CN101548515A

CN101548515A - 用于在通信系统中传送网络标识符的方法和装置

Info

Publication number: CN101548515A
Application number: CNA2007800320012A
Authority: CN
Inventors: M·M·王
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2006-08-28
Filing date: 2007-08-28
Publication date: 2009-09-30
Anticipated expiration: 2027-08-28
Also published as: JP5144665B2; AU2007289323A1; US20070036065A1; EP2057810A2; EP2057810B1; RU2407231C1; CN101548515B; MX2009001904A; BRPI0716263A2; CA2658693A1; KR20090049614A; IL196670A0; NO20090536L; KR101126004B1; WO2008027918A3; WO2008027918A2; TWI383615B; RU2009111226A; TW200828858A; US9042212B2

Abstract

公开了用于在例如无线系统的通信系统中的渐进前导码传输的方法和装置。特别地，利用第一符号传送第一定时信息以用于粗略定时捕获。第二符号传送包括关于第一网络的网络标识信息的第一信息，以用于第一网络中符号的精确定时捕获。如果需要第二网络数据，则渐进的或选择性使用的第三符号传送包括关于第二网络的网络标识信息的第二信息。关于第二网络的网络标识信息包括关于第一网络的网络标识信息，以便使确定第二网络数据的精确定时捕获的处理最小化。

Description

用于在通信系统中传送网络标识符的方法和装置

技术领域

本公开文件一般涉及无线通信，更具体地，涉及用于在例如正交频分复用(OFDM)无线通信系统的无线通信系统中传送(例如，发送和捕获)网络标识符(ID)的系统。

背景技术

正交频分复用(OFDM)是用于广播高速数字信号的技术。在OFDM系统中，将单个高速数据流分割成若干个并行低速子流，每个子流被用于调制各自的子载波频率。应该注意，虽然针对正交幅度调制对本发明进行了描述，但是本发明也可用于相移键控调制系统。

将在OFDM系统中使用的调制技术称为正交幅度调制(QAM)，其中，对载波频率的相位和幅度都进行调制。在QAM调制中，根据多个数据比特生成复QAM符号，每个符号包括实数项和虚数项，并且每个符号代表从中生成该符号的多个数据比特。以可以由复平面图形化表示的模式将多个QAM比特一起发送。典型地，将该模式称为“星座图”。通过使用QAM调制，OFDM系统可以改善其效率。

当对信号进行广播时，可以通过一条以上的路径将信号传播到接收机。例如，来自单个发射机的信号可以沿着直线传播到接收机，并且该信号还可以被物理对象反射，以沿着不同的路径传播到接收机。此外，当系统使用所谓“蜂窝”广播技术来增加频谱效率时，可以通过一个以上的发射机对想要发送到接收机的信号进行广播。因此，同一信号将沿着一条以上的路径而发送到接收机。无论是人为的(即，由于从一个以上的发射机广播同一信号造成)还是自然的(即，由回波造成)，都将信号的这种并行传播称为“多径”。可以容易地意识到，虽然蜂窝数字广播是频谱高效的，但是必须准备对多径因素进行有效处理。

幸运地，在出现多径的情况下(如上所述，当使用蜂窝广播技术时必然出现多径)，使用QAM调制的OFDM系统比仅使用单个载波频率的QAM调制技术更加有效。更具体地，在单载波QAM系统中，必须使用复均衡器对具有与主路径一样强度的回波的信道进行均衡，但这种均衡难以实现。相比之下，在OFDM系统中，可以通过在每个符号开始处插入适当长度的保护间隔来简单地完全消除对复均衡器的需求。因此，当预计有多径情况时，使用QAM调制的OFDM系统是优选的。

在典型的网格编码方案中，以卷积编码器对数据流进行编码，并且随后将后续比特合并到将要成为QAM符号的比特组中。几个比特位在一个组中，每组的比特数由整数“m”定义(因此，也将每组称为具有“m阶”维度)。典型地，“m”值为4、5、6或7，但“m”值也可以更大或更小。

在将比特分组成多比特符号之后，对这些符号进行交织。“交织”意味着将符号流依次重排，从而使信道恶化造成的潜在差错随机化。为了说明，假设将要发送5个单词。假设在非交织信号的发送过程中，出现了临时信道干扰。在这些情况下，在信道干扰减轻以前可能会丢失整个单词，并且即使可能，也会难以知道所丢失的单词传递了什么信息。

相比之下，假设在发送之前对这五个单词的字母依次重排(即，“交织”)，并且出现信道干扰，可能丢失了几个字母，也许每个单词丢失一个字母。然而，当对重排的字母进行解码时，即使几个单词丢失了字母，也仍会出现所有五个单词。可以容易地意识到，在这些情况下，数字解码器将能够相对容易地基本完整地恢复数据。在对m阶符号进行交织后，使用上述QAM原理将所述符号映射为复符号、复用到其各自的子载波信道中并且进行发送。

发明内容

根据本公开文件的一个方面，公开了一种用于在通信系统中发送网络标识符的方法。所述方法包括：发送第一符号，所述第一符号配置为至少传送定时信息；发送第二符号，所述第二符号配置为传送包括关于第一网络的网络标识信息的第一信息；以及发送第三符号，所述第三符号配置为传送包括关于第二网络的网络标识信息的第二信息，其中关于所述第二网络的所述网络标识信息包括关于所述第一网络的所述网络标识信息的至少一部分。

根据本公开文件的另一个方面，公开了一种用于在收发信机中确定通信系统中的网络标识符的方法。所述方法包括对第一接收符号进行处理，所述第一接收符号配置为将第一定时信息传送到所述收发信机。所述方法还包括对第二接收符号进行处理，所述第二接收符号配置为传送包括关于第一网络的网络标识信息的第一信息。最后，所述方法包括选择性地对第三接收符号进行处理，所述第三接收符号配置为传送包括关于第二网络的网络标识信息的第二信息，其中，当将所述收发信机选择性地配置为从所述第二网络接收数据时，关于所述第二网络的所述网络标识信息包括关于所述第一网络的所述网络标识信息的至少一部分。

根据本公开文件的另一个方面，公开了一种在发射机中使用的处理器。所述处理器配置为：发送第一符号，所述第一符号配置为至少传送定时信息；以及发送第二符号，所述第二符号配置为传送包括关于第一网络的网络标识信息的第一信息。此外，所述处理器配置为发送第三符号，所述第三符号配置为传送包括关于第二网络的网络标识信息的第二信息，其中关于所述第二网络的所述网络标识信息包括关于所述第一网络的所述网络标识信息的至少一部分。

根据本公开文件的另一个方面，公开了一种在收发信机中使用的处理器。所述处理器配置为：对第一接收符号进行处理，所述第一接收符号配置为将第一定时信息传送到所述收发信机；以及对第二接收符号进行处理，所述第二接收符号配置为传送包括关于第一网络的网络标识信息的第一信息。所述处理器还配置为选择性地对第三接收符号进行处理，所述第三接收符号配置为传送包括关于第二网络的网络标识信息的第二信息，其中，当将所述收发信机选择性地配置为从所述第二网络接收数据时，关于所述第二网络的所述网络标识信息包括关于所述第一网络的所述网络标识信息的至少一部分。

根据本公开文件的另一个方面，公开了一种在发射机中使用的处理器，包括用于发送第一符号的模块，所述第一符号配置为至少传送定时信息。所述处理器还包括：用于发送第二符号的模块，所述第二符号配置为传送包括关于第一网络的网络标识信息的第一信息；以及用于发送第三符号的模块，所述第三符号配置为传送包括关于第二网络的网络标识信息的第二信息，其中关于所述第二网络的所述网络标识信息包括关于所述第一网络的所述网络标识信息的至少一部分。

根据本公开文件的另一个方面，公开了一种在收发信机中使用的处理器。所述处理器包括：用于对第一接收符号进行处理的模块，所述第一接收符号配置为将第一定时信息传送到所述收发信机；以及用于对第二接收符号进行处理的模块，所述第二接收符号配置为传送包括关于第一网络的网络标识信息的第一信息。所述处理器还包括用于选择性地对第三接收符号进行处理的模块，所述第三接收符号配置为传送包括关于第二网络的网络标识信息的第二信息，其中，当将所述收发信机选择性地配置为从所述第二网络接收数据时，关于所述第二网络的所述网络标识信息包括关于所述第一网络的所述网络标识信息的至少一部分。

根据本公开文件的另一个方面，公开了一种计算机可读介质，其编码有一组指令。所述指令包括：用于发送第一符号的指令，所述第一符号配置为至少传送定时信息；用于发送第二符号的指令，所述第二符号配置为传送包括关于第一网络的网络标识信息的第一信息；以及用于发送第三符号的指令，所述第三符号配置为传送包括关于第二网络的网络标识信息的第二信息，其中关于所述第二网络的所述网络标识信息包括关于所述第一网络的所述网络标识信息的至少一部分。

根据本公开文件的另一个方面，公开了一种计算机可读介质，其编码有一组指令。所述指令包括：用于对第一接收符号进行处理的指令，所述第一接收符号配置为至少将定时信息传送到收发信机；用于对第二接收符号进行处理的指令，所述第二接收符号配置为传送包括关于第一网络的网络标识信息的第一信息；以及用于选择性地对第三接收符号进行处理的指令，所述第三接收符号配置为传送包括关于第二网络的网络标识信息的第二信息，其中，当选择性地将所述收发信机配置为从所述第二网络接收数据时，关于所述第二网络的所述网络标识信息包括关于所述第一网络的所述网络标识信息的至少一部分。

附图说明

图1a示出了根据一个实施例的信道交织器。

图1b示出了根据另一个实施例的信道交织器。

图2a示出了根据一个实施例的放置到交织缓冲器的turbo分组码比特。

图2b示出了根据一个实施例的排列成N/m行乘m列矩阵的交织缓冲器。

图3示出了根据一个实施例的交织交错表。

图4示出了根据一个实施例的信道化视图。

图5示出了根据一个实施例的具有全一移位序列的信道化视图，其导致对特定时隙的长期良好和较差信道估计。

图6示出了具有全二移位序列的信道化视图，其导致均匀分布的良好和较差信道估计交错。

图7示出了根据一个实施例的配置为实现交织的无线设备。

图8示出了用于物理层分组的示例性帧校验序列计算的方框图。

图9示出了示例性OFDM符号的持续时间的视图。

图10示出了示例性超帧结构和信道结构。

图11示出了发射机中的示例性TDM导频1分组处理的方框图。

图12示出了用于对TDM导频1子载波进行调制的示例性PN序列生成器。

图13示出了用于QPSK调制的示例性信号星座图。

图14示出了说明对发射机中的TDM导频2/WIC/LIC/FDM导频/TPC/数据信道中的未分配时隙/反转OFDM符号的固定模式处理的方框图。

图15是广域标识信道中的时隙分配的实例。

图16示出了示例性时隙比特加扰器。

图17示出了n个示例性LIC时隙分配的方框图。

图18示出了示例性TDM导频2时隙分配的方框图。

图19示出了说明发射机中的OIS物理层分组处理的方框图。

图20示出了示例性广域/局域OIS信道编码器的方框图。

图21示出了示例性Turbo编码器基础结构的方框图。

图22示出了用于计算Turbo交织器输出地址的过程的方框图。

图23示出了N＝20的示例性比特交织器操作的方框图。

图24示出了映射到数据时隙缓冲器的广域OIS信道Turob编码分组的方框图。

图25示出了映射到数据时隙缓冲器的局域OIS Turbo编码分组。

图26示出了说明用于在发射机中处理数据信道物理层分组的过程的方框图。

图27示出了示例性数据信道编码器的方框图。

图28示出了用于为分层调制填充时隙缓冲器的基本和增强分量比特的示例性交织。

图29示出了占用三个数据时隙缓冲器的数据信道Turbo编码分组。

图30示出了占用三个数据时隙缓冲器的基本和增强分量Turbo编码分组的复用实例。

图31示出了占用三个数据时隙缓冲器的数据信道Turbo编码分组的实例。

图32示出了在帧内的三个连续OFDM符号上对多个MLC的时隙分配的实例。

图33示出了用于16-QAM调制的示例性信号星座图。

图34示出了用于分层调制的示例性信号星座图。

图35示出了对FDM导频的交错分配的视图。

图36示出了对时隙的交错分配的视图。

图37示出了示例性OFDM公共操作的方框图。

图38示出了说明根据一个实例的加窗后的OFDM符号的重叠的视图。图33示出了用于16-QAM调制的示例性信号星座图。

图39示出了包括符号TDM 1、TDM 2和TDM 3的示例性帧前导码。

图40示出了在图39的符号TDM 2中用于WOI导频信道的交错分配的视图。

图41示出了在图39的符号TDM 3中用于WOI和LOI导频信道的交错分配的视图。

图42示出了用于图39的符号TDM 2和TDM 3中至少一个符号的示例性符号采样周期。

图43示出了说明用于接收图39的符号的示例性收发信机的视图。

图44示出了用于发送无线符号(例如，TDM 1、TDM 2和TDM 3)的方法的示例性流程图，所述无线信号将信息传送到收发信机以实现定时捕获。

图45示出了用于在收发信机中确定通信系统中的网络标识符的方法的示例性流程图。

图46示出了用于发送如图39所示的无线符号的装置的示例性方框图。

图47示出了用于接收如图39所示的无线符号的装置的示例性方框图。

具体实施方式

在一个实施例中，信道交织器包括比特交织器和符号交织器。图1示出了两种类型的信道交织方案。两种方案都使用比特交织和交错，以便获得最大信道分集。

图1a示出了根据一个实施例的信道交织器。图1b示出了根据另一个实施例的信道交织器。图1b的交织器单独使用比特交织器来实现m阶调制分集，并且使用2维交织交错表和运行时间时隙-交错映射来实现频率分集，其无需明确的符号交织就能提供更好的交织性能。

图1a示出了输入到比特交织方框104的Turbo码比特102。比特交织方框104输出交织比特，所述交织比特被输入到星座图符号映射方框106。星座图符号映射方框106输出星座图符号映射比特，所述星座图符号映射比特被输入到星座图符号交织方框108。星座图符号交织方框108将星座图符号交织比特输出到信道化方框110内。信道化方框110使用交错表112对星座图符号交织比特进行交错，并且输出OFDM符号114。

图1b示出了输入到比特交织方框154的Turbo码比特152。比特交织方框154输出交织比特，所述交织比特被输入到星座图符号映射方框156。星座图符号映射方框156输出星座图符号映射比特，所述星座图符号映射比特被输入到信道化方框158内。信道化方框158使用交错交织表和动态时隙交错映射160对星座图符号交织比特进行信道化，并且输出OFDM符号162。

