CN101682304B - 通信卫星中的多端口放大器 - Google Patents

Abstract

在通信卫星的多端口放大器MPA内使用反馈环路，以在Ku和Ka频带处维持相位和幅度跟踪，并从而维持隔离和组合性能，其中，对MPA应用的关注持续增长，在Ku和Ka频带上，波长较短并且维持相位/幅度跟踪变得非常具有挑战性。反馈环路位于MPA输出网络ONET内的策略点处，以检测跟踪误差并提供补偿。通过在“零陷点”处的功率测量来检测误差，其中零功率与精确跟踪相对应。反馈环路调整MPA相位/增益，使得这些点处的电平维持在0。该方案利用在MPA输入之一处注入的、用于测量零陷的导频信号来进行操作。

Description

通信卫星中的多端口放大器

技术领域

本发明涉及用在卫星通信系统内的多端口放大器，具体涉及一种用于维持多端口放大器内的隔离的方法和装置。

背景技术

对于将多端口放大器(MPA)应用于Ku和Ka频带卫星有效载荷的关注持续增长，见例如A Couchman，D.Jones，“Optimized MultiportAmplifiers for Wideband Multi-beam Satellites”，AIAA，24^thInternational Communications Satellite Systems Conference，San Diego，USA，June 2006；A.Anakabe，et al，“Ka-band Multi-port AmplifierCharacteristics for Space Telecommunication Opereation”，6^thInternational Vacuum Electronics Conference，Noordwijk，Netherlands，April，2005。

MPA尤其适用于每束单馈(SFB，Single Feed per Beam)架构，该架构使用由典型地4个具有关联喇叭天线的天线反射器组成的系统，在所限定的覆盖区上产生规则邻接的波束集合。该波束集合采用高度频率重用，其中每个波束是由相应的喇叭天线唯一地产生的。这种架构在RF功率产生方面是相对非常高效的。然而，在将该功率分布在覆盖区上的灵活性方面，这种架构有很大限制。MPA的应用(其中每个喇叭天线由相应的MPA输出来驱动)将大大提高SFB设计的灵活性，通过使容量(传输功率)能够动态跟随覆盖区域上业务量分布的变化来显著增强该架构的灵活性。在向所有波束提供功率以及带宽的灵活分配以确保在每种情况下最优的链路参数的、宽带的可选择带宽应答器中，可以使用MPA。

MPA是公知的功率放大器设备，用于在微波频带上操作的卫星通信。MPA包括并联的N个类似的放大器单元(TWT或固态)，每个具有功率P，使得每个放大器将每个输入信号均等地放大，以将每个输出信号的功率增大因子N，达到P×N。提供了N个输入端口和N个输出端口，从而将一个输入端口上的输入信号路由至相对应的输出端口。输入端口由低功率输入网络(INET)连接至放大器单元，可以使用适合于环境的任何便利的传输线技术(例如微带、带线、同轴电缆或波导)来实现INET。输出端口由高功率输出网络(ONET)连接至放大器单元，典型地，使用低损耗传输线技术来实现ONET。在数学上，ONET是INET的互逆网络，从而将呈现给第n个输入的信号引导至第n个输出。每个网络包括信号分割波导设备的阵列。仅包括混合设备的Butler矩阵或网络通常用于信号分割，这是由于其具有便利的增益和相移属性。混合设备是一种4端口信号分割设备，包括两个输入和两个输出，具有选择性的90°相移；可以利用该相位差来改进网络的隔离特性。然而，可以使用可具有180°相位差的其他混合设备和其他信号分裂设备。

MPA的极大优点在于向每个放大器均等地提供对每个输入端口的接入，可用于每个端口的可接入功率是N×P，其中P是每个单个放大器的功率。因此，MPA实现了高度的灵活性，提供了可在N个输入(或下行链路波束)之间动态地且以高度灵活的方式共享的多种输出功率。然而，MPA中伴随的问题是MPA输出端口之间的串扰，以及一般而言在通过MPA进行路由的信号之间缺乏隔离。

一段时间以来，已经考虑将MPA用于多波束卫星，MPA已经成功地用在L频带和S频带(1.5-2.6GHz)：见S.Egami，M.Kawai，“AnAdaptive Multiple Beam System Concept”IEEE Journal on SelectedAreas in Communications，Vol.SAC5，No.4，May 1987.M.Mallison，etal，“Advanced Payload for Multibeam Satellites that Support High DataRate Broadband Global Area Network”，AIAA，23^rd InternationalCommunications Satellite Systems Conference，Rome，Sept 2005.M.Tanaka，et al，“S-band Multibeam Transmitter for N-STAR”，AIAA 16^thInternational Communications Satellite Systems Conference，Washington，USA，February 1996。

