CN101588139B

CN101588139B - 高功率因数隔离降压型功率因数校正变换器

Info

Publication number: CN101588139B
Application number: CN200910141480.2A
Authority: CN
Inventors: A·琼格赖斯
Original assignee: Flextronics International USA Inc
Current assignee: Maypark Holdings Ltd
Priority date: 2008-05-21
Filing date: 2009-05-20
Publication date: 2015-04-08
Anticipated expiration: 2029-05-20
Also published as: CN101588139A; US8102678B2; US20090290384A1

Abstract

本发明提供一种调节的功率因数校正电源设备。该设备包括用于接收输入AC电压和输出全波整流DC电压的输入整流电路。单级隔离降压型变换器与输入电路连接。变换器电路包括隔离降压型变换器电路，其包括隔离变压器。输出整流器和半导体抽头开关连接到隔离变压器的次级绕组。在输入正弦波半周期部分期间，抽头开关将次级绕组的大部分连接到输出大容量电容器。抽头开关使得单级隔离降压型变换器在输入正弦波的更大部分上工作，但也允许变换器在输入正弦波的大部分上以高效率工作。

Description

高功率因数隔离降压型功率因数校正变换器

技术领域

本发明涉及功率变换器。更具体地，本发明涉及高功率因数隔离降压型功率因数校正变换器。

背景技术

电源或功率变换器将电功率的一种形式和电压转换成另一种期望的形式和电压。AC到DC电源将交流电压(例如由公用事业公司所提供的例如115或230伏交流电(AC))转换成经调节的直流(DC)电压。DC到DC电源将处于一个等级的DC电压(例如400V)转换成例如12V的另一DC电压。

当前各种不同DC到DC功率变换器配置处于使用中，它们中的大多数是降压变换器、升压变换器和降压-升压变换器的变形。称为隔离降压型变换器的降压变换器的一些变形包括隔离变压器。隔离降压型变换器的一些版本包括推挽式变换器、正激式变换器、半桥变换器和全桥变换器。降压型变换器可以或者是占空比可控的开关变换器，或它们可以是频率可控的谐振变换器。

每种类型的隔离降压型变换器可以包括在变压器次级侧的整流器和绕组(winding)的各种组合。一种典型的变形是全桥整流器，其包括4个二极管，配置成产生相同极性的电压输出，而不论次级绕组电压的极性如何。第二种典型变形包括中心抽头的输出，使得中心抽头连接到公共点，并且其他两个绕组的每个的末端都连接到二极管的阳极。两个二极管的阴极连接到输出电容器，并且输出电容器的另一侧附着于中心抽头。另一种变形是倍流电路。还有另一种变形是分离输出，其中中心抽头的次级的一侧将第一输出电容器充电成正电压，而中心抽头的次级的另一侧将第二输出电容器充电到负电压。两个输出电容器也连接到变压器的中心抽头。

AC电功率系统的功率因数被定义为有效功率与视在功率的比值，并且是个处于0和1之间的数。有效功率是用于在特定时间执行工作的电路的容量。视在功率是电路的电流和电压之积。由于存储在负载中并且返回给源的能量，或由于使得从源引出的电流的波形产生失真的非线性负载，视在功率可以大于有效功率。低功率因数负载增加了功率分配系统中的损耗并导致能量成本的增加。功率因数校正(PFC)是一种用于对抗产生小于1的功率因数的电负载的不期望效果的技术。功率因数校正试图将功率因数调节到单位值(1.00)。

大约高于75W的AC到DC变换器，以及低于75W的一些特定应用，需要以高功率因数以及低谐波畸变从AC线路引出电流的变换器。用于产生具有隔离低电压DC输出的功率因数校正电源的多数传统方法包括级联变换器级。

术语“级联变换器级”表示使用多个功率转换级，使得一个变换器级的输出连接到随后级的输入。每个变换器级使用可控的半导体例如MOSFET或IGBT来控制变换器级的输出和/或输入处的电压、电流和/或功率。因此，例如，全波无源整流器桥不被认为是变换器级。尽管级联变换器级可以共享控制电路、内部电源、或者与彼此的通信，但形成每个变换器级的功率半导体以及能量存储元件执行总体上独立于任何其他变换器级的功率转换功能。变换器级的典型例子是降压变换器、升压变换器、降压-升压变换器以及电感变换器的隔离或非隔离变形。

AC到DC功率转换通常以级联变换器而非单级变换器来完成。例如，许多AC到DC变换器使用两个总体上独立的变换器级：第一变换器级将输入的整流正弦电压上跳变到高电压总线，并且第二变换器级将高电压总级下跳变到低电压总线以及提供隔离。尽管常见的是这两个变换器级彼此通信，并且尽管在一个变换器上的波纹(ripple)电压噪声和负载作用对另一个变换器有些影响，但这两种类型的变换器级可以大体上独立于彼此操作。

由于总效率受每个级的影响，所以级联变换器级通常导致低的总效率。例如，如果第一级具有93％的效率而第二级具有93％的效率，则总效率大约是86.5％。在某些情形下，有三个或更多级联的变换器级。例如，具有多个输出例如12V、15V和3.3V的AC到DC变换器可以使用两个级联的变换器级来产生12V和15V，并且接着使用第三级联级来从5V输出产生3.3V输出。如果第一级联级(例如非隔离升压PFC变换器)的效率是93％，第二级(例如隔离全桥变换器)的效率是93％，并且第三级联级(例如5V到3.3V非隔离降压变换器)的效率是96％，则在3.3V输出处的总效率仅为83％。随着更多的变换器级级联以达到最终输出电压，效率将很快地降级。

单级变换器不包含中间DC总线。单级隔离AC到DC变换器通常使用无源整流器来将AC输入转变成DC电压。在单级PFC AC到DC变换器的情形下，在无源整流器的输出处的DC电压类似于全波整流正弦波，例如正弦曲线的绝对值。在非PFC AC到DC单级变换器的情形下，来自无源整流器的输出通常连接到大容量电容器，这将造成整流器输出处的电压类似于近乎恒定的电压，其具有少量的第二谐波线频率纹波叠加在恒定电压之上。

单级AC到DC变换器使用单个隔离功率转换级来将来自整流器的输出处的电压转换成与AC输入电隔离的电压。

术语“隔离”表示将输入电压与输出电压进行隔离。具体地，隔离意味着不存在用于电源的输入源和它的输出端子或负载之间的DC电流的路径。使用与从输入到输出的功率流串联的功率变压器来实现隔离。隔离可以被应用到作为整体的功率变换器，或应用到功率变换器内的单独的组件，其中到组件的电压输入与来自组件的电压输入隔离。