用于调制分集的比特交织

图1b的交织器使用比特交织154来实现调制分集。以将邻近码比特映射到不同星座图符号内的方式对turbo分组的码比特152进行交织。例如，对于2m阶调制，将N比特交织缓冲器分割成N/m个块。如图2a(顶部)所示，将邻近的码比特顺序写入邻近的块内，并且随后以顺序次序从缓冲器的开始到结束逐一读出。这确保将邻近的码比特映射到不同的星座图符号。等价地，如在图2b(底部)所示，将交织缓冲器排列成N/m行乘m列矩阵。将码比特逐列写入缓冲器，并且逐行读出。由于用于16QAM的星座图符号的某些比特比其它比特更加可靠(例如，第一和第三比特比第二和第四比特更加可靠)，在映射时会引起将邻近码比特映射到星座图符号的同一个比特位置，为了避免这这种情况，应该从左到右并且可选地从右到左地对行进行读取。

图2a示出了根据一个实施例的放置到交织缓冲器204的turbo分组202的码比特。图2b是根据一个实施例的比特交织操作的视图。如图2b中所示，将Turbo分组250的码比特放置到交织缓冲器252。根据一个实施例，通过交换第二和第三列对交织缓冲器252进行变换，从而创建交织缓冲器254，其中，m＝4。可以从交织缓冲器254中读取Turbo分组256的交织码比特。

为简便起见，如果最高调制级别是16并且如果码比特长度总是可以被4整除，则可以使用固定的m＝4。在该情况下，为了改善QPSK分离，在读出之前对中间两列进行交换。在图2b(底部)中示出了该过程。本领域技术人员将会清楚可以交换任何两列。本领域技术人员将会清楚可以以任何次序放置列。本领域技术人员将会清楚可以以任何次序放置行。

在另一个实施例中，作为第一步骤，将turbo分组202的码比特分划成组。应当注意，图2a和图2b的实施例也都将码比特分划成组。然而，并非是简单地交换行或列，而是根据用于每个给定组的组比特次序对每组内的码比特进行混洗。因此，通过对组使用简单的线性排序，在分划成组后，4组16个码比特的次序可以是{1，5，9，13}{2，6，10，14}{3，7，11，15}{4，8，12，16}，并且在混洗之后，4组16个码比特的次序可以是{13，9，5，1}{2，10，6，14}{11，7，15，3}{12，8，4，16}。应当注意，交换行或列是这种组内混洗的退化情况。

用于频率分集的交织交错

根据一个实施例，信道交织器为星座图符号交织使用交织交错，以便实现频率分集。这消除了对明确的星座图符号交织的需求。在两个级别上进行交织：

在交错交织之内或内部：在一个实施例中，以比特反转的方式对交错的500个子载波进行交织。

在交错交织之间或相互间：在一个实施例中，以比特反转的方式对8个交错进行交织。

本领域技术人员将会清楚，子载波的数目可以不是500。本领域技术将会清楚，交错的数目可以不是8。

应当注意，由于500不是2的幂，根据一个实施例，应该使用精简集比特反转操作。下列代码示出了该操作：

vector<int>reducedSetBitRev(int n)

{

int m＝exponent(n)；

vector<int>y(n)；

for(int i＝0，j＝0；i<n；i++，j++)

{

int k；

for(；(k＝bitRev(j，m))>＝n；j++)；

y[i]＝k；

}

return y；

}

其中，n＝500；m是使得2^m>n的最小整数，其为8；以及bitRev是常规比特反转操作。

根据一个实施例，使用如图3所示的交错表，根据信道化器所确定的所分配的时隙索引，以顺序线性方式将数据信道的星座图符号序列的符号映射到相应的子载波中。

图3示出了根据一个实施例的交织交错表。示出了Turbo分组302、星座图符号304以及交织交错表306。还示出了交错3(308)、交错4(310)、交错2(312)、交错6(314)、交错1(316)、交错5(318)、交错3(320)和交错7(322)。

在一个实施例中，为导频使用8个交错中的一个，即，可以为导频交替地使用交错2和交错6。从而，信道化器可以为调度使用7个交错。为方便起见，信道化器使用时隙作为调度单元。将时隙定义为OFDM符号的一个交错。使用交错表将时隙映射到特定的交错。由于使用8个交错，从而存在8个时隙。留出7个时隙用于信道化，留出1个时隙用于导频。在不失一般性的情况下，如图4所示，将时隙0用于导频，而将时隙1至7用于信道化，其中，垂直轴是时隙索引402，水平轴是OFDM符号索引404，并且粗体条目是在OFDM符号时间上分配给相应时隙的交错索引。

图4示出了根据一个实施例的信道化视图。图4示出了为调度器406保留的时隙索引以及为导频408保留的时隙索引。粗体条目是交错索引编号。具有正方形的编号是与导频相邻的交错，并且因此具有良好信道估计。

被正方形环绕的编号是与导频相邻的交错，并且因此具有良好的信道估计。调度器总是将连续时隙和OFDM符号块分配给数据信道，所以显然地，由于交错间交织，分配给数据信道的连续时隙将被映射到不连续的交错。从而，可以获得更多频率分集增益。

然而，这种静态分配(即，在调度器时隙表不包括导频时隙的情况下，时隙到物理交错映射表不随着时间改变)会遇到一个问题。即，如果数据信道分配块(假定是矩形的)占用了多个OFDM符号，则分配给数据信道的交错不随着时间改变，这导致丢失频率分集。一种补救方法是简单地对调度器交错表(即，排除导频交错)进行逐个OFDM符号的循环移位。

图5描述了每个OFDM符号对调度器交错表进行一次移位的操作。该方案成功地消除了静态交错分配问题，即，在不同的OFDM符号时间将特定时隙映射到不同的交错。

图5示出了根据一个实施例的具有全一移位序列的信道化视图，其导致对特定时隙502的长期良好和较差信道估计。图5示出了为调度器506保留的时隙索引，以及为导频508保留的时隙索引。在水平轴上示出了时隙符号索引504。

然而，应当注意，与短期良好信道估计交错和短期较差信道估计交错的优选模式不同，为时隙分配4个连续良好信道估计交错及随后的长期较差信道估计交错。在图中，以正方形对与导频交错邻近的交错进行标记。对长期良好和较差信道估计问题的解决方法是使用除了全一序列之外的移位序列。存在可以用于完成该任务的许多序列。最简单的序列是全二序列，即，调度器交错表每OFDM符号移位两次而不是一次。在图6中示出了结果，其显著改善了信道化器交错模式。应当注意，该模式每2×7＝14个OFDM符号进行重复，其中，2是导频交错错开周期，并且7是信道化交错移位周期。

为了简化在发射机和接收机处的操作，可以使用简单的公式确定在给定OFDM符号时间上从时隙到交错的映射。

其中，

·N＝I-1是用于业务数据调度的交错的数目，其中I是总交错数目；

·i∈{0，1，…，I-1}(排除导频交错)是时隙s在OFDM符号t处映射到的交错索引；

·t＝0，1，…，T-1是超帧内的OFDM符号索引，其中，T是帧1内的OFDM符号的总数目；

·s＝1，2，…，S-1是时隙索引，其中，S是总时隙数目；

·R是每OFDM符号移位的数目；

是精简集比特反转运算符。即，应该将导频所使用的交错从比特反转操作中排除。

实例：在一个实施例中，I＝8，R＝2。相应的时隙-交错映射公式变成：

其中，

对应于下表：

0 &DoubleRightArrow; 0

1 &DoubleRightArrow; 4

2 &DoubleRightArrow; 2

或6

3 &DoubleRightArrow; 1

4 &DoubleRightArrow; 5

5 &DoubleRightArrow; 3

6 &DoubleRightArrow; 7

可以通过下列代码生成该表：

int reducedSetBitRev(int x，int exclude，int n)

{

int m＝exponent(n)；

int y；

for(int i＝0；j＝0；i<＝x；i++，j++)

{

for(；(y＝bitRev(j，m))＝＝exclude；j++)；

}

return y；

}

其中，m＝3并且bitRev是常规比特反转操作。

对于OFDM符号t＝11，导频使用交错6。在时隙和交错之间的映射变成：

·时隙1映射到交错

·时隙2映射到交错

·时隙3映射到交

·时隙4映射到交错

·时隙5映射到交错

·时隙6映射到交错

·时隙7映射到交错

所得到的映射与图6中的映射一致。图6示出了具有全二移位序列的信道化视图，其导致均匀分布的良好和较差信道估计交错。

根据一个实施例，交织器具有下列特征：

将比特交织器设计为通过将码比特交织到不同的调制符号来利用m阶调制分集；

将“符号交织”设计为通过交错内交织和交错间交织来实现频率分集；

通过逐个OFDM符号的改变时隙-交错映射表来获得附加的频率分集增益和信道估计增益。提出简单的旋转序列以便实现该目标。

图7示出了根据一个实施例的配置为实现交织的无线设备。无线设备702包括天线704、双工器706、接收机708、发射机710、处理器712和存储器714。处理器712能够根据一个实施例执行交织。处理器712将存储器714用于缓冲器或数据结构，以便执行其操作。

下列说明包括更多实施例的细节。

物理层的传输单元是物理层分组。物理层分组具有1000比特的长度。一个物理层分组携带一个MAC层分组。

物理层分组格式

物理层分组应该使用下列格式：

字段	长度(比特)
字段	长度(比特)	MAC层分组	976
FCS	16	MAC层分组	976
FCS	16	保留	2
尾部	6	保留	2

其中，MAC层分组是来自OIS、数据或控制信道MAC协议的MAC层分组；FCS是帧校验序列；保留指所保留的比特，FLO网络应该将该字段设置为0并且FLO设备应该忽略该字段；以及尾部指编码器尾部比特，应该将其设置为全“0”。

下表说明了物理层分组的格式：

比特传输次序

物理层分组的每个字段应该被顺序发送，以使得最高有效位(MSB)被最先发送，而最低有效位(LSB)被最后发送。在文档附图中MSB是最左侧的比特。

FCS比特的计算

应该将本文所描述的FCS计算用于计算物理层分组内的FCS字段。

FCS应该是使用标准CRC-CCITT生成多项式计算的CRC，所述生成多项式为：

g(x)＝x¹⁶+x¹²+x⁵+1

FCS应该等于根据下列描述的过程(也在图8中示出)所计算的值。

应该将所有移位寄存器组件初始化为“1”。注意，将寄存器初始化为1会导致用于全零数据的CRC为非零。

应该将开关设置在开启位置(up position)。

对于除了FCS、保留和尾部比特之外的物理层分组的每个比特，应该对寄存器计时一次。应该从MSB到LSB读取物理层分组。

应该将开关设置在关闭位置(down position)，使得输出是具有“0”的模2加，并且后续的移位寄存器输入为“0”。

对于16个FCS比特，应该附加地对寄存器计时16次。

输出比特组成物理层分组除了保留和尾部字段之外的全部字段。

FLO网络需求

下列讨论章节定义了FLO网络设备和操作专有的需求。

发射机

下列需求应该应用到FLO网络发射机。发射机应该在8个6MHz宽的频带之一中运行，但是也可以支持5、7和8MHz的发送带宽。将每个6MHz宽的发送频带分配称为FLO RF信道。应该通过索引j∈{1，2，..8}来表示每个FLO RF信道。每个FLO RF信道索引的发送频带和频带中心频率应该遵照下表1中的规定。

FLO RF信道号j	FLO发送频带(MHz)	频带中心频率f_C(MHz)
FLO RF信道号j	FLO发送频带(MHz)	频带中心频率f_C(MHz)	1	698-704	701
2	704-710	707	1	698-704	701
2	704-710	707	3	710-716	713
4	716-722	719	3	710-716	713
4	716-722	719	5	722-728	725
6	728-734	731	5	722-728	725
6	728-734	731	7	734-740	737
8	740-746	743	7	734-740	737

表1：FLO RF信道号和发送频带频率

实际发送载波频率和规定发送频率之间的最大频率差值应该小于表1中的频带中心频率的±2×10^-9。

应当注意，将要确定带内频谱特性和带外频谱掩码。

功率输出特性使得发送ERP应该小于46.98dBW，其对应于50kW。

OFDM调制特性

在空中链路上使用的调制是正交频分复用(OFDM)。最小传输间隔对应于一个OFDM符号周期。OFDM发送符号由许多单独调制的子载波组成。FLO系统应该使用被编号为0至4095的4096个子载波。将这些子载波分成两个独立的组。

第一组子载波是4096个可用子载波的防护子载波，96个子载波应该是未使用的。将这些未使用的子载波称为防护子载波。在防护子载波上应该不发送能量。应该将被编号为0至47、2048以及4049至4095的子载波用作防护子载波。

第二组是活动子载波。活动子载波应该是具有索引k∈{48..2047，2049..4048}的4000个子载波所构成的组。每个活动子载波应该携带调制符号。

关于在FLO系统中的子载波间隔，4096个子载波应该在6MHz FLO RF信道中心处跨越5.55MHz带宽。应该通过以下公式给出子载波间隔(Δf)_SC：

{(Δf)}_{SC} = \frac{5.55 \times 10^{6}}{4096} = 1.35498046875 kHz

关于子载波频率，应该按下列每个公式计算在第k个FLO RF信道中具有索引i的子载波频率f_SC(k，i)(见上表1)：

f_SC(k，i)＝f_C(k)+(i-2048)×(Δf)_SC

其中，f_C(k)是第k个FLO RF信道的中心频率并且(Δf)_SC是子载波间隔。

子载波交错

应该将活动子载波细分成具有从0到7索引的8个交错。每个交错应该包含500个子载波。应该将交错中的子载波在频率上间隔开[8×(Δf)_SC]Hz(除了交错0之外，其中，由于未使用具有索引2048的子载波，按照16×(Δf)_SC对该交错中间的两个子载波进行分离)，其中(Δf)_SC是子载波间隔。

每个交错中的子载波应该跨越5.55MHz的FLO RF信道带宽。应该将具有索引i的活动子载波分配给交错Ij，其中j＝i mod 8。应该以递增次序将每个交错中的子载波索引顺序排列。交错中子载波的编号应该在范围0，1，...499内。

帧和信道结构

将所发送的信号组织成超帧。每个超帧应该具有等于1s的持续时间T_SF，并且应该由1200个OFDM符号组成。应该将超帧中的OFDM符号从0至1199编号。OFDM符号间隔T_S应该是833.33...μs。OFDM符号由许多被称为OFDM码片的时域基带采样组成。应该以每秒5.55 x 10⁶的速率发送这些码片。

如图9中所示，总OFDM符号间隔

包含四个部分：具有持续时间T_U的有用部分，具有持续时间T_FGI的平坦防护间隔，以及在两侧具有持续时间T_WGI的两个窗间隔。在连续的OFDM符号之间，应该有T_WGI的重叠(见图9)。

有效OFDM符号间隔应该是T_s＝T_WGI+T_FGI+T_U，其中，

图9中的总符号持续时间应该是

T_{s}^{'} = T_{s} + T_{WGI} .

