合信息传送至维特比解码器126，维特比解码器126使用这些信息来标识最可能发送至接收机130的数据。

本发明的技术和结构可以用各种不同形式中的任一种来实现。例如，本发明的各特征可以在具有无线功能的膝上型、掌上型、台式和平板计算机；具有无线功能的个人数字助理(PDA)；蜂窝电话和其他手持式无线通信器；寻呼机；卫星通信器；具有无线功能的照相机；具有无线功能的音频、视频和多媒体设备；网络接口卡(NIC)和其他网络接口结构；集成电路内；作为存储在机器可读介质上的指令和/或数据结构；和/或以其他格式来实施。可使用的不同类型的机器可读介质的示例包括软盘、硬盘、光盘、紧致盘只读存储器(CD-ROM)、磁光盘、只读存储器(ROM)、随机存取存储器(RAM)、可擦除可编程ROM(EPROM)、电可擦除可编程ROM(EEPROM)、磁卡或光卡、闪存和/或其它类型的适用于存储电子指令或数据的介质。在至少一种形式中，本发明被具体化为调制到在传输介质上传输的载波的一组指令。

应该理解，在此处各框图中示出的各独立框可以本质上是功能性的，并且没有必要与各分立的硬件元件相对应。例如，在至少一个实施例中，可以在单个(或多个)数字处理设备中将两个或更多的框实现为软件。数字处理设备例如可包括通用微处理器、数字信号处理器(DSP)、精简指令集计算机(RISC)、复杂指令集计算机(CISC)、现场可编程门阵列(FPGA)、专用集成电路(ASIC)和/或包括上述组合的其他设备。可以使用硬件、软件、固件及混合实现。

在以上详细描述中，出于简单化公开的目的，在一个或多个独立实施例中将本发明的各特征组合在一起。本发明的方法不应被解释为反映所要求保护的本发明需要比每一权利要求中明确叙述的更多的特征的意图。相反，如所附权利要求书所反映的，本发明的各方面可在于少于每一个公开的实施例的所有特征。

尽管结合某些实施例描述了本发明，但应理解，正如本领域的技术人员容易理解的那样，可在不背离本发明的精神和范围的情况下采取修改和变型。这些修改和变型被认为落入本发明和所附权利要求书的界限和范围内。

Claims (29)

1.一种方法，包括：

在无线设备内的宁静周期期间估算每音调平台噪声功率信息；

接收来自无线信道的正交频分多路复用(OFDM)码元；以及

使用所述每音调平台噪声功率信息来生成用于所述OFDM码元的软比特以传送至所述无线设备内的维特比解码器。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：

在估算之后将所述每音调平台噪声功率信息存储在存储器中，其中使用所述每音调平台噪声功率信息包括从所述存储器中检索所述每音调平台噪声功率信息。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，还包括：

以预定间隔重复对所述每音调平台噪声功率信息的估算和存储。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：

基于信号与干扰噪声比(SINR)使用所述每音调平台噪声功率信息从多根天线中选择一根天线用于后续通信。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：

使用所述每音调平台噪声功率信息来执行频域分组检测以检测一分组何时被所述无线设备接收，其中使用所述每音调平台噪声功率信息来执行频域分组检测包括基于噪声功率水平来扣除音调。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：

使用所述每音调平台噪声信息来对所述OFDM码元内的导频音调执行导频跟踪，其中使用所述每音调平台噪声功率信息来执行导频跟踪包括基于噪声功率水平来扣除导频音调。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于：

使用所述每音调平台噪声功率信息来生成软比特包括：

将所述OFDM码元从时域表示转换成包括多个频域样本的频域表示，所

述频域样本中的每一个都表示用于所述OFDM码元的相应音调的接收数据码元；

使用所述每音调平台噪声功率信息来对所述频域样本加权；以及

将所述加权的样本传送至软比特计算单元用以计算软比特。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于：

所述软比特计算单元假设跨OFDM音调的恒定噪声。

9.如权利要求1所述的方法，其特征在于：

使用所述每音调平台噪声功率信息来生成软比特包括：

将所述OFDM码元从时域表示转换成包括多个频域样本的频域表示，所

述频域样本中的每一个都表示用于所述OFDM码元的相应音调的接收数据码元；

使用所述频域样本来生成对所述无线信道的信道估算；

使用所述每音调平台噪声功率信息来对所述信道估算加权以生成加权的信道估算；以及

将所述加权的信道估算传送至软比特计算单元用以计算软比特。

10.一种装置，包括：

每音调噪声功率估算器，用以在没有通信活动出现的宁静周期期间估算每音调平台噪声功率；

离散傅立叶变换(DFT)单元，用以将接收的正交频分多路复用(OFDM)码元从时域表示转换成频域表示，所述频域表示包括多个频域样本，所述频域样本中的每一个都表示用于所述OFDM码元的相应音调的接收数据码元；

软比特生成子系统，用以使用由所述每音调噪声功率估算器生成的所述每音调平台噪声功率信息来生成用于所述接收的OFDM码元的软比特；以及

维特比解码器，用以处理所述软比特。

11.如权利要求10所述的装置，其特征在于，还包括：

存储器，用以存储由所述每音调噪声功率估算器估算的所述每音调平台噪声功率信息，其中所述软比特生成子系统在生成软比特所需时从所述存储器中检索所述每音调平台噪声功率信息。