传统的技术通常使用两种方法之一来提供隔离的DC输出和高功率因数输入。第一种方法使用升压变换器(step-up变换器)来产生高电压总线(通常250VDC到400VDC)，其接着与隔离的降压型变换器进行级联以将高电压总线下跳变到隔离的低电压输出。该技术相对昂贵且并不高效。

根据上述第一方法的第一传统高功率-因数隔离变换器包括产生高功率因数输入的升压变换器。升压变换器功率因数校正电路在配置上是有限的。电压-源升压变换器不能被配置成提供隔离的输出，从而包括另一变换器级以提供隔离。进一步，升压变换器在它们被配置成软开关和谐振开关技术的能力方面是有限的，因而这些升压变换器可以产生大量的EMI，高损耗(如果操作在高频率处)，并且它们经常包括昂贵的升压二极管以避免在它们的二极管中的大的逆向恢复损耗问题。可以通过零-电压开关或零-电流开关实现的软开关使用电路谐振来确保功率晶体管在处于或接近零-电压水平或零-电流水平处进行切换。这减轻晶体管组件的压力并且也减少了将作为噪声而另外辐射掉的大频率能量。硬开关是当晶体管导通以及当晶体管断开时，跨晶体管的电压以及通过晶体管的电流的同时存在。该情况导致设备内的功率耗损。

图1A图示出根据第一传统方法的第一传统功率因数校正隔离变换器的框图。EMI滤波器18通常耦合到AC输入源16和变换器的剩余部分之间以避免噪声耦合回到AC源。EMI滤波器18耦合到全波二极管整流器桥20，其配置成向变换器的剩余部分提供经整流的正弦输入电压。非隔离升压变换器21引出来自AC输入源16的接近正弦的电流，并且将高电压容量电容器充电到通常250V到400V，由此生成高电压总线。隔离的降压型变换器22和隔离变压器24将高电压总线下跳变到隔离的低电压输出。

图1A中的非隔离升压变换器21通常是硬开关的。进一步，为了克服升压变换器二极管中高的开关损耗，升压变换器21通常要么使用相对昂贵的碳化硅二极管，要么添加附加的部件以支持软开关转换，这也是昂贵的，或升压变换器使用临界的或不连续的传导模式，由于在变换器的输入处产生的极高纹波电流，这主要上应用于低功率电平。

隔离的降压型变换器22(例如全桥变换器)包括隔离变压器24以生成隔离的次级输出电压。次级输出电压被由整流器26整流并且被滤波以生成DC输出电压。

需要第二变换器级，即隔离的降压型变换器，这是因为升压PFC变换器不能轻易地产生隔离。使用第一变换器级，即升压PFC变换器，这是因为隔离的降压型拓扑通常不能有效地用于提供功率因数校正和隔离的调整电压。隔离的降压型变换器不能有效地用于提供PFC和隔离，因为当由隔离变压器的匝数比决定的输入电压下降到低于输出电压时，它们不能引出来自输入的电流。为了设计传统式隔离的降压型变换器以实现PFC和隔离二者，设计者不得不在以下两者之间做出选择：要么对于大多数的正弦波而言不从输出线引出电流；要么设计隔离变压器匝数比，使得与隔离变压器初级-次级匝数比相乘的输出电压是很小的电压。在对于大多数的输入正弦波而言不从输入线引出电流的情形下，功率因数是低的并且变换器不会充分地实现功率因数校正。在将高匝数比用于支持对于大多数输入正弦波而言引出电流的情形，变换器的效率是低的，因为对于大多数的正弦波来说，变换器必须操作在低占空比(或用于谐振变换器而言远离谐振)。

提供隔离的DC输出和高功率因数输入的第二种方法通常针对的是低功率应用并且使用回扫(flyback)变换器来提供引出高功率因数的单级隔离变换器。回扫变换器是一种隔离降压升压变换器，其中电感器与变压器组合，由此增加电压比并且提供了隔离的电压输出。

图1B图示出根据第二传统方法的第二传统功率因数校正隔离变换器的框图。第二传统功率变换器与图1A的第一传统功率变换器类似地配置，区别在于图1A的非隔离升压变换器21和隔离降压型变换器22由回扫变换器122替换，并且图1A的隔离变压器24由隔离回扫变压器124替换。回扫变换器122配置成在低输入电压处引出电流以及提供隔离。

图1B示出的第二传统功率变换器具有多个问题。隔离的回扫变压器124仅将功率传输到负载而回扫变换器122的主要晶体管开关处于断开状态。因此变压器的铁心被糟糕地使用。进一步，回扫变换器122是硬切换的，将导致高的切换损耗以及EMI生成。通常，回扫变换器具有低的效率并且仅在低功率处具有成本效益。

抽头开关(tap switch)是连接到变压器的次级绕组的半导体开关并且用于有效地增加或减小变压器的功能匝数比。抽头开关使用在AC到AC的应用中，以便响应于均方根值输入电压中的变化而对变压器输出电压做出小的调整。抽头开关也可以使用在DC到DC应用中，例如当大的电容电压随功率减耗而立即减小时，通过升压输出电压，增加了变换器的保持时间(hold-up time)。

发明内容

一种功率变换器，其配置成在没有级联变换器级的情况下提供隔离的低电压DC输出和高功率因数输入。功率变换器配置成操作在高功率电压和低功率电平两者处，并且以高效率操作。

功率变换器配置成接收AC输入并且提供相应的全波整流DC电压到单级隔离降压型变换器。通常，仅当输入电压高于由变压器匝数比反射到隔离变压器的初级的输出电压时，隔离的降压型变换器可从其输入引出电流。整流器和抽头开关耦合到隔离变压器输出以产生DC输出电压。在一些实施方式中，隔离降压型变换器是非谐振变换器并且配置成以占空比控制来进行控制。在其他的实施方式中，隔离降压型变换器是谐振变换器，包括谐振回路(resonant tank)，并且通过改变开关频率和谐振回路的谐振频率之间的差来进行控制。