然而，这些是在比Ku和Ka频带(12-20GHz)处的波长长十倍附近的波长处进行操作。在Ku/Ka频带处，MPA的各个放大器的相位和幅度未对准的问题，以及由此带来的隔离和信号组合性能的问题，变得明显更严重，并可能使在这些频率在卫星上和在所需服务寿命内操作MPA的可行性成为问题。

美国专利No.7,088,173公开了一种用于调谐MPA的相位关系的方法，包括：选择多个测试模式中用于检测MPA的放大器单元的相位信息的一个测试模式；在指定的MPA输出处检测所述测试模式的输出信号；以及基于所述输出信号来调整放大器单元的相位关系。

发明内容

本发明的目的是提供一种在Ku/Ka频带处进行操作的多端口放大器，用于维持通过所述多端口放大器进行路由的信号之间的隔离。

本发明的更具体的目的是提供一种在Ku/Ka频带处进行操作的多端口放大器，其中，至少在必要时可以经常监控和校正相位和增益参数，以在所述多端口放大器内维持对准的相位和幅度关系。

为了本说明书的目的，一种多端口放大器被限定为包括：多个微波功率放大器单元、多个输入端口和多个输出端口，所述输入端口由输入信号分割网络连接至所述放大器单元，所述输出端口由输出信号分割网络连接至所述放大器单元，使得在正常或典型情况下任何输入端口处的输入信号由所有放大器单元均等地放大，然后，放大后的输入信号被重新组合为输出端口处的输出信号：这种多端口放大器将被称为“如这里所限定的多端口放大器”。

在第一方面，本发明提供了一种用于维持多端口放大器内的信号隔离的方法，所述多端口放大器包括：多个微波功率放大器单元、多个输入端口和多个输出端口，所述输入端口由输入信号分割网络连接至所述放大器单元，所述输出端口由输出信号分割网络连接至所述放大器单元，使得任何输入端口处的输入信号由所有放大器单元放大，然后，放大后的输入信号被重新组合为输出端口处的输出信号，所述方法包括：

向所述放大器单元中的至少一个提供增益调整装置和相位调整装置，并且，提供反馈控制环路，所述反馈控制环路从所述输出信号分割网络中的预选节点延伸至所述增益调整装置和相位调整装置；

将导频信号注入所述输入信号分割网络中，并在所述预选节点处检测所述导频信号，使得所述反馈环路提供相位和增益调整信号。

在第二方面，本发明提供了一种多端口放大器，包括：多个微波功率放大器单元、多个输入端口和多个输出端口，所述输入端口由输入信号分割网络连接至所述放大器单元，所述输出端口由输出信号分割网络连接至所述放大器单元，使得任何输入端口处的输入信号由所有放大器单元放大，然后，放大后的输入信号被重新组合为输出端口处的输出信号，并且，所述放大器单元中的至少一个具有增益调整装置和相位调整装置；以及反馈控制环路，所述反馈控制环路从所述输出信号分割网络中的预选节点延伸出，以便响应于注入所述输入信号分割网络中的导频信号，向所述增益调整装置和所述相位调整装置提供调整信号。

根据本发明，由于特别提供了反馈控制环路，因而在卫星通信系统内的多端口放大器操作期间，可以依所需经常执行相位和增益调整，从而使放大器适于在更高Ku和Ka频带处进行操作。

在优选实施例中，本发明提出了一种在MPA中实现的反馈环路的系统，以维持相位和幅度跟踪。这些环路可以包括位于MPA输出网络(ONET)中的特定“零陷点”处的功率传感器，如果实现了跟踪，则在所述零陷点处，对于给定输入端口处的信号，功率电平为零。如果在这些点处的功率电平不为零，则传感器产生反馈至与各个放大器单元串联的可命令相位偏移器和增益调整器的输出，以实现所需的零陷并从而实现跟踪性能。