此后，应该将有效OFDM符号持续时间称为OFDM符号间隔。在OFDM符号间隔期间，应该在每个活动子载波上携带调制符号。

FLO物理层信道是TDM导频信道、FDM导频信道、OIS信道和数据信道。应该在超帧上将TDM导频信道、OIS信道和数据信道时分复用。如图10中所示，应该在超帧上将FDM导频信道与OIS信道和数据信道频分复用。

TDM导频信道包含TDM导频1信道、广域标识信道(WIC)、局域标识信道(LIC)、TDM导频2信道、转移导频信道(TPC)和定位导频信道(PPC)。TDM导频1信道、WIC、LIC和TDM导频2信道各自应该跨越一个OFDM符号，并且在超帧的开始处出现。跨越一个OFDM符号的转移导频信道(TPC)应该位于每个广域和局域数据或OIS信道传输之前和之后。将侧面接于广域信道(广域OIS或广域数据)的TPC称为广域转移导频信道(WTPC)。将侧面接于局域信道(局域OIS或局域数据信道)的TPC称为局域转移导频信道(LTPC)。在超帧中，WTPC和LTPC应该各自占用10个OFDM符号，并且一起占用20个OFDM符号。PPC应该具有可变持续时间，并且其状态(存在或不存在以及持续时间)应该在OIS信道上发送。当存在时，其应在超帧结束处跨越6、10或14个OFDM符号。当PPC不存在时，应该在超帧的结束处保留两个OFDM符号。

OIS信道应该占用超帧中的10个OFDM符号，并且应该紧跟在超帧中第一个WTPC OFDM符号之后。OIS信道包含广域OIS信道和局域OIS信道。广域OIS信道和局域OIS信道各自应该具有5个OFDM符号的持续时间，并且应该以两个TPC OFDM符号分离。

FDM导频信道应该跨越1174、1170、1166或1162个OFDM。这些值分别对应于在超帧中的每个超帧符号中出现的2个保留OFDM符号或者6、10和14个PPC OFDM符号。应当注意，这些值分别对应于在每个超帧中出现的2个保留OFDM符号或者6、10和14个PPC OFDM符号。将FDM导频信道与广域和局域OIS和数据信道频分复用。

数据信道应该跨越1164、1160、1156或1152个OFDM符号。应当注意，这些值分别对应于在每个超帧中出现的2个保留OFDM符号或者6、10和14个PPC OFDM符号。将数据信道传输加上紧跟在每个数据信道传输之前或之后的16个TPC OFDM符号传输分成4帧。

对帧参数进行如下设置：P是PPC中OFDM符号的数目，或者在超帧中不存在PPC的情况下，P是保留OFDM符号的数目；W是与帧内的广域数据信道相关的OFDM符号的数目；L是与帧内的局域数据信道相关的OFDM符号的数目；以及F是帧内OFDM符号的数目。随后，可以通过下列方程组将这些帧参数进行关联：

F = 295 - \frac{P - 2}{4}

F＝W+L+4

图10根据P、W和L示出了超帧和信道结构。当PPC不存在时，每个帧应该跨越295个OFDM符号，并且具有等于245.8333ms的持续时间T_F。应当注意，在每个超帧的结束处存在两个保留OFDM符号。如在下表3中所规定的，当在超帧的结束处存在PPC时，每个帧应该跨越可变数目的OFDM符号。

PPC OFDM符号的数目	以OFDM符号为单位的帧持续时间(F)	以ms为单位的帧持续时间
PPC OFDM符号的数目	以OFDM符号为单位的帧持续时间(F)	以ms为单位的帧持续时间	6	294	245
10	293	244.166...	6	294	245
10	293	244.166...	14	292	243.333...

表3-不同PPC OFDM符号数目的帧持续时间

应该在局域数据信道和广域数据信道之间对每帧期间的数据信道进行时分复用。分配给广域数据的帧的比率是

并且可以在0至100％之间变化。

将在OIS信道上发送的物理层分组称为OIS分组，并且将在数据信道上发送的物理层分组称为数据分组。

流分量和分层调制

可以在两个分量中发送与在FLO网络上组播的流相关的音频或视频内容，所述两个分量为享有广泛接收的基本(B)分量以及在更有限覆盖区域上对基本分量所提供的音频-视频体验进行改善的增强分量。

将基本和增强分量物理层分组联合映射到调制符号。这种FLO特征被称为分层调制。

媒体FLO逻辑信道

物理层发送的数据分组与一个或多个被称为媒体FLO逻辑信道(MLC)的虚拟信道相关。MLC是FLO设备具有独立接收兴趣的FLO服务的可解码分量。可以在多个MLC上发送服务。然而，应该在单个MLC上发送与服务相关的音频或视频流的基本或增强分量。

FLO发送模式

将调制类型和内部码速率的组合称为“发送模式”。FLO系统应该支持在下表4中所列出的十二种发送模式。

在FLO网络上，当MLC被具体化并且很少发生改变时，发送模式是固定的。施加这种限制，以便对于每个MLC维持恒定的覆盖区域。

模式号	调制	Turbo码速率
模式号	调制	Turbo码速率	0	QPSK	1/3
1	QPSK	1/2	0	QPSK	1/3
1	QPSK	1/2	2	16-QAM	1/3
3	16-QAM	1/2	2	16-QAM	1/3
3	16-QAM	1/2	4	16-QAM	2/3
52	QPSK	1/5	4	16-QAM	2/3
52	QPSK	1/5	6	具有能量比4的分层调制	1/3
7	具有能量比4的分层调制	1/2	6	具有能量比4的分层调制	1/3
7	具有能量比4的分层调制	1/2	8	具有能量比4的分层调制	2/3
9	具有能量比6.25的分层调制	1/3	8	具有能量比4的分层调制	2/3
9	具有能量比6.25的分层调制	1/3	10	具有能量比6.25的分层调制	1/2
11	具有能量比6.25的分层调制	2/3	10	具有能量比6.25的分层调制	1/2

表4 FLO发送模式

(²该模式仅用于OIS信道)

FLO时隙

在FLO网络中，OFDM符号上分配给MLC的最小带宽单元对应于具有500个调制符号的组。将所述具有500个调制符号的组称为时隙。在超帧的数据部分期间，调度功能(在MAC层中)将时隙分配给MLC。当调度功能将用于传输的带宽分配给OFDM符号中的MLC时，其以整数个时隙为单位进行此操作。

在超帧中，在除了TDM导频1信道之外的每个OFDM符号期间存在8个时隙。应该将这些时隙从0至7编号。WIC和LIC信道应该各自占用1个时隙。TDM导频2信道应该占用4个时隙。TPC(广域和局域)应该占用所有8个时隙。FDM导频信道应该占用具有索引0的1个时隙，并且OIS/数据信道可以占用具有索引1至7的至多7个时隙。应该在交错上发送每个时隙。从时隙到交错的映射会逐个OFDM符号地变化，将在下面更详细描述。

FLO数据速率

在FLO系统中，由于不同MLC可以使用不同模式，数据速率的计算较为复杂。通过假定所有MLC使用相同的发送模式来简化数据速率的计算。下表5给出了在假定使用所有7个数据时隙的情况下不同发送模式的物理层数据速率。

发送模式	每物理层分组的时隙	物理层数据速率(Mbps)
发送模式	每物理层分组的时隙	物理层数据速率(Mbps)	0	3	2.8
1	2	4.2	0	3	2.8
1	2	4.2	2	3/2	5.6
3	1	8.4	2	3/2	5.6
3	1	8.4	4	3/4	11.2
5	5	1.68	4	3/4	11.2
5	5	1.68	6	3	5.6
7	2	8.4	6	3	5.6
7	2	8.4	8	3/2	11.2
9	3	5.6	8	3/2	11.2
9	3	5.6	10	2	8.4
11	3/2	11.2	10	2	8.4

表5 FLO发送模式和物理层数据速率

应当注意，在上表5中，对于在标记为“物理层数据速率”的列中的值，没有减去由于TDM导频信道和外部码造成的开销。这是在数据信道期间发送数据的速率。对于模式6至11，所提供的速率是两个分量的组合速率。每个分量的速率将是该值的一半。

FLO物理层信道

FLO物理层信道包含下列子信道：TDM导频信道、广域OIS信道、局域OIS信道、广域FDM信道、局域FDM导频信道、广域数据信道和局域数据信道。

TDM导频信道

TDM导频信道包含下列组成信道：TDM导频1信道、广域标识信道(WIC)、局域标识信道(LIC)、TDM导频2信道和转移导频信道(TPC)。

TDM导频1信道

TDM导频1信道应该跨越1个OFDM符号。TDM导频1信道应该在超帧内的OFDM符号索引0处进行发送。TDM导频1信道发送关于新超帧起始的信号。FLO设备可以使用TDM导频1信道确定粗略OFDM符号定时、超帧边界和载波频率偏移量。

应该使用图11中所示出的步骤在发射机中生成TDM导频1波形。

TDM导频1子载波

TDM导频1 OFDM符号应该包含频域内的124个非零子载波，其在活动子载波之间均匀间隔。第i个TDM导频1子载波应该对应于如下定义的子载波索引j：

j = \{\begin{matrix} 64 + (i) \times 32, &ForAll; i &Element; {0,1 . . 61} \\ 64 + (i + 1) \times 32, &ForAll; i &Element; {62, . . . 123} \end{matrix} .

应当注意，TDM导频1信道不使用具有索引2048的子载波。

TDM导频1固定信息模式

应该以固定信息模式对TDM导频1子载波进行调制。应该使用具有生成序列h(D)＝D²⁰+D¹⁷+1且初始状态为“11110000100000000000”的20抽头线性反馈移位寄存器(LFSR)来生成该模式。应该如下获得每个输出比特：如果LSFR状态是向量[s₂₀s₁₉s₁₈s₁₇s₁₆s₁₅s₁₄s₁₃s₁₂s₁₁s₁₀s₉s₈s₇s₆s₅s₄s₃s₂s₁]，则输出比特应该是

其中

代表模2加，其对应于与时隙1相关的掩码(见后面的表6)。LSFR结构应该遵照图12中的规定。

固定信息模式应该对应于前248个输出比特。固定模式的前35个比特应该是“11010100100110110111001100101100001”，其中以“110”开头。

将248比特TDM导频1固定模式称为TDM导频1信息分组，并且表示为P1I。

应该使用P1I分组中具有两个连续比特的每个组来生成QPSK调制符号。

调制符号映射

在TDM导频1信息分组中，应该将具有两个连续比特的每个组映射到如在下表6中所规定的D＝4的复调制符号MS＝(mI，mQ)中，其中两个连续比特P1I(2i)和P1I(2i+1)，i＝0，1，...123分别标记为s₀和s₁。在仅使用4000个可用载波中的124个的情况下来计算该因子。

表6 QPSK调制表

图13示出了用于QPSK调制的信号星座图。

调制符号到子载波映射

如之前所规定的，应该将第i个调制符号MS(i)，i＝0，1，...，123映射到具有索引j的子载波。

OFDM公共操作

被调制的TDM导频1子载波应该经历如下所述的公共操作。

广域标识信道(WIC)

广域标识信道(WIC)应该跨越1个OFDM符号。WIC应该在超帧中的OFDM符号索引1处进行发送。WIC跟随在TDM导频1 OFDM符号之后。这是用于将广域差异(differentiator)信息传送到FLO接收机的开销信道。应该使用对应于广域的4比特广域差异对该广域(其包括局域信道但不包括TDM导频1信道和PPC)内的所有发送波形进行加扰。

对于超帧中的WIC OFDM符号，应该仅分配一个时隙。所分配的时隙应该使用1000比特固定模式作为输入，每个比特设置为零。应该根据图14中所示的步骤对输入比特模式进行处理。不应对未分配的时隙执行处理。

时隙分配

应该为WIC分配具有索引3的时隙。图15示出了WIC OFDM符号中已分配和未分配的时隙。所选择的时隙索引是映射到用于OFDM符号索引1的交错0的时隙索引，稍候对其进行讨论。

时隙缓冲器的填充

以由1000个比特组成且每个比特被设置为“0”的固定模式对用于所分配时隙的缓冲器进行完全填充。应该将用于未分配实隙的缓冲器保留为空。

时隙加扰

每个所分配时隙缓冲器的比特应该依序与加扰器输出比特进行XOR，以对调制之前的比特进行随机化。将对应于时隙索引i的加扰时隙缓冲器表示为SB(i)，其中i∈{0，1，...，7}。用于任何时隙缓冲器的加扰序列取决于OFDM符号索引和时隙索引。

如图16中所示，加扰比特序列应该等价于由具有生成序列h(D)＝D²⁰+D¹⁷+1的20抽头线性反馈移位寄存器(LFSR)所生成的比特序列。发射机应该为所有传输使用单个LFSR。

在每个OFDM符号的起始处，应该将LFSR初始化为状态[d₃d₂d₁d₀c₃c₂c₁c₀b₀a₁₀a₉a₈a₇a₆a₅a₄a₃a₂a₁a₀]，其取决于信道类型(TDM导频或者广域或局域信道)以及超帧中的OFDM符号索引。

应该将比特“d₃d₂d₁d₀”设置如下。对于所有广域信道(WIC、WTPC、广域OIS和广域数据信道)、局域信道(LIC、LTPC、局域OIS和局域数据信道)以及当PPC不存在时的TDM导频2信道和2个保留OFDM符号，应该将这些比特设置为4比特广域差异(WID)。

应该将比特“c₃c₂c₁c₀”设置如下：对于TDM导频2信道、广域OIS信道、广域数据信道、WTPC和WIC，应该将这些比特设置为“0000”；对于局域OIS信道、LTPC、LIC以及当PPC不存在时的局域数据信道和2个保留OFDM符号，应该将这些比特设置为4比特局域差异(LID)。比特b0是保留比特，并且应该将其设置为“1”。比特a₁₀至a₀应该对应于超帧中从0至1199范围的OFDM符号索引编号。