在一些实施方式中，本发明的隔离降压型变换器配置成利用半导体开关的软开关来进行操作，因此克服了与硬开关变换器相关的EMI问题。进一步，即使对于硬开关隔离降压型变换器，EMI通常比对于硬开关升压型变换器要低，因为在隔离降压型变换器中，开关电压通常要低的多。传统的升压型功率因数校正电路通常需要昂贵的高电压肖特基二极管，例如碳化硅二极管，以减轻逆向恢复损失。本发明的隔离降压型变换器至少在两个方面克服了这个问题。首先，输出二极管是低电压二极管，从而便宜的低电压肖特基二极管使用在隔离降压型变换器中，替代了由传统升压功率因数校正变换器所使用的高电压肖特基二极管。其次，在隔离降压型变换器使用软开关的情形中，例如全谐振实施方式中，隔离变换器的输出二极管在零电流处开关，从而没有逆向恢复。

本发明通过两个不同的新颖性方法，克服了使用降压型拓扑的问题。第一个新颖性方法包括向隔离变压器添加高匝数比输出抽头开关。在输入正弦波半周期的一部分的(其在幅度上是低的)期间，通过整流器将高匝数比输出抽头开关连接到输出。高匝数比输出抽头开关允许单级隔离降压型变换器在更大部分上的输入正弦波上操作，但也允许变换器在大部分输入正弦波上以高效率操作。

具有抽头开关的单级隔离降压型变换器提供了相对于传统AC到DC功率变换器的许多优势。第一，变换器在单级中提供功率因数校正和隔离。第二，对于大部分的正弦波，抽头开关支持隔离降压型变换器从AC源引出电流，从而提高功率因数。第三，对于大部分功率传输，抽头开关允许变换器以低匝数比操作，因此增加了效率。第四，抽头开关可以配置成响应于输入电压设定点而接通和断开，该输入电压设定点随着输入电压的均方根变化，从而最小化半导体开关以及变换器的无源组件的组件压力。第五，抽头开关通过支持在PFC应用中使用隔离降压型变换器，支持这些应用中的所有隔离降压型变换器的优势，例如软开关、全谐振变换器、低电压开关、低EMI以及隔离变压器的全使用通量范围。对于本领域技术人员来说明显的是，根据这里所描述的功率变换器提供了附加的优势。

第二个新颖性方法使用两个单级隔离降压型变换器，其具有跨整流AC线串联连接的输入。来自这些变换器的隔离输出通过整流器组合成单个隔离输出。当输入的整流正弦波半波在幅度上为低时，两个变换器中的一个被短路，由此将两个变换器中的另一个置于直接跨线路。最后效果是使得跨仍在工作的变换器的输入的电压加倍。通过跨变换器增加另一半导体开关(对于正激变换器的情形)，或通过针对该变换器来短路所有输入半导体开关(对于桥式和推挽式变换器)，可以实现对两个变换器中的一个进行短路。第二方法的功率变换器提供了与第一方法的功率变换器类似的优势，而没有使用抽头开关。

附图说明

图1A图示出根据第一传统方法的第一传统功率因数校正隔离变换器的框图；

图1B图示出根据第二传统方法的第二传统功率因数校正隔离变换器的框图；

图2图示出根据本发明第一实施方式的功率变换器的功能框图；

图3图示出图2的功率变换器的第一示意性配置的示意图；

图4图示出图2的功率变换器的第二示意性配置的示意图；

图5图示出图2的功率变换器的第三示意性配置的示意图；

图6图示出图2的功率变换器的第四示意性配置的示意图；

图7图示出图2的功率变换器的第五示意性配置的示意图；

图8图示出图2的功率变换器的第六示意性配置的示意图；

图9图示出图2的功率变换器的第七示意性配置的示意图；

图10A和图10B图示出与图9的功率变换器800关联的示意性电流和电压的波形；

图10C图示出通过与图9的功率变换器800关联的谐振电感器的示例性谐振电流波形；

图11图示出根据本发明第二实施方式的功率变换器的功能性框图；

图12图示出图11的功率变换器的第一示例性配置的示意图。

相对于若干附图描述了功率变换器的实施方式。尽管在附图中使用了类似的元件标记，但每个元件特定于其被使用到的具体附图。

具体实施方式

本发明的实施方式针对于功率变换器。本领域技术人员将意识到，本发明的下面详细描述仅仅是示范性的而不意在以任何方式进行限制。本发明的其他实施方式对于已经受益于本公开的那些技术人员将会容易地建议。

下面将详细参考作为附图示出的本发明的实现。在整个附图中将使用相同的参考标记并且下面的详细描述将引用相同或类似的部件。为了清楚的目的，将不会示出和描述这里实现的所有常规特征。当然，将理解到在任何此类实际实现的开发中，必须做出各种特定于实现的判定，以便实现开发者的具体目标，例如符合与应用和商业相关的限制，并且这些具体的目标将在一个实现到另一个实现以及一个开发者到另一个开发者之间变换。此外，将理解到此类的开发努力可能是复杂且耗时的，但不管怎样，对于具有本公开优势的本领域技术人员来说，这是工程的常规任务。

功率变换器配置成接收AC输入，提供功率因数校正，以及输出隔离的DC电压。在第一实施方式中，功率变换器包括具有隔离变压器的隔离降压型变换器。整流器、抽头开关和大容量存储电容器连接到隔离变压器的输出。

当由隔离变压器的匝数比定标的输入电压超出输出电压时，隔离降压型变换器从AC输入线引出电流。当整流AC输入线处于正弦波的低电压部分时，抽头开关被接通，因此增加了变压器的输入到输出的有效匝数比。因此隔离降压型变换器能够在正弦波的低电压部分期间引出电流。当整流AC输入线处于正弦波的高电压部分时，抽头开关被断开，因此立刻减小了变压器的输入到输出的有效匝数比。隔离降压型变换器在正弦波的高电压部分期间仍能够引出电流，并且隔离降压型变换器也工作于高占空比(对于占空比可控的变压器)或频率接近于谐振(对于全谐振类型变换器)，因此实现了高效的操作。在一些实施方式中，功率变换器配置成使得相对于处于较高电压的变压器的匝数比，抽头开关对处于较低电压的变压器的匝数比加倍。通常，当抽头开关接通时，对应于较低输入电压的变压器的匝数比称为低电压匝数比，并且当抽头开关断开时，对应于较高电压的变压器的匝数比称为高电压匝数比。