12.如权利要求10所述的装置，其特征在于：

所述软比特生成子系统包括：

每音调噪声功率加权单元，用以使用所述每音调平台噪声功率信息来对所述频域样本加权以生成加权的样本；以及

软比特计算单元，用以使用所述加权的样本来计算所述软比特。

13.如权利要求10所述的装置，其特征在于：

所述软比特生成子系统包括软比特计算单元，用以在其输入处接收所述每音调平台噪声功率信息并使用所述每音调平台噪声功率信息来计算所述软比特。

14.如权利要求10所述的装置，其特征在于：

所述软比特生成子系统包括：

信道估算器，用以使用所述频域样本来生成对所述无线信道的信道估算并使用所述每音调平台噪声功率信息来对所述信道估算加权以生成加权的信道估算；以及

软比特计算单元，用以接收所述频域样本、所述信道估算以及所述加权的信道估算用以生成所述软比特。

15.如权利要求10所述的装置，其特征在于，还包括：

天线选择器，用以从多根天线中选择一根天线以在后续通信活动期间使用，所述天线选择器基于信号与干扰噪声比(SINR)使用由所述每音调噪声功率估算器估算的每音调平台噪声功率信息来选择所述天线。

16.如权利要求10所述的装置，其特征在于，还包括：

频域分组检测器，它被耦合以接收所述离散傅立叶变换单元的输出，并检测所述装置的分组接收，所述频域分组检测器利用由所述每音调噪声功率估算器估算的所述每音调平台噪声功率信息来减少所述装置内分组检测假警报的出现。

17.如权利要求10所述的装置，其特征在于，还包括：

导频跟踪单元，它被耦合以接收所述离散傅立叶变换单元的与OFDM接收码元的导频音调相关联的输出，并对所述装置执行导频跟踪，所述导频跟踪单元利用由所述每音调噪声功率估算器估算的所述每音调平台噪声功率信息来扣除具有高平台噪声水平的导频音调。

18.一种系统，包括：

至少两根偶极天线；

每音调噪声功率估算器，用以在没有通信活动出现的宁静周期期间估算每音调平台噪声功率；

离散傅立叶变换(DFT)单元，用以将接收的正交频分多路复用(OFDM)码元从时域表示转换成频域表示，所述频域表示包括多个频域样本，所述频域样本中的每一个都表示用于所述OFDM码元的相应音调的接收数据码元；

软比特生成子系统，用以使用由所述每音调噪声功率估算器生成的所述每音调平台噪声功率信息来生成用于所述接收的OFDM码元的软比特；以及

维特比解码器，用以处理所述软比特。

19.如权利要求18所述的系统，其特征在于，还包括：

存储器，用以存储由所述每音调噪声功率估算器估算的所述每音调平台噪声功率信息，其中所述软比特生成子系统在生成软比特所需时从所述存储器中检索所述每音调平台噪声功率信息。

20.如权利要求18所述的系统，其特征在于：

所述软比特生成子系统包括：

每音调噪声功率加权单元，用以使用所述每音调平台噪声功率信息来对所述频域样本加权以生成加权的样本；以及

软比特计算单元，用以使用所述加权的样本来计算所述软比特。

21.如权利要求18所述的系统，其特征在于：

所述软比特生成子系统包括软比特计算单元，用以在其输入处接收所述每音调平台噪声功率信息并使用所述每音调平台噪声功率信息来计算所述软比特。

22.如权利要求18所述的系统，其特征在于：

所述软比特生成子系统包括：

信道估算器，用以使用所述频域样本来生成对所述无线信道的信道估算并使用所述每音调平台噪声功率信息来对所述信道估算加权以生成加权的信道估算；以及

软比特计算单元，用以接收所述频域样本、所述信道估算以及所述加权的信道估算用以生成所述软比特。

23.一种包括其上存储有指令的存储介质的制品，所述指令在由计算平台执行时用于：

获得无线设备的每音调平台噪声功率信息；

接收来自无线信道的正交频分多路复用(OFDM)码元；以及

使用所述每音调平台噪声功率信息来生成用于所述OFDM码元的软比特以传送至所述无线设备内的维特比解码器。

24.如权利要求23所述的制品，其特征在于：

获得无线设备的每音调平台噪声功率信息的操作包括从所述无线设备内的存储器中检索所述每音调平台噪声功率信息的操作。

25.如权利要求23所述的制品，其特征在于，所述指令还用于：

基于信号与干扰噪声比(SINR)，使用所述每音调平台噪声功率信息来从与所述无线设备相关联的多根天线中选择一根天线以在后续通信中使用。

26.如权利要求23所述的制品，其特征在于，所述指令还用于：

使用所述每音调平台噪声功率信息来执行检测传入分组的频域分组检测，以基于噪声功率水平来扣除音调。

27.如权利要求23所述的制品，其特征在于，所述指令还用于：

使用所述每音调平台噪声信息来对接收的OFDM码元内的导频音调执行导频跟踪，以基于噪声功率水平来扣除导频音调。

28.如权利要求23所述的制品，其特征在于：

使用所述每音调平台噪声功率信息来生成软比特的操作包括以下操作：

将所述OFDM码元从时域表示转换成包括多个频域样本的频域表示，所

述频域样本中的每一个都表示用于所述OFDM码元的相应音调的接收数据码元；

使用所述每音调平台噪声功率信息来对所述频域样本加权；以及

处理所述加权的频域样本以生成所述软比特。

29.如权利要求23所述的制品，其特征在于：

使用所述每音调平台噪声功率信息来生成软比特的操作包括以下操作：

将所述OFDM码元从时域表示转换成包括多个频域样本的频域表示，所述频域样本中的每一个都表示用于所述OFDM码元的相应音调的接收数据码元；

使用所述频域样本来生成对所述无线信道的信道估算；

使用所述每音调平台噪声功率信息来对所述信道估算加权；以及处理所述频域样本、所述信道估算以及所述加权的信道估算以生成所述软比特。

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