通过将序列生成器的20比特状态向量和与下表7所规定的每个时隙索引相关的20比特掩码进行模2内积，生成该时隙的加扰序列。

时隙索引	m₁₉	m₁₈	m₁₇	m₁₆	m₁₅	m₁₄	m₁₃	m₁₂	m₁₁	m₁₀	m₉	m₈	m₇	m₆	m₅	m₄	m₃	m₂	m₁	m₀
时隙索引	m₁₉	m₁₈	m₁₇	m₁₆	m₁₅	m₁₄	m₁₃	m₁₂	m₁₁	m₁₀	m₉	m₈	m₇	m₆	m₅	m₄	m₃	m₂	m₁	m₀	0	0	0	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	1	0	0	0	0	0	1	0
1	0	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	1	0	0	0	0	0	0	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	1	0	0	0	0	0	1	0
1	0	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	1	0	0	0	2	1	0	0	1	0	0	0	0	1	0	0	0	0	1	1	0	0	0	1	1
3	0	0	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	1	0	0	0	0	0	0	0	2	1	0	0	1	0	0	0	0	1	0	0	0	0	1	1	0	0	0	1	1
3	0	0	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	1	0	0	0	0	0	0	0	4	1	1	0	0	0	0	0	0	0	0	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0
5	1	0	0	1	0	0	0	0	1	0	0	0	0	1	0	0	0	0	1	0	4	1	1	0	0	0	0	0	0	0	0	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0
5	1	0	0	1	0	0	0	0	1	0	0	0	0	1	0	0	0	0	1	0	6	0	1	1	0	0	0	1	0	0	0	0	1	0	0	0	0	1	1	0	0
7	1	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0	6	0	1	1	0	0	0	1	0	0	0	0	1	0	0	0	0	1	1	0	0

表7 与不同时隙相关的掩码

在每个OFDM符号的开始处，应该以用于每个时隙的新状态[d₃d₂d₁d₀c₃c₂c₁c₀b₀a₁₀a₉a₈a₇a₆a₅a₄a₃a₂a₁a₀]对移位寄存器进行重新加载。

调制符号映射

如在表6中以D＝2所规定的，应该将来自第i个加扰时隙缓冲器的具有两个连续比特的每个组映射到复调制符号MS＝(mI，mQ)中，所述两个连续比特SB(i，2k)和SB(i，2k+1)，i＝3，k＝0，1，...499分别标记为s₀和s₁。应当注意，由于仅使用4000个可用子载波中的500个，所以对D值进行选择以便使OFDM符号能量保持恒定。图13示出了用于QPSK调制的信号星座图。

时隙到交错映射

用于WIC OFDM符号的从时隙到交错的映射应该遵照本说明书后续讨论的规定。

时隙缓冲器调制符号到交错子载波的映射

应该将所分配时隙内的500个调制符号顺序分配给500个交错子载波，如下：应该将第i个复调制符号(其中，i∈{0，1，...499})映射到该交错的第i个子载波。

OFDM公共操作

被调制的WIC子载波应该经历本说明书在下文所规定的公共操作。

局域标识信道(LIC)

局域标识信道(LIC)应该跨越1个OFDM符号。LIC应该在超帧中的OFDM符号索引2上进行发送。LIC跟随在WIC信道OFDM符号之后。这是用于将局域差异信息传送到FLO接收机的开销信道。应该使用对应于该该区域的4比特局域差异并结合广域差异来对所有局域发送波形进行加扰。

对于超帧中的LIC OFDM符号，应该仅分配单个时隙。所分配的时隙应该使用1000比特固定模式作为输入。应该将这些比特设置为零。应该根据图14中所示的步骤对这些比特进行处理。不应该对未分配的时隙执行处理。

时隙分配

应该为LIC分配具有索引5的时隙。图17示出了LIC OFDM符号中已分配和未分配的时隙。所选择的时隙索引是对于OFDM符号索引2映射到交错0的时隙索引。

时隙缓冲器的填充

以由1000个比特组成且将每个比特设置为“0”的固定模式对用于所分配时隙的缓冲器进行完全填充。应该将用于未分配时隙的缓冲器保留为空。

时隙加扰

应该如0中所规定的对LIC时隙缓冲器的比特进行加扰。用SB来表示加扰时隙缓冲器。

调制符号映射

如在表6中以D＝2所规定的，应该将来自第i个加扰时隙缓冲器的具有两个连续比特的每个组映射到复调制符号MS＝(mI，mQ)中，所述两个连续比特SB(i，2k)和SB(i，2k+1)，i＝5，k＝0，1，...499分别标记为s₀和s₁。由于仅使用4000个可用子载波中的500个，所以对D值进行选择以便使OFDM符号能量保持恒定。图13示出了用于QPSK调制的信号星座图。

时隙到交错映射

用于LIC OFDM符号的从时隙到交错的映射应该遵照稍后讨论的规定。

时隙缓冲器调制符号到交错子载波的映射

OFDM公共操作

被调制的LIC子载波应该经历如下文讨论所规定的公共操作。

TDM导频2信道

TDM导频2信道应该跨越1个OFDM符号。TDM导频2信道应该在超帧内的OFDM符号索引3处进行发送。TDM导频2信道跟随在LIC OFDM符号之后。TDM导频2信道可以用于在FLO接收机中的精确OFDM符号定时校正。

对于每个超帧中的TDM导频2 OFDM符号，应该仅分配4个时隙。所分配的每个时隙应该使用1000比特固定模式作为输入，每个比特设置为零。应该根据图14中所示的步骤对这些比特进行处理。不应该对未分配的时隙执行处理。

在图14中，时隙到交错的映射确保将所分配的时隙映射到交错0、2、4和6。因此，TDM导频2 OFDM符号包含在活动子载波之间均匀间隔的2000个非零子载波。第1个TDM导频2子载波应该对应于如下定义的子载波索引j：

j = \{\begin{matrix} 48 + (i) \times 2, &ForAll; i &Element; {0,1 . . 999} \\ 48 + (i + 1) \times 2, &ForAll; i &Element; {1000, . . . 1999} \end{matrix}

应当注意，TDM导频2信道不使用具有索引2048的子载波。

时隙分配

对于TDM导频2 OFDM符号，所分配的时隙应该具有索引0、1、2和7。

图18示出了TDM导频2 OFDM符号中已分配和未分配的时隙。

时隙缓冲器的填充

以由1000个比特组成且将每个比特设置为“0”的固定模式对用于每个所分配时隙的缓冲器进行完全填充。应该将用于未分配实隙的缓冲器保留为空。

时隙加扰

应该如上述所规定的对TDM导频2信道时隙缓冲器的比特进行加扰。由SB来表示加扰时隙缓冲器。

调制符号映射

如在表6中以D＝1所规定的，应该将来自第i个加扰时隙缓冲器的具有两个连续比特的每个组映射到复调制符号MS＝(mI，mQ)中，所述两个连续比特SB(i，2k)和SB(i，2k+1)，i＝0，1，2，7，k＝0，1，...499分别标记为s₀和s₁。由于仅使用4000个可用子载波中的2000个，所以对D值进行选择以便使OFDM符号能量保持恒定。图13示出了用于QPSK调制的信号星座图。

时隙到交错映射

用于TDM导频2信道OFDM符号的从时隙到交错的映射应该遵照本文的规定。

时隙缓冲器调制符号到交错子载波的映射

OFDM公共操作

被调制的TDM导频2信道子载波应该经历本文所规定的公共操作。

转移导频信道(TPC)

转移导频信道由2个子载波组成：广域转移导频信道(WTPC)和局域转移导频信道(LTPC)。将侧面接于广域OIS和广域数据信道的TPC称为WTPC。将侧面接于局域OIS和局域数据信道的TPC称为LTPC。WTPC在超帧内除了WIC(广域数据和广域OIS信道)之外的每个广域信道传输的任何一侧跨越1个OFDM符号。LTPC在除了LIC(局域数据和局域OIS信道)之外的每个局域信道传输的任何一侧跨越1个OFDM符号。TPCOFDM符号的目的有两点：允许在局域和广域信道之间的边界处的信道估计，以及有助于对于每帧内的第一个广域(或者局域)MLC实现定时同步。如图10所示，TPC跨越超帧中的20个OFDM符号，其在WTPC和LTPC之间进行等分。存在LTPC和WTPC传输彼此紧随发生的9个实例，以及仅仅发送这些信道中的一个的2个实例。在TDM导频2信道之后仅发送WTPC，并且在定位导频信道(PPC)/保留OFDM符号之前仅发送LTPC。

假定P是在PPC中OFDM符号的数目，或者是当超帧中不存在PPC时保留OFDM符号的数目，W是与帧内的广域数据信道相关的OFDM符号的数目，L是与帧内的局域数据信道相关的OFDM符号的数目，以及F是帧内OFDM符号的数目。

P的值应该是2、6、10或14。帧内数据信道OFDM符号的数目应该是F-4。超帧内TPC OFDM符号的确切位置应该遵照下表8中的规定。

转移导频信道	WTPC OFDM符号的索引	LTPC OFDM符号的索引
转移导频信道	WTPC OFDM符号的索引	LTPC OFDM符号的索引	TDM导频2信道→广域OIS信道	4	---
广域OIS信道→局域OIS信道	10	11	TDM导频2信道→广域OIS信道	4	---
广域OIS信道→局域OIS信道	10	11	局域OIS信道→广域数据信道	18	17
广域数据信道→局域数据信道	19+W+F×i，{i＝0，1，2，3}	20+W+F×i，{i＝0，1，2，3}	局域OIS信道→广域数据信道	18	17
广域数据信道→局域数据信道	19+W+F×i，{i＝0，1，2，3}	20+W+F×i，{i＝0，1，2，3}	局域数据信道→广域数据信道	18+F×i，{i＝1，2，3}	17+F×i，{i＝1，2，3}
局域数据信道→PPC/保留符号	---	1199-P	局域数据信道→广域数据信道	18+F×i，{i＝1，2，3}	17+F×i，{i＝1，2，3}

表8 超帧中的TPC位置索引

TPC OFDM符号中的所有时隙使用1000比特固定模式作为输入，每个比特设置为零。应该根据图14中所示的步骤对这些比特进行处理。

时隙分配

应该为TPC OFDM符号分配具有索引0至7的所有8个时隙。

时隙缓冲器的填充

以由1000个比特组成且将每个比特设置为“0”的固定模式对用于每个所分配时隙的缓冲器进行完全填充。

时隙加扰

应该如之前所规定的对每个所分配的TPC时隙缓冲器的比特进行加扰。由SB来表示加扰时隙缓冲器。

调制符号映射

如在表6中以

D = \frac{1}{\sqrt{2}}

所规定的，应该将来自第i个加扰时隙缓冲器的具有两个连续比特的每个组映射到复调制符号MS＝(mI，mQ)中，所述两个连续比特SB(i，2k)和SB(i，2k+1)，i＝0，1，2，...7，k＝0，1，...499分别标记为s₀和s₁。图13示出了用于QPSK调制的信号星座图。

时隙到交错映射

用于TPC OFDM符号的从时隙到交错的映射应该遵照本文的规定。

时隙缓冲器调制符号到交错子载波的映射

应该将每个所分配时隙内的500个调制符号顺序分配给500个交错子载波，如下：应该将第i个复调制符号(其中，i∈{0，1，...499})映射到该交错的第i个子载波。

OFDM公共操作

被调制的TPC子载波应该经历本文所规定的公共操作。

定位导频信道/保留符号

定位导频信道(PPC)可以出现在超帧的结束处。当存在时，PPC具有6、10或14个OFDM符号的可变持续时间。当PPC不存在时，在超帧的结束处存在两个保留OFDM符号。在OIS信道上发送表示PPC存在或不存在以及其持续时间的信号。

定位导频信道

包括所发送信息和波形生成的PPC结构是TBD。

FLO设备可以独立地或者与GPS信号相结合地使用PPC，以便确定其地理位置。

保留OFDM符号

当PPC不存在时，在超帧的结束处存在两个保留OFDM符号。

保留OFDM符号中的所有时隙使用1000比特固定模式作为输入，每个比特设置为零。应该根据图14中所示的步骤对这些比特进行处理。

时隙分配

应该为保留OFDM符号分配具有索引0至7的所有8个时隙。

时隙缓冲器的填充

时隙加扰

应该如0中所规定的对每个所分配的保留OFDM符号时隙缓冲器的比特进行加扰。由SB来表示加扰时隙缓冲器。

调制符号映射

如在表6中以

D = \frac{1}{\sqrt{2}}

听规定的，应该将来自第i个加扰时隙缓冲器的具有两个连续比特的每个组映射到复调制符号MS＝(mI，mQ)中，所述两个连续比特SB(i，2k)和SB(i，2k+1)，i＝0，1，2，...7，k＝0，1，...499分别标记为s₀和s₁。图13示出了用于QPSK调制的信号星座图。

时隙到交错映射

用于保留OFDM符号的从时隙到交错的映射应该遵照本文的规定。

时隙缓冲器调制符号到交错子载波的映射

OFDM公共操作

被调制的保留OFDM符号子载波应该经历本文所规定的公共操作。

广域OIS信道

使用该信道传送关于与当前超帧中广域数据信道相关的活动MLC的开销信息，例如调度传输次数和时隙分配。在每个超帧中，广域OIS信道跨越5个OFDM符号间隔(见图10)。

应该根据图19中所示的步骤对用于广域OIS信道的物理层分组进行处理。

编码

应该以码速率R＝1/5对广域OIS信道物理层分组进行编码。如本文所规定的，编码器应该丢弃输入物理层分组的6比特尾部字段，并且以并行turbo编码器对剩余比特进行编码。Turbo编码器应该添加内部生成的具有6/R(＝30)个输出码比特的尾部，使得输出处的turbo编码比特的总数目是输入物理层分组中比特数目的1/R倍。

图20示出了用于广域OIS信道的编码方案。广域OIS信道编码器参数应该遵照下表9中的规定。

比特	Turbo编码器输入比特N_turbo	码速率	Turbo编码器输出比特
比特	Turbo编码器输入比特N_turbo	码速率	Turbo编码器输出比特	1000	994	1/5	5000