在示例性的应用中，定标变压器匝数比，从而除以低电压匝数比的输出电压大约是50V(对于推挽或全桥变换器)并且除以高电压匝数比的输出电压大约是100V。如果隔离降压型变换器配置为半桥变换器，则隔离匝数比以附加因子2来定标以考虑由半桥所馈入的电压的减小。以上面的数字进行设计使得功率变换器能够获得在115V AC处的大约99％的功率因数并且工作在相对高的占空比(对于占空比可控的变压器)或在整个输入正弦波上接近于谐振(对于谐振变换器)的频率处。在高输入电压处，例如230V，功率因数增加并且占空比减小(对于占空比可控变换器)或开关频率进一步从谐振频率移动开来(对于谐振变换器)；然而，在高线路引出的电流允许甚至在低占空比(对于占空比可控变换器)或进一步远离谐振的开关频率(对于谐振变换器)处高频率的工作。

如前所述，隔离降压型拓扑比升压型或降压升压型拓扑提供更多的设计选择。隔离降压型拓扑包括半桥、全桥、单开关正激、双开关正激以及推挽拓扑。进一步，隔离降压型拓扑可以配置成允许全谐振以及准谐振开关以及硬开关。

图2图示出根据本发明第一实施方式的功率变换器的功能框图。功率变换器100配置为高功率因数隔离降压型功率变换器。功率变换器100包括EMI滤波器208和二极管桥220。EMI滤波器218通常连接在AC输入源16和变换器的剩余部分之间以阻止耦合回到AC源的噪声。EMI滤波器218连接到全波二极管整流器220，该全波二极管整流器220配置成向变换器的剩余部分提供整流正弦波形输入电压。

功率变换器100也包括隔离降压型变换器222、隔离变压器224、整流器和抽头开关226以及控制模块290。在一些实施方式中，隔离变压器224配置有两抽头输出。当由匝数比定标的变压器224的输入超出输出处的电压时，隔离降压型变换器222从AC输入16引出电流。该隔离变换器222可以许多形式的隔离降压型变换器的一种来配置，包括但不限于半桥变换器、推挽变换器、全桥变换器和正激变换器。在一些实施方式中，隔离变换器222配置为根据各种谐振方案之一的谐振变换器，包括但不限于串联谐振、并联谐振、串并联谐振以及LLC谐振。

隔离降压型变换器222以及隔离变压器224将全波整流正弦波形输入电压转换成一个或多个隔离的输出。在图2的示例性配置中，整流变压器224的输出电压以产生单个低电压整流输出。整流器和抽头开关226包括连接到变压器224的输出的多个整流器以及连接在多个整流器和输出电压总线之间的抽头开关。

当整流AC输入线处于整流正弦波形的低电压部分时，抽头开关226被接通，因此造成从变压器的输入到输出的相对大的匝数比。隔离降压型变换器222因此能够在正弦波的低电压部分期间引出电流。当整流AC输入线在整流正弦波的高电压部分时，抽头开关226被断开，因此立即造成变压器224具有从初级到次级的较小匝数比。隔离降压型变换器222仍能够在正弦波形的高电压部分引出电流，并且隔离降压型变换器222也工作在高占空比(对于占空比可控变换器)或在接近于谐振的开关频率处(对于谐振变换器)，因此实现高效率工作。

控制模块290连接到AC输入16以便接收作为输入的AC输入线电压输入到功率变换器。来自控制模块290的输出连接到功率变换器内的每个抽头开关的栅极(gate)。配置电路使得控制模块290向每个分组开关提供独立的控制信号，以便如果存在多于一个的抽头开关时，则保持对每个的独立控制。响应于接收到的AC线电压，控制模块290生成控制信号，并且将控制信号发送到抽头开关以便合适地接通和断开。

尽管根据输入线电压将上述的抽头开关描述为接通和断开，但可以想到根据其他参数来将抽头开关配置成接通和断开。通常，对于工作的隔离降压型变换器，输入电压必须超出通过变压器匝数比反射回的输出电压。例如如果输出电压是24V，在次级上的二极管压降是1V，并且匝数比是2∶1，则输入电压必须超出50V以引出任何电流。如果输入电压超出例如100V，则匝数比可以从2∶1改变到4∶1以便仍引出电流。抽头开关被激活的确切点可以基于变压器绕组的匝数比(标准比和具有激活的抽头开关的比)、试图获得的输入电流波形、内部组件的标称值、输入电压的均方根值以及输出总线上的纹波。

由于大量的隔离降压型变换器配置，可以根据多个不同的实施方式来配置本发明的功率变换器。例如，隔离降压型变换器配置包括但不限于半桥、全桥、单开关正激、两开关正激和推挽拓扑。隔离降压型变换器也可以配置成允许传统占空比可控硬开关PWM或准谐振PWM，或可以增加谐振回路并且通过移动开关频率或谐振频率来控制变换器，使得开关频率移动到更接近于谐振回路的谐振频率或进一步远离谐振频率。选择的实施方式取决于许多因素，包括但不限于变换器的功率等级、成本考虑、空间要求、输入的电压等级、输出的电压等级以及整个负载范围上的所需效率。下面的图3-9及其描述图示出一些实施方式，尽管这些不会对可能的多个实施方式进行任何限制。

图3图示出图2的功率变换器的第一示例性配置的示意图。功率变换器200配置为具有硬开关占空比可控PWM的全桥隔离功率因数校正变换器。正弦波AC输入线电压16向功率变换器200提供功率。电容器C1、电容器C2、变压器TX3以及电感器L2形成用于减小EMI的线滤波器218(图2)。电感器L2充当差分模式滤波器以滤波出差分模式电流。四个二极管D1、D2、D3、D4形成全波桥整流器220(图2)，其配置为对输入线电压进行整流，由此提供全波整流正弦波电压作为输出。小电容器C3跨接在全波桥整流器200的输出以用作高频滤波器。电容器C3的电容值充分小到造成输入线频率(例如50Hz或60Hz)处的不显著滤波以及对功率因数的可以忽略的影响，但充分大到足以造成变换器开关频率处的显著滤波。晶体管Q1、Q2、Q4和Q5以及隔离变压器TX1形成全桥变换器。晶体管Q1、Q2、Q4和Q5用作开关并且每个晶体管开关包括反向并联(anti-parallel)二极管。

变压器TX1是具有中心抽头输出的隔离变压器。在该示例性应用中，变压器TX1包括一个初级绕组P1和四个次级绕组S1、S2、S3和S4。在一些实施方式中，次级绕组S1-S4在匝数上相等。在其他实施方式中，对于一个、某些、或所有的次级绕组S1-S4，匝数是不同的。二极管D5、D6、D7和D8提供对来自变压器TX1的电流输出的整流。在其他实施方式中，变压器TX1配置成具有两个输出绕组，而非两个中心抽头绕组。在两个输出绕组的情形下，全桥整流器连接到变压器TX1的每个输出。尽管这样的配置是可能的，但在实际中，对于大多数低电压高效率应用中，事实上跨全桥整流器中的二极管的压降造成太多的功率损耗，除非这些二极管以同步MOSFET来替换。然而，全桥整流器选择对于具有高电压输出的应用来说是有益的。

晶体管Q3将二极管D5和D8连接到电感器L1以及输出大容量电容器C6。跨大容量电容器的电压是电路的输出电压。电感器L1和电容器C6形成输出滤波器。在示例性的应用中，跨电容器C6的输出电压是12V，并且针对变压器TX1的匝数比是8∶1∶1∶1∶1。在一些实施方式中，晶体管Q1、Q2、Q4和Q5中的每个是双极结型晶体管(BJT)，并且晶体管Q3是MOSFET。在其他的实施方式中，晶体管Q1-Q5可以是任何类型的半导体开关器件。

当输入线电压低到需要更高的匝数比时，变压器TX1的两个次级绕组S1和S4、两个二极管D5和D8、以及晶体管Q3充当匝数比升压。通过该方式，晶体管Q3也称为抽头开关。控制模块390连接到AC输出16和晶体管Q3的栅极驱动。控制模块390向晶体管Q3提供控制信号以便根据接收到的AC线电压来合适地接通或断开。

可替换地，功率变换器200可以工作为相移全桥，其可以用于利用在变换器的初级侧增加少量的组件(在变换器设计实践中是公知的)来实现变换器在许多负载范围上的软开关。

图4图示出图2的功率变换器的第二示例性配置的示意图。图4的功率变换器300类似于图3的功率变换器200，除了全桥变换器由推挽式变换器来代替。具体地，变压器(TX1)的单个初级绕组P1(图3)由功率变换器300中的变压器TX11的两个相同初级绕组P11和P12来代替。进一步，功率变换器200的晶体管对Q1和Q5(图2)由功率变换器300中的单个晶体管Q11来代替。功率变换器200的晶体管对Q2和Q4(图3)由功率变换器300中的单个晶体管Q12来代替。功率变换器300以与图3中的功率变换器200类似的方式工作。在示例性的应用中，跨电容器C16的DC输出电压是12V并且变压器TX11的匝数比是8∶8∶1∶1∶1∶1。

图5图示出图2的功率变换器的第三示例性配置的示意图。图5的功率变换器400类似于图4的功率变换器300，除了推挽式变换器由单开关正激变换器来代替。具体地，功率变换器300的四个次级绕组S11-S14(图4)由功率变换器400中的变压器TX21的两个次级绕组S21和S22来代替。初级绕组P21是铁心的复位绕组。进一步，功率变换器400的晶体管Q11(图4)由功率变换器400中的二极管D28来代替。功率变换器400也包括次级侧二极管D27，以便晶体管Q21断开时，传播输出电感器L21中的能量。功率变换器400以类似于图4中的功率变换器300方式工作，区别在于当晶体管Q21被接通并且在D28被接通的同时铁心被复位时，才传输能量。在示例性的应用中，跨电容器C26的DC输出电压是12V且变压器TX21的匝数比是8∶8∶1∶1。

图6是图2的功率变换器的第四示例性配置的示意图。图6的功率变换器500类似于图3的功率变换器200，除了全桥变换器由半桥变换器来代替。具体地，功率变换器200的晶体管对Q1、Q2(图3)由功率变换器500中的电容器对C33、C34来代替。功率变换器500以类似于图3中的功率变换器200的方式工作。在示例性的应用中，跨电压器C36的DC输出电压是12V并且变压器TX31的匝数比是4∶1∶1∶1∶1。

图7图示出图2的功率变换器的第五示例性配置的示意图。图7的功率变换器600类似于图6的功率变换器500，除了功率变换器600配置有推挽输出。具体地，将附加的晶体管抽头开关Q44、二极管D49、D50、D60和D70、以及输出电容器C47添加到功率变换器600中的变压器TX41的输出。功率变换器600以与图6中的功率变换器500类似地方式工作，其中二极管D45-D48和抽头开关Q43配置成对电容器C46充电。附加地，二极管D49、D50、D60和D70以及抽头开关Q44配置成对电容器C47进行充电。跨电容器C46和C47二者的电压是电路的输出电压。在示例性的应用中，跨C46和C47的DC输出电压每个是12V，并且变压器TX41的匝数比是4∶1∶1∶1∶1。当隔离的变换器输出电压极高时，例如800V及以上，则功率变换器600的配置是相当有用的。推挽输出也可有用于获得具有类似输出额定值的正电源和负电源。推挽输出配置可以结合所有对称隔离降压型变换器拓扑来使用，例如推挽、半桥和全桥。在一些实施方式中，二极管D46、D48、D49和D60被省去，从而次级S44和S43对C46充电，而次级S42和S41对C47充电。

图8图示出图2的功率变换器的第六示例性配置的示意图。图8的功率变换器700类似于图6的功率变换器500，除了功率变换器700配置有全波整流输出。具体地，功率变换器500的变压器TX31的输出侧(图6)由两个次级绕组S51和S52、六个二极管D55、D56、D57、D58、D59、D80、两个晶体管抽头开关Q53和Q54、电感器L51和输出大容量电容器C56来代替。功率变换器700以与图6中的功率变换器500类似的方式工作，除了两个抽头开关Q53和Q54，以及二极管D55、D56、D57、D58、D59和D80提供全波整流输出。在示例性的应用中，跨电容器C56的DC输出电压是12V并且变压器TX51的匝数比是4∶1∶1。当隔离的变换器电压输出充分高到使得附加的二极管的成本和功率损耗低于附加的变压器绕组的成本时，功率变换器700的配置是相当有用的。全波整流输出配置可以结合所有对称隔离降压型变换器拓扑来使用，例如推挽、半桥和全桥。