表9 广域/局域OIS信道编码器的参数

Turbo编码器

Turbo编码器使用并行连接的两个系统递归卷积编码器，其中在第二个递归卷积编码器之前具有交织器(turbo交织器)。将两个递归卷积码称为turbo码的构成码。对构成编码器的输出进行穿孔和重复，以便获得期望数目的turbo编码输出比特。

应该为速率为1/5、1/3、1/2和2/3的turbo码使用公共构成码。用于构成码的转移函数应该如下：

G (D) = [\begin{matrix} 1 & \frac{n_{0} (D)}{d (D)} & \frac{n_{1} (D)}{d (D)} \end{matrix}]

其中，d(D)＝1+D2+D3，n0(D)＝1+D+D3，并且n1(D)＝1+D+D2+D3。

Turbo编码器应该生成与图20中所示编码器生成的符号序列相同的输出符号序列。最初，将该图中构成编码器寄存器的状态设置为零。然后，以所述位置中的开关对构成编码器进行计时。

通过处于开启位置的开关对构成编码器计时N_turbo次，并且如下表10中所规定的对输出进行穿孔，来生成编码数据输出比特。在穿孔模式中，“0”意味着比特应该被删除，而“1”意味着比特应该通过。每个比特周期的构成编码器输出应该以序列X、Y₀、Y₁、X′、Y′₀、Y′₁通过，其中首先输出X。在生成编码数据输出比特过程中不使用比特重复。

用于尾部周期的构成编码器输出符号穿孔应该遵照下表11中的规定。在穿孔模式中，“0”意味着符号应该被删除，而“1”意味着符号应该通过。

对于速率为1/5的turbo码，应该对前三个尾部周期中每一个的尾部输出码比特进行穿孔和重复，以便获得序列XXY0Y1Y1，并且应该对后三个尾部比特周期中每一个的尾部输出码比特进行穿孔和重复，以便获得序列X′X′Y′₀Y′₁Y′₁。

表10 用于OIS信道数据比特周期的穿孔模式

应当注意，在上表10中，从顶部到底部读取穿孔表。

表11 用于OIS信道尾部比特周期的穿孔模式

应当注意，在表11中，对于速率为1/5的turbo码，应该从顶部到底部(重复X、X□、Y1和Y□1)并且随后从左边到右边读取穿孔表。

Turbo交织器

Turbo交织器是turbo编码器的一部分，其应该对供应给构成编码器2的turbo编码器输入数据进行块交织。

Turbo交织器在功能上应该等价于以下方法，其中，将turbo交织器输入比特的整个序列顺序写入地址序列阵列中，随后从下述过程所定义的地址序列中读出整个序列。

使得输入地址序列为从0至N_turbo-1。从而，交织器输出地址序列应该等价于由图22中所示及以下描述的过程所生成的那些序列。应当注意，该过程等价于将计数器值逐行地写入25行乘2n列的阵列，根据比特反转规则对行进行混洗，根据行专用线性同余序列改变每行内元素的次序，并且按列读出临时输出地址。线性同余序列规则是x(i+1)＝(x(i)+c)mod 2n，其中，x(0)＝c并且c是来自查找表的行专用值。

关于图22中的过程，该过程包括确定turbo交织器参数n，其中，n是使得N_turbo≤2n+5的最小整数。下面所示的表12给出了用于1000比特物理层分组的该参数。该过程还包括将(n+5)比特计数器初始化为0，以及从计数器中提取n个最高有效位(MSB)，并且对其加1以便形成新值。该过程还包括利用等于计数器的5个LSB的读取地址来获得下表13中所定义的查找表的n比特输出。应当注意，该表取决于n的值。

该过程还包括对之前提取和获取步骤中所获得的值执行乘法，并且随后丢弃除了n个LSB之外的所有比特。接着，进行对计数器的5个LSB的比特反转。然后，形成临时输出地址，其MSB等于在比特反转步骤中所获得的值，并且其LSB等于在乘法步骤中所获得的值。

然后，该过程包括如果临时输出地址小于N_turbo，就接受临时输出地址作为输出地址；否则，就丢弃临时输出地址。最后，使计数器加一，并且重复初始化步骤之后的步骤，直到获得所有N_turbo交织器输出地址为止。

物理层分组大小	Turbo交织器块大小N_turbo	Turbo交织器参数n
物理层分组大小	Turbo交织器块大小N_turbo	Turbo交织器参数n	1，000	994	5

表12 Turbo交织器参数

表索引	n＝5条目	表索引	n＝5条目
表索引	n＝5条目	表索引	n＝5条目	0	27	16	21
1	3	17	19	0	27	16	21
1	3	17	19	2	1	18	1
3	15	19	3	2	1	18	1
3	15	19	3	4	13	20	29
5	17	21	17	4	13	20	29
5	17	21	17	6	23	22	25
7	13	23	29	6	23	22	25
7	13	23	29	8	9	24	9
9	3	25	13	8	9	24	9
9	3	25	13	10	15	26	23
11	3	27	13	10	15	26	23
11	3	27	13	12	13	28	13
13	1	29	1	12	13	28	13
13	1	29	1	14	13	30	13
15	29	31	13	14	13	30	13

表13 Turbo交织器查找表定义

比特交织

对于OIS信道和数据信道，比特交织是块交织的一种形式。以将邻近码比特映射到不同星座图符号中的方式对turbo编码分组的码比特进行交织。

按照下列过程，比特交织器应该对turbo编码比特进行重新排序：

a.对于将要交织的N个比特，比特交织器矩阵M应该是N/4行乘4列块交织器。应该将N个输入比特逐列顺序写入交织阵列中。以索引j标记矩阵M的行，其中，j＝0至N/4-1并且行0是第1行。

b.对于具有偶数索引(j mod 2＝0)的每行j，应该互相交换第2和第3列中的元素。

c.对于具有奇数索引(j mod 2！＝0)的每行，应该互相交换第1和第4列中的元素。

d.通过M表示所得到的矩阵。应该从左到右按行宽读取M的内容。

图23示出了在假定N＝20的情况下比特交织器的输出。

数据时隙分配

对于广域OIS信道，应该为OIS信道turbo编码分组的传输每OFDM符号分配7个数据时隙。广域OIS信道应该使用发送模式5。因此，其需要5个数据时隙以便容纳单个turbo编码分组的内容。一些广域OIS信道turbo编码分组可以跨越两个连续的OFDM符号。可以在MAC层进行数据时隙分配。

数据时隙缓冲器的填充

如图24中所示，应该在一个或两个连续的OFDM符号内，将广域OIS信道turbo编码分组的比特交织码比特顺序写入5个连续的数据时隙缓冲器。这些数据时隙缓冲器对应于从1至7的时隙索引。数据时隙缓冲器大小应该是1000比特。应当注意，对于QPSK，数据时隙缓冲器大小是1000比特，并且对于16-QAM和分层调制，数据时隙缓冲器大小是2000比特。7个广域OIS信道turbo编码分组(TEP)应该在广域OIS信道中占用5个连续OFDM符号上的连续时隙(见图10)。

时隙加扰

应该如表中所规定的对每个所分配时隙缓冲器的比特进行加扰。由SB来表示加扰时隙缓冲器。

比特到调制符号映射

如在表6中以

D = \frac{1}{\sqrt{2}}

所规定的，应该将来自第i个加扰时隙缓冲器的具有两个连续比特的每个组映射到复调制符号MS＝(mI，mQ)中，所述两个连续比特SB(i，2k)和SB(2k+1)，i＝0，1，2，...7，k＝0，1，...499分别标记为s₀和s₁。图13示出了用于QPSK调制的信号星座图。

时隙到交错映射

用于广域OIS信道OFDM符号的从时隙到交错的映射应该遵照本文的规定。

时隙缓冲器调制符号到交错子载波的映射

按照如下过程，将每个所分配时隙内的500个调制符号顺序分配给500个交错子载波：

a.创建空子载波索引向量(SCIV)；

b.使i为在范围(i∈{0，511})中可变的索引。将i初始化为0；

c.用其9比特值i_b来表示i；

d.对i_b进行比特反转，并且将所得到的值表示为i_br。如果i_br<500，那么将i_br附加到SCIV；

e.如果i<511，则将i增加1，并且执行步骤c；以及

f.将数据时隙内具有索引j(j∈{0，499})的符号映射到具有分配给该数据时隙的索引SCIV[j]的交错子载波。

应当注意，索引SCIV仅需要被计算一次并且其可用于所有数据时隙。

OFDM公共操作

被调制的广域OIS信道子载波应该经历本文所规定的公共操作。

局域OIS信道

使用该信道传送关于与当前超帧中局域数据信道相关的活动MLC的开销信息，例如调度传输次数和时隙分配。在每个超帧中，局域OIS信道跨越5个OFDM符号间隔(见图10)。

应该根据图14所示的步骤对用于局域OIS信道的物理层分组进行处理。

编码

应该以码速率R＝1/5对局域OIS信道物理层分组进行编码。如本文所规定的，该编码过程应该与用于广域OIS信道物理层分组的编码过程相同。

比特交织

应该如本文所规定的对局域OIS信道turbo编码分组进行比特交织。

数据时隙分配

对于局域OIS信道，应该为turbo编码分组的传输每OFDM符号分配7个数据时隙。局域OIS信道应该使用发送模式5。因此，其需要5个数据时隙以便容纳单个turbo编码分组的内容。一些局域OIS turbo分组可以跨越两个连续的OFDM符号。可以在MAC层进行数据时隙分配。

数据时隙缓冲器的填充

如图25中所示，应该在一个或两个连续的OFDM符号内，将局域OIS信道turbo编码分组的比特交织码比特顺序写入5个连续的数据时隙缓冲器。这些数据时隙缓冲器对应于从1至7的时隙索引。数据时隙缓冲器大小应该是1000比特。7个局域OIS信道turbo编码分组(TEP)应该在局域OIS信道中占用5个连续OFDM符号上的连续时隙(见图25)。

时隙加扰

应该如0中所规定的对每个所分配时隙缓冲器的比特进行加扰。由SB来表示加扰时隙缓冲器。

比特到调制符号映射

如在表6中以

D = \frac{1}{\sqrt{2}}

时隙到交错映射

用于局域OIS信道OFDM符号的从时隙到交错的映射应该遵照本文的规定。

时隙缓冲器调制符号到交错子载波的映射

该过程应该与本文所规定的用于广域OIS信道的过程相同。

OFDM公共操作

被调制的局域OIS信道子载波应该经历本文所规定的公共操作。

广域FDM导频信道

结合广域数据信道或者广域OIS信道发送广域FDM导频信道。广域FDM导频信道携带可以用于FLO设备所执行的广域信道估计以及其它功能的固定比特模式。

对于广域FDM导频信道，应该在携带广域数据信道或者广域OIS信道的每个OFDM符号期间分配单个时隙。

所分配的时隙应该使用1000比特固定模式作为输入。应该将这些比特设置为零。应该根据图14中所示的步骤对这些比特进行处理。

时隙分配

应该在携带广域数据信道或者广域OIS信道的每个OFDM符号期间，为广域FDM导频信道分配具有索引0的时隙。

时隙缓冲器的填充

以由1000个比特组成且将每个比特设置为“0”的固定模式对用于分配给广域FDM导频信道的时隙的缓冲器进行完全填充。

时隙加扰

应该如本文所规定的对广域FDM导频信道时隙缓冲器的比特进行加扰。由SB来表示加扰时隙缓冲器。

调制符号映射

如在表6中以

D = \frac{1}{\sqrt{2}}

所规定的，应该将第i个加扰时隙缓冲器的具有两个连续比特的每个组映射到复调制符号MS＝(mI，mQ)中，所述两个连续比特SB(i，2k)和SB(i，2k+1)，i＝0，k＝0，1，...499分别标记为s₀和s₁。图13示出了用于QPSK调制的信号星座图。

时隙到交错映射

广域FDM导频信道的从时隙到交错的映射应该遵照本文的规定。

时隙缓冲器调制符号到交错子载波的映射

OFDM公共操作

被调制的广域FDM导频信道子载波应该经历本文所规定的公共操作。

局域FDM导频信道

结合局域数据信道或者局域OIS信道发送局域FDM导频信道。局域FDM导频信道携带可以用于FLO设备所执行的局域信道估计以及其它功能的固定比特模式。

对于局域FDM导频信道，应该在携带局域数据信道或者局域OIS信道的每个OFDM符号期间分配单个时隙。

时隙分配

应该在携带局域数据信道或者局域OIS信道的每个OFDM符号期间，为局域FDM导频信道分配具有索引0的时隙。

数据时隙缓冲器的填充

以由1000个比特组成且将每个比特设置为“0”的固定模式对用于分配给局域FDM导频信道的时隙的缓冲器进行完全填充。

时隙缓冲器加扰

应该如0中所规定的对局域FDM导频时隙缓冲器的比特进行加扰。由SB来表示加扰时隙缓冲器。

调制符号映射

如在表6中以

D = \frac{1}{\sqrt{2}}

时隙到交错映射

局域FDM导频信道的从时隙到交错的映射应该遵照本文的规定。

时隙缓冲器调制符号到交错子载波的映射

OFDM公共操作

被调制的局域FDM导频信道子载波应该经历本文所规定的公共操作。

广域数据信道

使用广域数据信道携带想要进行广域多播的物理层分组。用于广域数据信道的物理层分组可以与广域中发送的任意一个活动MLC相关。

用于所分配时隙的广域数据信道处理

应该根据图26中所示的步骤对广域数据信道的物理层分组进行处理。

对于常规调制(QPSK和16-QAM)，在将物理层分组存储在数据时隙缓冲器中之前，对其进行turbo编码和比特交织。对于分层调制，在将基本分量物理层分组和增强分量物理层分组复用到数据时隙缓冲器之前，对其单独进行turbo编码和比特交织。

编码

应该以码速率R＝1/2、1/3和2/3对广域数据信道物理层分组进行编码。如本文所规定的，编码器应该丢弃输入物理层分组的6比特尾部字段，并且以并行turbo编码器对剩余比特进行编码。Turbo编码器应该添加内部生成的具有6/R(＝12、18或9)个输出码比特的尾部，使得输出处的turbo编码比特的总数目是输入物理层分组中比特数目的1/R倍。

图27示出了用于广域数据信道的编码方案。广域数据信道编码器参数应该遵照下表14中的规定。

比特	Turbo编码器输入比特N_turbo	码速率	Turbo编码器输出比特
比特	Turbo编码器输入比特N_turbo	码速率	Turbo编码器输出比特	1000	994	1/2	2000
1000	994	1/3	3000	1000	994	1/2	2000
1000	994	1/3	3000	1000	994	2/3	1500