图9图示出图2的功率变换器的第七示例性配置的示意图。图9的功率变换器800类似于图6的功率变换器500，除了功率变换器800配置有谐振半桥变换器。具体地，包括电容器C65和电感器L61的谐振回路(图9)被添加到包括电容器C63和C64、晶体管Q61和Q62以及隔离变压器TX61的半桥变换器，并且输出滤波器电感器L31被去除(图6)。谐振半桥变换器被配置为串联谐振变换器。可替换地，可以以各种谐振方案来配置谐振半桥变换器，谐振方案包括但不限于并联谐振、LLC谐振或串并联谐振。进一步，谐振变换器配置为半桥变换器。可替换地，可以以隔离降压型变换器的许多形式中的一种来配置谐振变换器，包括但不限于半桥变换器、推挽式变换器、全桥变换器和正激变换器。仍可替换地，可以根据上述的隔离降压型变换器的任何准谐振版本来配置谐振变换器。

功率变换器800以与图6中的功率变换器500的类似方式工作，除了通过改变开关频率或谐振频率(通过调整谐振回路组件的值)而非通过调整PWM占空比来控制输出功率。在示例性的应用中，跨电容器C66的DC输出电压是12V并且变压器TX61的匝数比是4∶1∶1∶1∶1。包括谐振隔离PFC变换器的功率变换器800的配置和工作在共同未决美国专利申请序列号(FLEX-04900)，标题为“谐振功率因数校正变换器”(通过参考将其整体内容并入在此)中进一步进行描述。

图10A和图10B图示出与图9的功率变换器800关联的示例性电流和电压波形。波形A对应于到谐振变换器的AC输入电压。波形B对应于到谐振变换器的输入电流Iin。在波形A和波形B中示出的示例性电压和电流等级对应于115V AC的AC输入。

波形B类似于包括若干不规则的正弦波。在波形B上从左到右，输入电流Iin开始并保持零值。只要输入线电压Vin的幅度低于50VDC，则没有电流Iin流入进谐振变换器。这是由于跨电容器C66的最大输出电压12V DC与二极管D65或D68的正激压降相加，乘以匝数比4∶2，并且除以2，因为半桥变换器的初级仅看到输入线电压的一半。一旦输入线电压Vin大于50V DC，则电流Iin开始流入谐振变换器。在大约3毫秒处，在输入电流Iin中存在不规则性，这是由于断开了晶体管Q63(其也称为抽头开关)。当输入线电压Vin高到足以平分变压器TX64的匝数比时，晶体管Q63被断开。在断开晶体管Q63后，由于Vin大于100V DC，所以输入电流Iin随不断增加的输入线电压Vin持续增加。注意到当晶体管Q63被接通时，Vin大于而不是等于100V。尽管如果晶体管Q63的接通点设置在发生于Vin恰好是100V时可以操作变换器，但将接通点延迟到Vin大于100V的值允许电感器L61中的电流应力和初级绕组P61在当晶体管Q63接通以及晶体管Q64断开时的周期部分期间相等。

在该例子中，通过谐振电感器L61的谐振电流Ires从0amps上升到大约11amps，如波形C在图10C中示出。在断开晶体管Q63时，谐振电流Ires下降到6和7amps之间。接着谐振电流Ires随着持续增加的输入电压Vin持续上升，到大致11amps的峰值。如果晶体管Q63未被接通，则谐振电流Ires不会临时下降到6和7amps之间，并且相反将持续增加到大约16amps的峰值。通过以这种方式减小峰值谐振电流，谐振变换器可以使用更小的无源元件，例如电容器C65、电感器L61和变压器TX61。减小谐振电流也减小了有源开关Q61和Q62的大小以及通过这些组件的功率损耗。使用具有TX61上的附加次级绕组的抽头开关(晶体管Q63)减小了峰值谐振电流Ires，其显著减小了谐振变换器中的路径和组件的物理尺寸。

在一些实施方式中，基于输入线电压的指定值来接通和断开晶体管Q63。确定这些指定的跳变点(trip point)，使得波形C的峰值(图10C)，即当晶体管Q63接通和断开时的峰值以及对应于输入线电压Vin中的峰值，是相同的，在本例中大约是11amps。事实上，响应于输入线电压的幅度，晶体管Q63可以被接通和断开。开关晶体管Q63处的线电压幅度增加以便增加线电压的均方根值。例如，晶体管Q63可以配置成对于90Vrms的均方根值输入电压，当输入线跃迁经过95V DC时进行开关，并且晶体管Q63可以配置成对于115V AC的根均方值输入线电压，当输入线跃迁经过130V DC时进行开关，并且开关点可以配置成随输入线均方根值电压线性地改变。

尽管将上述的抽头开关描述为根据输入线电压来接通和断开，但可以想到将每个抽头开关配置成根据其他参数来接通和断开。通常，对于工作的降压型变换器，输入电压必须超出输出电压。对于隔离降压型变换器，输入电压必须超出通过变压器匝数比反射回的输出电压。例如如果输出电压是24V，在次级上的二极管压降是1V，并且匝数比是2∶1，则输入电压必须超出50V以引出任何电流。如果输入电压超出例如100V，则匝数比可以从2∶1改变到4∶1并且仍引出电流。抽头开关被激活的确切点可以基于变压器绕组的匝数比(标准比和具有激活的抽头开关的比)、试图获得的输入电流波形、内部组件的标称值、输入电压的均方根值以及输出总线上的纹波。

在第二实施方式中，功率变换器包括两个隔离降压型变换器，每个具有隔离变压器和连接到隔离变压器输出的整流器。每个整流器连接到包括大容量电容器的公共输出滤波器。跨大容量电容器的电压提供功率变换器的隔离DC输出电压。

两个隔离降压型变换器具有跨全波整流正弦波输入串联连接的输入。每个隔离变换器的输出处的整流器连接到公共输出电容器。隔离变换器的串联操作是自调节的，因为如果串联变换器中的一个的输入电压下降，则该变换器的输出电压下降，造成该变换器引出更少的功率并且由此增加其输入电压。在输入AC正弦波的高电压部分期间，两个串联变换器都工作。在输入AC正弦波的低电压部分，串联变换器之一被短路，因此有效地对从输入到输出的电压转换比加倍。

图11图示出根据本发明第二实施方式的功率变换器的功能性框图。功率变换器900被配置为高功率因数隔离降压型功率变换器。功率变换器900连接到AC输入源16并且包括EMI滤波器318以及二极管桥320，其以上述的类似方式工作。

功率变换器900包括跨来自二极管桥320的全波整流正弦波输出而串联连接的两个隔离降压型变换器电路。第一隔离降压型变换器电路包括第一隔离降压型变换器322、第一隔离变压器342以及第一整流器326。第二隔离降压型变换器电路包括第二隔离降压型变换器422、第二隔离变压器424以及第二整流器426。来自第一整流器326的输出和来自第二整流器426的输出连接到公共输出电容器。这两个隔离降压型变换器电路的每个类似于上述结合图2-9所述隔离降压型变换器电路，除了隔离变压器不包括两抽头输出并且不包括抽头开关。进一步，事实上，当变换器100(图2中)以及900(图11中)具有相同的额定功率时，隔离降压型变换器322和422的额定功率是图2中的隔离降压型变换器222的额定功率的一半。

当分别由匝数比定标的变压器324和424的输入处的电压超出输出处的电压时，两个隔离降压型变换器322和422的每个从AC输入16引出电流。在由AC输入16提供的输入AC正弦波的高电压部分期间，串联变换器322和422二者工作。在输入AC正弦波的低电压部分期间，串联变换器之一，例如变换器322被短路，因此有效地使从输入到输出的电压转换比加倍。

可以以隔离降压型变换器的许多形式中的一种来配置隔离变换器322、422，包括但不限于半桥变换器、推挽式变换器、全桥变换器和正激变换器。在一些实施方式中，可以根据各种谐振方案之一来将隔离变换器322、422配置为谐振变换器，谐振方案包括但不限于串联谐振、并联谐振、串并联谐振和LLC谐振。

图12图示出图11的功率变换器900的第一示例性配置的示意图。图12的功率变换器1000类似于图6的功率变换器500，其中添加了与第一隔离半桥变换器串联的第二隔离半桥变换器。另一个例外是功率变换器1000的每个半桥变换器电路不包括抽头开关，并且功率变换器1000的每个隔离变压器包括两个次级绕组。在输入AC正弦波的正半周期期间，当来自二极管桥320(图11)的相应整流输出低于特定值时，例如大约高于100V DC时，晶体管Q71和Q72二者被接通，基本上短路了第一隔离半桥变换器，并且第二隔离半桥变换器如通常那样工作。在输入AC正弦波的负半周期期间，当相应的整流电压低于特定值时，例如低于大约100V DC时，晶体管Q73和Q74二者接通，基本上短路了第二隔离半桥变换器，并且第一隔离半桥变换器如通常那样工作。

可替换地，第一和第二隔离半桥变换器可以以使用正半周期和负半周期以外的方式来进行短路。例如，当输入线电压在大约0V到100V DC时，可以短路第一隔离半桥变换器，当输入线电压在大约0V到-100V DC时，可以短路第二隔离半桥变换器。

图12中示出的串联配置可以应用于上述的任何隔离降压型配置，尤其半桥和全桥变换器配置。串联配置也可以应用于推挽式变换器，可以通过同时接通所有的输入半导体来轻易地短路该推挽式变换器。进一步，如果附加的晶体管开关放置在跨串联变换器的至少一个的输入，则串联配置可以用于正激变换器。在变换器开关用于短路变换器的情形中，有用的是在仅需要短路的一半时间上短路两个串联变换器之一，例如在正弦波的正部分时并且当整流输入电压是低时，而在时间的另一半期间，相反的变换器被短路，例如在正弦波的负部分期间并且当整流输入电压是低时，以便更好地共享跨两个串联变换器的传导和开关损耗。

串联配置也可以用于谐振、准谐振和常规地开关的变换器。串联配置也可以用于相移全桥硬开关或软开关变换器。

在一些实施方式中，位于隔离降压型变换器(例如图2中的隔离降压型变换器222以及图11中的隔离降压型变换器322和422)的输出处的整流器配置为无源整流器。在其他实施方式中，位于隔离降压型变换器的输出处的整流器可以配置为同步MOSFET。

已经就包括细节的特定实施方式描述了本发明，以有助于理解本发明的结构和操作的原理。所示出的特定配置以及结合各种模块及其之间的互连所述的方法仅仅用于示例性的目的。这里对特定实施方式及其细节的参考不旨在限制所附权利要求书的范围。对于本领域技术人员来说明显的是在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对选择用于说明的实施方式做出修改。

Claims

1.一种包括单级隔离降压型变换器的功率变换器，所述单级隔离降压型变换器包括具有初级绕组的隔离变压器，所述隔离变压器包括与第一整流器电路串联连接的第一次级绕组，以及与第二整流器电路和半导体开关的串联组合串联连接的第二次级绕组，其中所述半导体开关被配置成基于输入至所述功率变换器的AC电压的参数来接通和断开，并且调整隔离变压器的功能匝数比，以及其中所述半导体开关被配置成在取决于所述隔离变压器的所述绕组的所述匝数比、输入电流波形、内部组件的标称值、输入至所述功率变换器的AC电压的均方根值和耦合至所述半导体开关的输出总线上的纹波的点处接通。

2.根据权利要求1所述的功率变换器，其中所述隔离变压器包括串联连接的多个分立绕组，并且所述半导体开关被配置成自适应地将多个分立绕组的一部分连接到输出大容量电容器。

3.根据权利要求1所述的功率变换器，进一步包括连接到单级隔离降压型变换器的输入的第三整流器电路，其中所述第三整流器被配置成响应于AC电压输入，输出全波整流DC电压。

4.根据权利要求3所述的功率变换器，进一步包括连接到所述第三整流器电路的输入的电磁干扰滤波器。

5.根据权利要求1所述的功率变换器，其中所述AC电压输入包括从90V AC到264V AC的范围。

6.根据权利要求1所述的功率变换器，其中所述单级隔离降压型变换器包括下面的组中的一个，所述组包括半桥变换器、全桥变换器、推挽式变换器以及正激变换器。

7.根据权利要求1所述的功率变换器，其中所述单级隔离降压型变换器进一步包括谐振回路，并且所述单级隔离降压型变换器被配置成操作为谐振变换器。

8.根据权利要求7所述的功率变换器，其中所述谐振变换器被配置成下面组中的一个，所述组包括串联谐振电路、并联谐振电路、LLC谐振电路以及串并联谐振电路。

9.根据权利要求7所述的功率变换器，其中所述谐振变换器包括下面的组中的一个，所述组包括半桥谐振变换器、全桥谐振变换器、推挽式谐振变换器以及正激谐振变换器。

10.根据权利要求1所述的功率变换器，进一步包括第二半导体开关、第三次级绕组、第四次级绕组、第三整流器电路以及第四整流器电路，其中所述第三次级绕组与所述第三整流器电路串联连接，并且所述第四次级绕组与所述第二半导体开关和所述第四整流器电路的串联组合串联连接，其中所述半导体开关、第二半导体开关、第一整流器电路、第二整流器电路、第三整流器电路以及第四整流器电路被配置成以推挽配置工作，从而交替地向第一和第二输出电容器提供DC电压。