表14 数据信道编码器的参数

Turbo编码器

用于广域数据信道物理层分组的turbo编码器应该遵照本文的规定。

通过处于开启位置的开关对构成编码器计时N_turbo次并且如下表15中所规定的对输出进行穿孔，来生成编码数据输出比特。在穿孔模式中，“0”意味着比特应该被删除，并且“1”意味着比特应该通过。每个比特周期的构成编码器输出应该以序列X、Y0、Y1、X□、Y□0、Y□1通过，其中首先输出X。在生成编码数据输出比特过程中不使用比特重复。

用于尾部周期的构成编码器输出符号穿孔应该遵照下表16的规定。在穿孔模式中，“0”意味着符号应该被删除，并且“1”意味着符号应该通过。

对于速率为1/2的turbo码，前三个尾部比特周期中每一个的尾部输出码比特应该是X Y₀，并且后三个尾部比特周期中每一个的尾部输出码比特应该是X□Y□0。

对于速率为1/3的turbo码，前三个尾部比特周期中每一个的尾部输出码比特应该是XXY₀，并且后三个尾部比特周期中每一个的尾部输出码比特应该是X□X□Y□0。

对于速率为2/3的turbo码，前三个尾部比特周期中每一个的尾部输出码比特应该分别是XY₀、X和XY₀。后三个尾部比特周期的尾部输出码比特应该分别是X□X□Y□0和X□。

表15 用于数据比特周期的穿孔模式

应当注意，在上表15中，从顶部到底部读取穿孔表。

表16 用于尾部比特周期的穿孔模式

应当注意，关于上表16，对于速率为1/2的turbo码，应该从顶部到底部并且随后从左边到右边读取穿孔表。对于速率为1/3的turbo码，从顶部到底部(重复X和X’)并且随后从左边到右边读取穿孔表。对于速率为2/3的turbo码，从顶部到底部并且随后从左边到右边读取穿孔表。

Turbo交织器

用于广域数据信道的turbo交织器应该遵照本文的规定。

比特交织

应该如本文所规定的对广域数据信道turbo编码分组进行比特交织。

数据时隙分配

对于广域数据信道，应该为与一个或多个MLC相关的多个turbo编码分组的传输每OFDM符号分配7个数据时隙。对于某些模式(2、4、8和11，见上表5)，turbo编码分组占用一个时隙的一部分。然而，以避免多个MLC共享同一个OFDM符号内时隙的方式将时隙分配给MLC。

数据时隙缓冲器的填充

应该将广域数据信道turbo编码分组的比特交织码比特写入一个或多个数据时隙缓冲器。这些数据时隙缓冲器对应于从1至7的时隙索引。对于QPSK，数据时隙缓冲器大小应该是1000比特，并且对于16-QAM和分层调至，数据时隙缓冲器大小应该是2000比特。对于QPSK和16-QAM调制，应该将比特交织码比特顺序写入时隙缓冲器。对于分层调制，应该在填充时隙缓冲器之前，如图28中所示，将对应于基本和增强分量的比特交织码比特进行交织。

图29示出了单个turbo编码分组跨越3个数据时隙缓冲器的情况。

图30示出了将具有码速率1/3的基本分量turbo编码分组与(具有相同码速率的)增强分量turbo分组进行复用，以便占用3个数据时隙缓冲器的情况。

图31示出了数据信道turbo编码分组占用一个数据时隙的一部分并且需要4个turbo编码分组来填充整数个数据时隙的情况。

图31中的3个时隙可以跨越1个OFDM符号或者多个连续的OFDM符号。在任何一种情况下，在OFDM符号上用于MLC的数据时隙分配应该具有连续时隙索引。

图32示出了在一个帧内的3个连续OFDM符号上将时隙分配给5个不同MLC的快照。在该图中，TEP、n、m表示用于第m个MLC的第n个turbo编码分组。在该图中：

a.MLC 1使用发送模式0并且对于每个turbo编码分组需要3个时隙。其使用3个连续OFDM符号发送1个turbo编码分组。

b.MLC 2使用发送模式1并且利用2个时隙发送单个turbo编码分组。其使用OFDM n和n+1发送2个turbo编码分组。

c.MLC 3使用发送模式2并且需要1.5个时隙来发送1个turbo编码分组。其使用3个连续OFDM符号发送6个turbo编码分组。

d.MLC 4使用发送模式1并且需要2个时隙来发送单个turbo编码分组。其使用2个连续OFDM符号发送2个turbo编码分组。

e.MLC 5使用发送模式3并且需要1个时隙来发送turbo编码分组。其使用1个OFDM符号发送一个turbo编码分组。

时隙加扰

比特到调制符号映射

对于广域数据信道，取决于发送模式，可以使用QPSK、16-QAM或者分层调制。

QPSK调制

如在表6中以

D = \frac{1}{\sqrt{2}}

16-QAM调制

如在下表17中以

A = \frac{1}{\sqrt{10}}

所规定的，来自第i个加扰时隙缓冲器的具有4个连续比特的每个组SB(i，4k)、SB(i，4k+1)、SB(i，4k+2)和SB(i，4k+3)，i＝1，2，...7，k＝0，1，...499应该进行分组，并且应该映射到16-QAM复调制符号S(k)＝(mI(k)，mQ(k))，k＝0，1，...499。图33示出了16-QAM调制器的信号星座图，其中，s0＝SB(i，4k)、s1＝SB(i，4k+1)、s2＝SB(i，4k+2)并且s3＝SB(i，4k+3)。

表17 16-QAM调制表

具有基本和增强分量的分层调制

如在下表18中所规定的，来自第i个加扰时隙缓冲器的具有4个连续比特的每个组SB(i，4k)、SB(i，4k+1)、SB(i，4k+2)和SB(i，4k+3)，i＝1，2，...7，k＝0，1，...499应该进行分组，并且映射到分层调制复符号S(k)＝(mI(k)，mQ(k))，k＝0，1，...499。如果r表示基本分量和增强分量之间的能量比，则应该通过以下公式给出α和β：

α = \sqrt{\frac{r}{2 (1 + r)}}

和

β = \sqrt{\frac{1}{2 (1 + r)}}

(见表4)。

图34示出了用于分层调制的信号星座图，其中，s0＝SB(i，4k)、s1＝SB(i，4k+1)、s2＝SB(i，4k+2)并且s3＝SB(i，4k+3)。应当注意，用于填充时隙缓冲器的过程确保(见图28)比特s₀和s₂对应于增强分量，并且比特s₁和s₃对应于基本分量。

表18 分层调制表

应当注意，上表18中的

α = \sqrt{\frac{r}{2 (1 + r)}},

β = \sqrt{\frac{1}{2 (1 + r)}},

其中，r是基本分量能量与增强分量能量的比。

仅基本分量的分层调制

如在表6中以

D = \frac{1}{\sqrt{2}}

所规定的，应该将来自第i个加扰时隙缓冲器的具有4个连续比特的每个组中的第2个和第4个比特映射到复调制符号MS＝(mI，mQ)中，所述第2个和第4个比特SB(i，4k+1)和SB(i，4k+3)，i＝0，1，2，...7，k＝0，1，...499分别标记为s₀和s₁。图13示出了用于QPSK调制的信号星座图。

时隙到交错映射

用于广域数据信道OFDM符号的从时隙到交错的映射应该遵照本文的规定。

时隙缓冲器调制符号到交错子载波的映射

应该使用本文所规定的过程将每个所分配时隙中的500个调制符号顺序分配给500个交错子载波。

OFDM公共操作

被调制的广域数据信道子载波应该经历本文所规定的公共操作。

用于未分配时隙的广域数据信道处理

广域数据信道中未分配的时隙使用1000比特固定模式作为输入，每个比特设置为零。应该根据图14中所示的步骤对这些比特进行处理。

时隙缓冲器的填充

以由1000个比特组成且将每个比特设置为“0”的固定模式对用于广域数据信道的每个未分配时隙的缓冲器进行完全填充。

时隙加扰

应该如0中所规定的对广域数据信道中每个未分配时隙缓冲器的比特进行加扰。由SB来表示加扰时隙缓冲器。

调制符号映射

如在表6中以

D = \frac{1}{\sqrt{2}}

所规定的，应该将来自第i个加扰时隙缓冲器的具有两个连续比特的每个组映射到复调制符号MS＝(mI，mQ)中，所述两个连续比特SB(i，2k)和SB(i，2k+1)，i＝1，2，...7，k＝0，1，...499分别标记为s₀和s₁。图13示出了用于QPSK调制的信号星座图。

时隙到交错映射

用于广域数据信道OFDM符号中未分配时隙的从时隙到交错的映射应该遵照在0中的规定。

时隙缓冲器调制符号到交错子载波的映射

应该将时隙缓冲器内的500个调制符号顺序分配给500个交错子载波，如下：应该将第i个复调制符号(其中，i∈{0，1，...499})映射到该交错的第i个子载波。

OFDM公共操作

被调制的广域数据信道OFDM符号子载波应该经历本文所规定的公共操作。

局域数据信道

使用局域数据信道携带想要进行局域多播的物理层分组。用于局域数据信道的物理层分组可以与局域中发送的任意一个活动MLC相关。

用于所分配时隙的局域数据信道处理

应该根据图26中所示的步骤对局域数据信道的物理层分组进行处理。

编码

应该以码速率R＝1/3、1/2或2/3对局域数据信道物理层分组进行编码。如本文所规定的，该编码过程应该与用于广域数据信道的编码过程相同。

比特交织

应该如本文所规定的对局域数据信道turbo编码分组进行比特交织。

数据时隙分配

对于局域数据信道，时隙分配应该遵照本文的规定。

数据时隙缓冲器的填充

用于为局域数据信道填充时隙缓冲器的过程应该遵照本文的规定。

时隙加扰

应该如本文所规定的对每个所分配时隙缓冲器的比特进行加扰。由SB来表示加扰时隙缓冲器。

时隙比特到调制符号映射

对于局域数据信道，取决于发送模式，可以使用QPSK、16-QAM或者分层调制。

QPSK调制

如本文所规定的，应该将来自加扰时隙缓冲器的具有两个连续比特的每个组映射到QPSK调制符号中。

16-QAM调制

如本文所规定的，应该将来自加扰时隙缓冲器的具有4个连续比特的每个组映射到16-QAM调制符号中。

具有基本和增强分量的分层调制

如本文所规定的，应该将来自加扰时隙缓冲器的具有4个连续比特的每个组映射到分层调制符号中。

仅基本分量的分层调制

如本文所规定的，应该将来自加扰时隙缓冲器的具有4个连续比特的每个组中的第2个和第4个比特映射到QPSK调制符号中。

时隙到交错映射

用于局域数据信道OFDM符号的从时隙到交错的映射应该遵照本文的规定。

时隙调制符号到交错子载波的映射

OFDM公共操作

用于未分配时隙的局域数据信道处理

局域数据信道中未分配的时隙使用1000比特固定模式作为输入，每个比特设置为零。应该根据图14中所示的步骤对这些比特进行处理。

时隙缓冲器的填充

以由1000个比特组成且将每个比特设置为“0”的固定模式对用于局域数据信道每个未分配时隙的缓冲器进行完全填充。

时隙加扰

调制符号映射

时隙到交错映射

用于局域数据信道OFDM符号中未分配时隙的从时隙到交错的映射应该遵照本文的规定。

时隙缓冲器调制符号到交错子载波的映射

OFDM公共操作

被调制的局域数据信道OFDM符号子载波应该经历本文所规定的公共操作。

时隙到交错映射

如在本章节中所规定的，时隙到交错映射在1个OFDM符号到下一个OFDM符号之间不同。在每个OFDM符号中存在8个时隙。FDM导频信道应该利用时隙0。对于超帧中的OFDM符号索引j，应该为时隙0分配交错I_p[j]，如下：

如果(j mod 2＝0)，则I_p[j]＝2

否则，I_p[j]＝6

用于时隙0的交错分配过程确保对于偶数和奇数OFDM符号索引，分别为FDM导频信道分配交错2和6。将每个OFDM符号中剩余的7个交错分配给时隙1至7。在图35中对此进行了说明，其中，P和D表示分配给分别被FDM导频信道和数据信道所占用的时隙的交错。

用于从时隙1至7的时隙到交错映射应该如下：

a.使i是交错索引i(i∈{0，7})的3比特值。将i的比特反转值表示为i_br。

b.用I_j表示如本文之前所定义的第j个交错。通过以i_br代替Ii中的索引i(i∈{0，7})来改变交错序列{I₀ I₁ I₂ I₃ I₄ I₅ I₆ I₇}的次序，以便生成改变次序后的序列，PS＝{I₀ I₄ I₂ I₆ I₁ I₅ I₃ I₇}。

c.对PS中的交错I₂和I₆进行联合，以便生成缩短的交错序列，SIS＝{I₀I₄ I₂/I₆ I₁ I₅ I₃ I₇}。

d.对于超帧中具有索引j(j∈{1，1199})的OFDM符号，利用等于(2×j)mod 7的值对步骤3中的SIS执行右手循环移位，以便生成改变次序后的缩短的交错序列PSIS(j)。

e.如果(j mod 2＝0)，则选择PSIS(j)中的交错I₆。否则，选择PSIS(j)中的交错I₂。

f.对于超帧中的第j个OFDM符号间隔，应该为第k个数据时隙(对于k∈{1，...7})分配交错PSIS(j)[k-1]。

应当注意，对于上述步骤c，由于为导频交替使用交错2和交错6，所以剩余7个交错被用于分配到数据时隙。另外，应当注意，超帧跨越1200个OFDM符号间隔，并且没有使用对于OFDM符号索引0的时隙到交错映射。此外，对于上述步骤d，应当注意，利用2对序列s＝{1 2 3 4 5}执行右手循环移位，从而产生序列s(2)＝{4 5 1 2 3}。

图36示出了在15个连续OFDM符号间隔上对所有8个时隙的交错分配。从时隙到交错的映射模式在每14个连续OFDM符号间隔之后进行重复。图36示出了在导频交错后在大致相同时间获得分配的交错，从而所有交错的信道估计性能是大致相同的。

OFDM公共操作

该操作将与对应于OFDM符号间隔m的子载波索引k相关的复调制符号X_k，m变换成RF发送信号。在图37中示出了该操作。

IFT操作

应该通过逆傅里叶变换(IFT)公式将与第m个OFDM符号相关的复调制符号X_k，m，k＝0，1，...，4095关联于连续时间信号x_m(t)。具体地，

x_{m} (t) = \frac{1}{N} Σ_{k = 0}^{N - 1} X_{k, m} e^{j 2 π {(Δf)}_{SC} (k - \frac{N}{2}) (t - T_{WGI} - T_{FGI})}, 0 \leq t \leq T_{s}^{'} .

在以上公式中，(Δf)_SC是子载波间隔，T_WGI、T_FGI和

按照本申请之前所讨论的进行定义。

加窗

信号x_m(t)应该与窗函数w(t)相乘，其中，

w (t) = \{\begin{matrix} 0.5 + 0.5 \cos (π + πt / T_{WGI}) & 0 \leq t \leq T_{WGI} \\ 1 & T_{WGI} < t < (T_{WGI} + T_{FGI} + T_{U}) \\ 0.5 + 0.5 \cos (π + π (T_{s}^{'} - t) / T_{WGI}) & (T_{WGI} + T_{FGI} + T_{U}) \leq t \leq (2 T_{WGI} + T_{FGI} + T_{U}) \end{matrix}

由y_m(t)来表示加窗后的信号，其中，y_m(t)＝x_m(t)w(t)。

在上文中，T_U和T_s遵照本文之前的定义。

重叠和求和

应该通过将来自连续OFDM符号的加窗后的连续时间信号与T_WGI进行重叠来生成基带信号s_BB(t)。在图38中对此进行了说明。具体地，通过以下公式给出s_BB(t)：

s_{BB} (t) = Σ_{m = - \infty}^{\infty} y_{m} (t - {mT}_{s})

载波调制

应该将同相和正交基带信号上变频到RF频率并且对其进行求和，以便生成RF波形s_RF(t)。在图37中，f_C(k)是第k个FLO RF信道的中心频率(见表1)。

渐进前导码发送和接收

在另一个实例中，所公开的通信系统可以包括对在网络标识和识别中使用的渐进(progressive)前导码的发送和相应的接收。应当注意，如之前结合图10-图18的实例所讨论的，可以使用网络标识符(ID)对广域网络和局域网络进行标识或识别。在这些实例中，前导码中的四(4)个OFDM符号专用于TDM导频信道，其包括TDM导频1信道、广域标识信道(WIC)、局域标识信道(LIC)和TDM导频2信道。在之前的实例中，例如，即使移动接收机用户仅需要接收广域网络内容，接收机也对WIC和LIC信道都进行处理。

在本实例中，在单独的OFDM符号中发送广域可操作基础结构ID(WOIID)和局域可操作基础结构ID(LOI ID)，其中，例如，当仅需要广域(WOI)数据时，移动收发信机仅需要捕获一个OFDM符号中的WOI ID以便接收WOI数据，而为了接收局域(LOI)数据，则需要两个OFDM符号中的WOI和LOI ID。

如所实现的，本实例为定时和频率捕获以及网络ID捕获使用三个专用OFDM符号。在图39中示出了利用该方法的帧(例如超帧)前导码部分的一部分3900的视图。如图所示，将三个专用符号结构TDM 1(3902)、TDM2(3904)和TDM 3(3906)排列在所示的前导码部分中。

类似于本文之前所描述的实例(例如，TDM导频1)，这三个符号中的第一个，TDM 1(3902)，用于粗略定时捕获、帧边界划分以及载波频率偏移量捕获。

使用符号TDM 2(3904)发送嵌入WOI ID信息的导频。图40示出了符号TDM 2(3904)内的数据的更详细视图。将TDM 2配置为包括填充有WOI导频信道的四个偶数或奇数频率交错字段，其为利用以WOI ID为种子的PN序列进行加扰的导频。如图所示，在图40中，符号3902包括分别标记为参考标号4000、4002、4004和4006的四个偶数频率交错(0、2、4、6)，其以WOI导频信道进行填充。将剩余的奇数交错时隙4008归零。通过利用奇数或者偶数频率交错，当通过FFT从频域进行变换时，所得到的OFDM符号波形由在时域中具有相同波形的两个重复副本组成。如图42中所示，由于来自TDM 1的定时仅仅是粗略定时，所以通过具有从TDM 2生成的波形的两个副本能够确保即使波形在采样窗时间周期之前或之后出现，也可以获得波形的完整副本，稍后将对此进行描述。由于可以在不将信息嵌入到TDM 3符号的情况下使用TDM 2来实现精确定时，所以本实例与之前结合图10-图18所描述的实例是不同的。与此不同，之前所公开的实例需要来自TDM导频1信道、WIC信道、LIC信道和TDM 2导频信道的信息，以便实现精确定时。

图41示出了TDM 3符号3906的配置，其被用于发送嵌入了WOI和LOI ID的导频信息。利用WOI和LOI导频来填充四个偶数或奇数交错(例如，0、2、4、6)，例如所示的偶数交错4100、4102、4104和4106。类似于TDM 2，利用PN序列对TDM 3中的导频信道进行加扰，但是其以WOI和LOI ID的组合作为种子。随后，奇数或偶数交错产生在时域中具有相同波形的两个副本。应当注意，在导频信道中作为种子的LOI ID信息取决于WOI ID。例如，如果假定可以从一组16个可能的WOI ID中选择WOI ID，并且类似地，可以从另一组16个可能的LOI ID中选择LOI ID，那么收发信机中的处理电路或软件将需要操作性地处理WOI和LOI ID的256种不同组合(16×16)，以便确定对LOI数据进行接收所需要的WOI ID和LOI ID的正确组合。然而，在本实例中，TDM 3中每个交错4100、4102、4104和4106所包括的LOI ID信息依赖于或者基于在TDM 2中作为种子的WOIID。因此，在该特定实例中，收发信机仅仅需要对16个可能的WOI ID进行处理以便从TDM 2中获得精确定时信息，并且随后对所检测到的WOI ID与附加的16个可能LOI ID的组合进行处理，总共执行32个处理操作。

在操作中，根据当前所描述实例的定时捕获首先按照本文之前针对图10-图18所描述的，捕获TDM 1(例如，3902)以获得粗略定时和频率。

在从TDM 1(3902)捕获粗略定时之后，在经过了四分之一(1/4)符号时间之后，开始对TDM 2(例如，3904)进行采样。作为示例，图42示出了示例性符号波形4200。通过从TDM 1捕获的粗略定时来确定由线4202所指示的符号的开始。在经过了如线4204所指示的1/4符号时间之后，对符号采样二分之一(1/2)符号长度，其在线4206处结束。假定N是符号中采样的总数，则TDM 2的采样过程将执行1至N/2个采样{p_k，k＝1，2，…，N/2}。应当注意，如果在需要局域内容的情况下使用该符号，则对TDM 3的符号波形执行相同的采样。

在确定N/2个采样过程中，根据采样确定对噪声基线的估计。根据一个实例，可以通过对于k(例如，N/2)个采样确定信道能量状况|p|²的方差，来对噪声基线进行估计。具体地，可以使用在以下公式(1)中所给定的数量关系来确定p的方差σ²。

σ^{2} = \frac{1}{N / 2} Σ_{k = 1}^{N / 2} {| p_{k} |}^{2} - - - (1)

具体地，在从TDM 1捕获粗略定时以作为TDM 2的开始之后，跳过前N/4个采样。然后，对接下来的N/2个采样进行采样(例如，见图42)。在公式(1)中使用了来自这N/2个采样中每一个的能量状况(|p_k|²)(即，p₁是N/2个采样中的第一个采样，并且p_N/2是N/2个采样中的最后一个采样)。通过这种方式，只要TDM 1的定时误差在(-N/4，+N/4)内，就能够确保用于公式(1)的采样(p₁，p₂，...，p_N/2)总是包含波形的完整副本。

然后，使用快速傅里叶变换(FFT)将相同的采样{p_k，k＝1，2，…，N/2}变换到频域。在使用FFT将采样变换到频域之后，使用与M个可能WOI ID中的第m个WOI ID相关的PN序列来对导频符号进行解扰。使用逆快速傅里叶变换(IFFT)将解扰后的导频符号变换回时域，以便获得从1至N/2的每个采样的信道估计c_k(即，{c_k，k＝1，2，…，N/2})。使用之前所计算的噪声基线σ²计算检测度量E，如公式(2)所示：

E^{(m)} = Σ_{k = 1}^{N / 2} ({| c_{k}^{(m)} |}^{2} - {ησ}^{2}) - - - (2)

其中，m是WOI ID，并且η是可以用于对所期望的噪声阈值进行修改的预定因子。对于所有M个WOI ID计算检测度量E。在对于所有M个WOI ID进行计算之后，所检测的WOI ID将是具有最大检测度量的一个，其指示该WOI ID是最可能需要的WOI ID，这是因为它提供了在噪声阈值上的最大信道活动能量。

可以重复上述确定操作，以便从L个LOI ID中确定所述LOI ID。然而，应当注意，如果仅将移动收发信机设置为接收WOI数据，则仅需要用所检测的WOI ID对符号TDM 2进行解扰，以便实现WOI精确定时捕获。可以用已知的在通信系统中进行定时捕获的任意数目的方法来实现精确定时捕获。在2005年12月15日递交的、名称为“METHODS AND APPARATUSFOR DETERMINING TIMING IN A WIRELES SCOMMUNICATIONSYSTEM”的未决U.S.申请No.11/303,485中描述了可以使用的该方法的实例，该申请被转让给本申请的受让人并且通过参考而明确地并入本文。

如上所述，如果将移动收发信机设置为也接收LOI数据，则重复上述相同的过程以检测LOI ID。从TDM 3中检测LOI ID的过程使用所检测的WOI ID和所有可能LOI ID的组合。在WOI和LOI ID的检测之后，利用所检测的WOI和LOI ID对符号TDM 3进行解扰，并且接着将解扰后的符号TDM 3用于使用已知的在之前段落中提到的进行定时捕获的任意数目的方法来实现LOI精确定时捕获。与此不同，本文之前所公开的实例不提供这种LOI精确定时捕获机制。缺乏这种机制可能降低LOI数据接收性能。

图43是示例性收发信机4300的方框图，其可以采用实现上述方法的装置来接收TDM 1、TDM 2和TDM3符号，以及在仅需要WOI数据的情况下基于TDM 2捕获精确定时或者在需要WOI和LOI数据的情况下基于TDM 3捕获精确定时。如图所示，收发信机4300包括天线4302，用于接收所发送的无线信息，例如，该信息在超帧前导码中包括TDM 1、TDM 2和TDM 3。天线4302将无线信号信息传送到模拟-数字(A/D)变换器4304，A/D变换器4304将模拟无线信号变换成数字信号4306。然后，A/D变换器4304将数字信号4306输出到采样器4308或者类似的合适设备。在功能上，采样器4308是收发信机4300中实现用于对数字信号4306内的子载波进行采样的定时窗的部分。将采样器4310的输出输入到处理器4312和FFT4314。应当注意，可以通过DSP或者任何其它合适的处理器来实现处理器4312。

将FFT 4314配置为将采样从采样4308变换到频域，并且将频域传送到解扰器或者解码器4316，解扰器4316使用与M个可能WOI ID中的第m个WOI ID相关的PN序列对利用PN序列加扰的导频符号进行解扰。

处理器4314可以进一步包括信道估计/定时估计4318和逆FFT(IFFT)4320。如图所示，IFFT 4320在频域中接收解扰后的导频符号并将其变换回时域，以便由信道估计/定时估计单元4318用于获得信道估计。处理器4314还可以按照以上结合公式(2)所述确定检测度量，并且接着基于最大检测度量的确定来检测WOI ID。

另外，如上所述，单元4318的定时估计部分可以首先利用来自TDM 1的数据捕获并设置定时，以用于在1/4符号时间之后开始对TDM 2采样1/2符号长度。此外，单元4318的定时估计部分通过接着使用所检测到的用于精确定时捕获的WOI对数据进行解扰，来获得精确定时捕获。进而，信道估计/定时估计单元4318将定时数据4322输出到采样器4308，以设置采样器4308的采样窗的定时。

此外，如果处理器4312被编程或者处理器4312接收到用于接收局域数据(LOI)的指令，则处理器4312将执行之前针对TDM 3所描述的附加处理。否则，将处理器4312配置为识别出不对TDM 3中的数据进行处理。

应当注意，可以将信道估计/定时捕获单元4318实现为例如收发信机300的收发信机装置内的硬件、软件或者固件。另外，在软件实现的情况下，收发信机300可以包括集成电路，例如包括计算机可读介质(例如，存储器4324)或者与计算机可读介质进行接口连接的专用集成电路(ASIC)，所述计算机可读介质上存储有指令，当处理器(例如，处理器4312)执行所存储的指令时，使得处理器执行在本公开文件中所描述的方法。作为另一个实例，可以通过收发信机300内的数字信号处理器316或者DSP和硬件的组合来实现处理器4312。

如图43所示，在解扰或者解调之后，将所得到的解扰后的信号作为串行比特流输出，以供容纳收发信机的例如移动电话设备或个人数字助理的移动通信设备使用。

图44示出了用于发送无线符号的方法的流程图，所述无线符号例如OFDM符号，其具有用于将信息传送到收发信机以实现定时捕获的三个不同的符号(例如，TDM 1、TDM 2和TDM 3)。如图所示，方法4400在方框4402处开始，其中，对处理4400进行初始化。然后，流程继续进行到方框4402，其中，发送配置为至少传送定时信息的第一符号(例如，TDM1)。

流程从方框4402继续进行到方框4404，其中，发送第二符号，第二符号配置为传送包括关于第一网络的网络标识信息的第一信息。该部分的实例为TDM 2的传输过程。

在执行方框4404之后，流程继续进行到方框4406，其中，发送第三符号，第三符号配置为传送包括关于第二网络的网络标识信息的第二信息。关于第二网络的网络标识信息包括关于第一网络的网络标识信息的至少一部分。该传输的实例为TDM 3的传输。

然后，流程继续进行到方框4408，其中，过程4400终止。应当注意，可以由发射机(未示出)或者类似的设备实现过程4400。图45示出了将相应的收发信机配置为接收并处理所发送的符号的方法。

如图所示，图45公开了用于对例如图44的方法所发送的网络标识符进行接收和确定的过程4500。可以由例如收发信机4400的收发信机实现该过程。

过程4500在开始方框4502处开始，并且继续进行到方框4504。在方框4504处，对配置为至少传送定时信息的第一接收符号进行处理。作为该过程实现的实例，例如，图43中的收发信机4300可以接收TDM 1，并且根据符号TDM 1确定粗略定时。在方框4504之后，流程继续进行到方框4506，其中，对第二接收符号进行处理，第二接收符号配置为传送包括关于第一网络的网络标识信息的第一信息。可以由收发信机4300来实现方框4506中的该过程，更具体地，可以由采样器4308、处理器4312和信道估计/定时估计单元4318来实现该过程。