11.根据权利要求1所述的功率变换器，进一步包括与第三整流器电路串联连接的第二半导体开关，其中所述第二次级绕组与所述第二半导体开关和所述第三整流器电路的串联组合串联连接，其中所述半导体开关、第二半导体开关、第一整流器电路、第二整流器电路和第三整流器电路被配置成输出全波整流DC电压输出。

12.根据权利要求1所述的功率变换器，其中所述第一次级绕组是中心抽头的并且连接到输出大容量电容器。

13.根据权利要求1所述的功率变换器，其中所述AC电压输入的参数是到单级隔离降压型变换器的线电压输入。

14.一种功率变换器，包括：

a.第一整流器电路，被配置成接收输入AC电压以及输出全波整流DC电压；

b.单级隔离降压型变换器，其被配置成接收全波整流DC电压作为输入，其中所述单级隔离降压型变换器包括隔离变压器，所述隔离变压器包括初级绕组、第一次级绕组和第二次级绕组；

c.第二整流器电路，其连接到所述第一次级绕组；

d.第三整流器电路，其连接到所述第二次级绕组；

e.连接到第三整流器电路输出的抽头开关，其中所述抽头开关被配置成基于所述输入AC电压的参数来接通和断开，以及被配置成调整所述隔离电压器的功能匝数比，以及其中所述抽头开关被配置成在取决于所述隔离变压器的所述绕组的所述匝数比、输入电流波形、内部组件的标称值、所述输入AC电压的均方根值和耦合至所述抽头开关的输出总线上的纹波的点处接通；

f.连接到所述第二整流器电路和第三整流器电路的大容量电容器，其中跨大容量电容器的电压是所述功率变换器的DC电压输出。

15.根据权利要求14所述的功率变换器，其中所述隔离变压器包括串联连接的多个分立绕组，并且抽头开关被配置成自适应地将多个分立绕组的一部分连接到输出大容量电容器。

16.根据权利要求14所述的功率变换器，进一步包括连接到所述第一整流器电路的输入的电磁干扰滤波器。

17.根据权利要求14所述的功率变换器，其中所述第一整流器电路输出全波整流DC电压。

18.根据权利要求14所述的功率变换器，其中所述AC电压输入包括从90V AC到264V AC的范围。

19.根据权利要求14所述的功率变换器，其中所述单级隔离降压型变换器包括下面的组中的一个，所述组包括半桥变换器、全桥变换器、推挽式变换器以及正激变换器。

20.根据权利要求14所述的功率变换器，其中所述单级隔离降压型变换器进一步包括谐振回路，并且所述单级隔离降压型变换器被配置成操作为谐振变换器。

21.根据权利要求20所述的功率变换器，其中所述谐振变换器被配置成下面组中的一个，所述组包括串联谐振电路、并联谐振电路、LLC谐振电路以及串并联谐振电路。

22.根据权利要求20所述的功率变换器，其中所述谐振变换器包括下面的组中的一个，所述组包括半桥谐振变换器、全桥谐振变换器、推挽式谐振变换器以及正激谐振变换器。

23.根据权利要求14所述的功率变换器，进一步包括第二抽头开关、第四整流器电路、第五整流器电路以及第二大容量电容器，其中所述第一次级绕组与所述第四整流器电路串联连接，并且所述第二次级绕组与所述第二抽头开关和第五整流器电路的串联组合串联连接，其中所述抽头开关、第二抽头开关、第二整流器电路、第三整流器电路、第四整流器电路以及第五整流器电路被配置成以推挽配置工作，从而交替地向大容量电容器和第二大容量电容器提供DC电压，其中跨串联连接的大容量电容器和第二大容量电容器的电压是功率变换器的DC电压输出。

24.根据权利要求14所述的功率变换器，进一步包括与第四整流器电路串联连接的第二抽头开关，其中所述次级绕组与第二抽头开关和第四整流器电路的串联组合串联连接，其中所述抽头开关、第二抽头开关、第二整流器电路、第三整流器电路和第四整流器电路被配置成输出跨大容量电容器的全波整流DC电压输出。

25.根据权利要求14所述的功率变换器，其中所述第一次级绕组是中心抽头的并且连接到所述大容量电容器。

26.根据权利要求14所述的功率变换器，其中所述抽头开关被配置成根据到所述单级隔离降压型变换器的线电压输入来调整功能匝数比。

27.一种操作功率变换器的方法，包括：

响应于AC输入电压的幅度，来改变单级隔离降压型变换器隔离变压器的功能匝数比，使得当所述AC输入电压的幅度小于参考等级时，所述功能匝数比是第一比值，并且当所述AC输入电压的幅度等于或大于所述参考等级时，所述功能匝数比是小于第一比值的第二比值，来自所述单级隔离降压型变换器的DC输出电压除以功能匝数比在幅度上大于所述AC输入电压的幅度，其中单级隔离降压型变换器的所述功能匝数比的改变包括在取决于所述功能匝数比、输入电流波形、内部组件的标称值、所述AC输入电压的均方根值和耦合至抽头开关的输出总线上的纹波的点处激活所述抽头开关。

28.根据权利要求27所述的方法，其中改变功能匝数比包括打开或关闭与所述隔离变压器上的次级绕组串联连接的抽头开关。

29.根据权利要求27所述的方法，其中改变功能匝数比包括短路两个单级隔离降压型变换器之一，其中所述两个单级隔离降压型变换器串联连接并且公共大容量电容器连接到所述两个单级隔离降压型变换器的每个的输出。

30.根据权利要求27所述的方法，其中改变所述功能匝数比处的AC输入电压的幅度是所述AC输入电压的RMS值的函数。

31.根据权利要求27所述的方法，其中所述单级隔离降压型变换器是谐振变换器，并且开关频率响应于变换器负载和AC输入电压的RMS值而变化，并且所述开关频率并不响应于所述AC输入电压的瞬时幅度而变化。