在方框4506完成之后，流程继续进行到判决方框4508。在此处确定是否需要局域数据(LOI数据)。如果不需要，则流程继续进行到方框4510，其中，仅使用第一网络数据(例如，WOI ID)来捕获定时。在方框4510中的精确定时捕获之后，流程继续进行到终止方框4512。

可选地，在判决方框4508处，如果需要第二网络数据(例如，LOI数据)，则流程继续进行到方框4514。在方框4514处，该过程对第三接收符号进行处理，第三接收符号配置为传送包括关于第二网络(即LOI)的网络标识信息的第二信息(即LOI ID)，其中，关于第二网络的网络标识信息包括关于第一网络的网络标识信息的至少一部分(即，LOI ID检测基于在方框4506中处理的所检测的WOI数据的组合)。在方框4514的过程完成之后，流程继续进行到方框4516，其中，精确定时捕获基于所检测的第一和第二网络标识信息(即，WOI和LOI ID)。在定时捕获之后，流程继续进行到终止方框4512。

图46示出了根据本公开文件的在发射机中使用的处理器的实例。如图所示，在发射机4600中所使用的发射机或者处理器包括用于发送第一符号的模块4602。第一符号配置为至少传送可由接收机用于捕获粗略定时的定时信息。之前所公开的第一OFDM符号的实例是OFDM符号TDM 1。处理器4600还包括用于发送第二符号的模块4606，第二符号配置为传送包括关于第一网络的网络标识信息的第一信息。第二符号的实例包括上述的TDM 2，其包括关于WOI网络的WOI ID信息。

处理器4600还包括用于发送第三符号的模块4606，第三符号配置为传送包括关于第二网络的网络标识信息的第二信息。关于第二网络的网络标识信息还包括关于第一网络的网络标识信息的至少一部分。该第三符号的实例包括TDM 3，其基于WOI ID信息表征LOI ID信息，其中，LOI ID用于接入LOI网络。

例如，如图39所示，处理器4600还包括发送电路或者用于将来自模块4062、4064和4068的符号组合成帧或超帧的模块4608。然后，经由天线4610将帧或者超帧进行无线发送。

图47示出了示例性收发信机或者收发信机4700内的处理器，收发信机4700配置为接收无线通信信号。如图所示，处理器4700与天线4702通信，天线4702接收如图39所示的排列在帧内的无线通信信号。例如，信号被传递到用于对第一接收符号进行处理的模块4704，其中，第一接收符号配置为将第一定时信息传送到收发信机或者处理器4700。例如，该信息可以类似于以上讨论的符号TDM 1，并且用于实现之前所描述的粗略定时捕获。另外，处理器4700包括与模块4704进行通信的模块4706，用于对第二接收符号进行处理的模块4706配置为传送包括关于第一网络的网络标识信息的第一信息。例如，第二接收符号可以是TDM 2，其传送关于WOI网络的WOI ID。

处理器4700还包括与模块4706进行通信的模块4708，其中，模块4708用于选择性地对第三接收符号进行处理，第三符号配置为传送包括关于第二网络的网络标识信息的第二信息，其中，当将收发信机选择性地配置为从第二网络接收数据时，关于第二网络的网络标识信息包括关于第一网络的网络标识信息的至少一部分。例如，第三符号的实例可以是本文之前所描述的基于WOI ID传送LOI ID的TDM 3。

处理器4700还包括与模块4706和4708进行通信的处理电路，用于根据是否需要LOI数据来捕获WOI数据的定时或者WOI和LOI数据的定时。应当注意，作为实例，模块4704、4706、4708和4710可以由图43中示出的一些或者全部组件实现。

之前结合图39-图47所公开的实例通过对帧前导码内的符号进行渐进或有选择的使用，提供了对处理资源的更好使用；特别是在仅需要WOI数据的情况下，由于只需对两个帧(即TDM 1和TDM 2)进行处理，所以能够提供对处理资源的更好使用。此外，当需要LOI数据时，通过将第三符号用于使用了WOI ID和所有可能LOI ID的组合的、LOI数据接收的精确定时捕获，处理资源能够得到最优化。由于需要较少的处理资源，从而可以实现更小的芯片或处理器尺寸。

可以用通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑器件、分立门或晶体管逻辑、分立硬件组件或者设计为实现本文所描述功能的任何组合来实现或者执行结合本文所公开实施例描述的各种说明性逻辑块、模块和电路。通用处理器可以是微处理器，但是可选地，该处理器可以是任何传统处理器、控制器、微控制器或者状态机。还可以将处理器实现为计算设备的组合，例如，DSP和微处理器的组合、多个微处理器的组合、一个或多个微处理器与DSP内核的组合或者任何其它这种结构。

可以将结合本文所公开实施例描述的方法或者算法的步骤直接实现在硬件、由处理器执行的软件模块或者二者的组合中。软件模块可以驻留在RAM存储器、闪存、ROM存储器、EPROM存储器、EEPORM存储器、寄存器、硬盘、可移动盘、CD-ROM或者本领域已知的任何其它形式的存储介质中。将示例性存储介质耦合到处理器，使得处理器可以从存储介质读取信息并且将信息写入存储介质。可选地，可以将存储介质集成到处理器中。处理器和存储介质可以驻留在ASIC中。ASIC可以驻留在用户终端中。可选地，处理器和存储介质可以作为分立组件驻留在用户终端中。

提供了对所公开实施例的前述说明，以使本领域的技术人员能够实现或者使用本公开。对这些实施例的各种修改对于本领域的技术人员来说将是明显的，并且可以将本文定义的一般原理应用到其它实施例，而不脱离本发明的精神或者范围。因此，本发明并不旨在限制于本文所示的实施例，而应给予与本文所公开的原理和新颖特征相一致的最宽范围。

本领域的技术人员将会理解，可以使用多种不同技术中的任何一种来表示信息和信号。例如，可以通过电压、电流、电磁波、磁场或粒子、光场或粒子、或者其任何组合来表示可在上述说明中引用的数据、指令、命令、信息、信号、比特、符号和码片。

本领域的技术人员还可意识到，可以将结合本文所公开实施例描述的各个说明性逻辑块、模块、电路和算法步骤实现为电子硬件、计算机软件或者二者的组合。为了清楚地说明硬件和软件的这种可互换性，以上一般性地针对其功能对各种示例性组件、方框、模块、电络和步骤进行了描述。将该功能实现为硬件还是软件取决于施加在整个系统上的特定应用和设计约束。技术人员可以对于每种特定应用采用不同的方式实现所描述的功能，但是不应该将这种实现决定解释为引起偏离本发明的范围。

Claims

1、一种用于在通信系统中发送网络标识符的方法，包括：

发送第一符号，所述第一符号配置为至少传送定时信息；

发送第二符号，所述第二符号配置为传送包括关于第一网络的网络标识信息的第一信息；以及

发送第三符号，所述第三符号配置为传送包括关于第二网络的网络标识信息的第二信息，其中关于所述第二网络的所述网络标识信息包括关于所述第一网络的所述网络标识信息的至少一部分。

2、如权利要求1所述的方法，其中，所述第二符号配置为包括所述第一信息，所述第一信息包括具有第一网络标识信息的所述网络标识信息，所述第一网络标识信息由伪随机噪声序列进行加扰，所述伪随机噪声序列以具有所述第一网络标识信息的所述符号为种子。

3、如权利要求1所述的方法，其中，所述第二符号配置为包括所述第一信息，所述第一信息包括具有第一网络标识信息的所述网络标识信息，所述第一网络标识信息由伪随机噪声序列进行加扰，所述伪随机噪声序列以具有所述第一网络标识信息的所述符号为种子。

4、一种用于在收发信机中确定通信系统中的网络标识符的方法，所述方法包括：

对第一接收符号进行处理，所述第一接收符号配置为将第一定时信息传送到所述收发信机；

对第二接收符号进行处理，所述第二接收符号配置为传送包括关于第一网络的网络标识信息的第一信息；以及

选择性地对第三接收符号进行处理，所述第三接收符号配置为传送包括关于第二网络的网络标识信息的第二信息，其中，当将所述收发信机选择性地配置为从所述第二网络接收数据时，关于所述第二网络的所述网络标识信息包括关于所述第一网络的所述网络标识信息的至少一部分。

5、如权利要求4所述的方法，还包括：

当不需要第二网络信息时，在所述收发信机中基于包括关于第一网络的网络标识信息的至少一个所述第一信息来捕获精确定时。

6、如权利要求4所述的方法，还包括：

当需要第二网络信息时，在所述收发信机中基于包括关于第一网络的网络标识信息的所述第一和第二信息中的至少一个来捕获精确定时。

7、如权利要求4所述的方法，其中，所述第一定时信息是粗略定时信息。

8、如权利要求7所述的方法，还包括：

基于所述粗略定时信息，对所述第二接收符号和所述第三接收符号中的至少一个进行采样。

9、如权利要求4所述的方法，还包括：

基于所述第一定时信息，对所述第二和第三接收符号中的至少一个的噪声基线进行估计。

10、如权利要求8所述的方法，还包括：

基于所述粗略定时信息，针对所述第二接收符号和所述第三接收符号中的至少一个，对所述第二和第三接收符号中的至少一个的噪声基线进行估计。

11、如权利要求4所述的方法，其中，所述第二接收符号配置为在所述第二接收符号内的偶数交错或奇数交错之一中包括所述第一信息，所述第一信息包括关于所述第一网络的网络标识信息。

12、如权利要求4所述的方法，其中，所述第三接收符号配置为在所述第三接收符号内的偶数交错或奇数交错之一中包括关于所述第二网络的所述第二信息。

13、如权利要求4所述的方法，还包括：

将所述采样后的第二和第三接收符号中的至少一个变换到频域；

使用伪随机噪声序列对嵌入在所述第二和第三接收符号中的至少一个内的导频符号进行解扰；

将所述解扰后的导频符号变换到时域；

对于多个网络标识符，确定与所述第二和第三接收符号中的至少一个相关联的、所述经过变换的解扰后的导频符号中的至少一个的信道估计；

基于所确定的信道估计和所述噪声基线，计算检测度量；以及

基于所述检测度量的最大值，从所述多个网络标识符中选择所述网络标识信息内的网络标识符。

14、一种在发射机中使用的处理器，所述处理器配置为：

发送第一符号，所述第一符号配置为至少传送定时信息；

15、如权利要求14所述的处理器，其中，所述第二符号配置为包括所述第一信息，所述第一信息包括具有第一网络标识信息的所述网络标识信息，所述第一网络标识信息由伪随机噪声序列进行加扰，所述伪随机噪声序列以具有所述第一网络标识信息的所述符号为种子。

16、如权利要求14所述的处理器，其中，所述第二符号配置为包括所述第一信息，所述第一信息包括具有第一网络标识信息的所述网络标识信息，所述第一网络标识信息由伪随机噪声序列进行加扰，所述伪随机噪声序列以具有所述第一网络标识信息的所述符号为种子。

17、一种在收发信机中使用的处理器，所述处理器配置为：

18、如权利要求17所述的处理器，其中，所述处理器进一步配置为：

19、如权利要求17所述的处理器，其中，所述处理器进一步配置为：

20、如权利要求17所述的处理器，其中，所述第一定时信息是粗略定时信息。

21、如权利要求20所述的处理器，其中，所述处理器进一步配置为：

22、如权利要求17所述的处理器，其中，所述处理器进一步配置为：

23、如权利要求21所述的处理器，其中，所述处理器进一步配置为：

24、如权利要求17所述的处理器，其中，所述第二接收符号配置为在所述第二接收符号内的偶数交错或奇数交错之一中包括所述第一信息，所述第一信息包括关于所述第一网络的网络标识信息。

25、如权利要求17所述的处理器，其中，所述第三接收符号配置为在所述第三接收符号内的偶数交错或奇数交错之一中包括关于所述第二网络的所述第二信息。

26、如权利要求17所述的处理器，其中，所述处理器进一步配置为：

将所述解扰后的导频符号变换到时域；

27、一种在发射机中使用的处理器，包括：

用于发送第一符号的模块，所述第一符号配置为至少传送定时信息；

用于发送第二符号的模块，所述第二符号配置为传送包括关于第一网络的网络标识信息的第一信息；以及

用于发送第三符号的模块，所述第三符号配置为传送包括关于第二网络的网络标识信息的第二信息，其中关于所述第二网络的所述网络标识信息包括关于所述第一网络的所述网络标识信息的至少一部分。

28、一种在收发信机中使用的处理器，包括：

用于对第一接收符号进行处理的模块，所述第一接收符号配置为将第一定时信息传送到所述收发信机；

用于对第二接收符号进行处理的模块，所述第二接收符号配置为传送包括关于第一网络的网络标识信息的第一信息；以及

用于选择性地对第三接收符号进行处理的模块，所述第三接收符号配置为传送包括关于第二网络的网络标识信息的第二信息，其中，当将所述收发信机选择性地配置为从所述第二网络接收数据时，关于所述第二网络的所述网络标识信息包括关于所述第一网络的所述网络标识信息的至少一部分。

29、一种计算机可读介质，其编码有一组指令，所述指令包括：

用于发送第一符号的指令，所述第一符号配置为至少传送定时信息；

用于发送第二符号的指令，所述第二符号配置为传送包括关于第一网络的网络标识信息的第一信息；以及

用于发送第三符号的指令，所述第三符号配置为传送包括关于第二网络的网络标识信息的第二信息，其中关于所述第二网络的所述网络标识信息包括关于所述第一网络的所述网络标识信息的至少一部分。

30、一种计算机可读介质，其编码有一组指令，所述指令包括：

用于对第一接收符号进行处理的指令，所述第一接收符号配置为至少将定时信息传送到收发信机；

用于对第二接收符号进行处理的指令，所述第二接收符号配置为传送包括关于第一网络的网络标识信息的第一信息；以及

用于选择性地对第三接收符号进行处理的指令，所述第三接收符号配置为传送包括关于第二网络的网络标识信息的第二信息，其中，当选择性地将所述收发信机配置为从所述第二网络接收数据时，关于所述第二网络的所述网络标识信息包括关于所述第一网络的所述网络标识信息的至少一部分。