反馈环路的系统利用注入特定输入端口中的导频信号来进行操作。该信号可以被放置在正常业务量空间之外，从而确保跟踪补偿系统不干扰MPA的正常工作。

附图说明

现在将参照附图来描述本发明的优选实施例，附图中：

图1是8端口的多端口放大器(MPA)的框图；

图2是在图1的MPA中使用的混合设备的示意图；

图3是示出图1的MPA内从I/P端口1至O/P端口1的信号流(Φ₁₁)的图；

图4是示出图1的MPA内从I/P端口1至O/P端口5的信号流(Φ₅₁)的图；

图5是示出图1的MPA内从I/P端口1至O/P端口7的信号流(Φ₇₁)的图；

图6是示出图1的MPA内从I/P端口1至O/P端口5的信号流(Φ₈₁)的图；

图7是示出零陷点和矩阵元素Φ之间的关系的示意图；

图8是混合设备的示意图，示出了在混合设备的节点处零陷点的形成；

图9是示出图1的ONET的输出网络中的节点处的零陷点的三维图，其中相对于幅度失配和相位失配绘出了零陷深度；

图10是本发明的实施例的示意框图；

图11是图10的一部分的更详细示意框图；

图12是示出根据本发明用于实现所需零陷值的相位调整的图；

图13是示出根据本发明调整相位和增益以实现所需零陷值的步骤的流程图；

图14是示出混合设备插入损耗的仿真的图；

图15是示出混合设备相位偏差的仿真的图；

图16是示出放大器相对增益的仿真的图；

图17是示出放大器相对相位的仿真的图；

图18是在增益和相位校正之前MPA的隔离矩阵的表示；以及

图19是根据本发明在增益和相位校正之后MPA的隔离矩阵的表示。

具体实施方式

命名法

A＝放大器复增益

C， C_nm＝混合设备转移矩阵，以及转移系数(输入m至输出n)

G＝放大器实增益

p_m＝输入端口m处的输入信号电压

q_n＝输出端口n处的输出信号电压

Φ，Φ_nm＝总MPA转移矩阵，以及矩阵元素(输入m至输出n)

Γ，Γ_nm＝MPA INET转移矩阵，以及矩阵元素(输入m至输出n)

Θ＝放大器相移

Ω，Ω_nm＝MPA ONET转移矩阵，以及矩阵元素(输入m至输出n)

图1示出了8端口MPA的图。它包括：每列由4个输入混合设备组成的一组3列t，x，y；由8个放大器组成的单列A；以及每列由4个输出混合设备组成的一组3列t’，x’，y’。图2示出了混合设备(输入或输出混合设备)的电路定义。输入信号和输出信号p₁和p₂以及q₁和q₂假定为复数。因此，混合设备转移函数表示为：

$\left(\begin{array}{c}q1\\ q2\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{C}_{11}& C_{12}\\ C_{21}& C_{22}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}p1\\ p2\end{array}\right)---\left(1\right)$

其中C₁₁、C₁₂、C₂₁、C₂₂均为不可变的复系数，可以表示如下：

C₁₁＝r₁₁.expj.θ₁₁，C₁₂＝j.r₁₂.expj.θ₁₂，C₂₁＝j.r₂₁.expj.θ₂₁，C₂₂＝r₂₂.expj.θ₂₂

                                                                               (2)

理想地，对于完美的混合设备，所有r＝1/√2并且所有θ＝0，并且转移矩阵变为：

$T=1/\sqrt{2}\left(\begin{array}{cc}1& j\\ j& 1\end{array}\right)---\left(3\right)$

假定放大器是完美线性的，具有复增益A，A由以下函数表示：

A＝G.expj.Θ    (4)

理想地，在MPA应答器中，所有放大器是匹配的并具有相同的G和Θ值。

MPA的端到端转移矩阵由以下给出：

Φ＝y’.x’.t’.A.y.x.t，或Φ＝Γ.A.Ω    (5)

其中如图1所定义的，t、x和y是输入混合设备列(具有组合的总转移函数Ω)的转移矩阵，t’、x’和y’是相对应的输出混合设备列(组合的总转移函数Γ)的转移矩阵。

端到端转移函数Φ的完整矩阵表示(根据等式(5))在数学上难以处理，并包括六个矩阵中的每一个的连乘，包括表示放大器组A₁至A₈的转移函数的列矩阵。然而，为了示意MPA转移函数的具体属性并从这些属性中推断如何将跟踪反馈环路结合进来，在以下等式(6)至(10)中表示了对矩阵Φ中元素的选择。所有这些都与I/P端口1相关，但是等式的选择所显示的一般特性同样适用于任何其他I/P端口。

在这些等式中，Φ_nm表示从输入端口m至输出端口n的转移函数。因此，Φ₁₁(等式(6)-图3)表示在O/P端口1处出现的、I/P端口1处的信号电平，Φ₅₁(等式(8)，在O/P端口5处-图4)等等。对于理想系统，Φ₁₁至Φ₇₁应等于0(完美隔离)，而Φ₈₁＝-j。然而，实际组件产生端口之间的有限隔离。

Φ₁₁＝C_11A.C_11j.[C_11E.C_11e.(A ₁ .C _11J .C _11a +A ₂ .C _21J .C _12a )+

C_21E.C_12e.(A ₃ .C _11K .C _11b +A ₄ .C _21K .C _12b )]+

C_21A.C_12j.[C _11G .C _11c .(A ₅ .C _11L .C _11c +A ₆ .C _21L .C _12c )+

C_21G.C_12g.(A ₇ .C _11M .C _11d +A ₈ .C _21M .C _12d )]    (6)

Φ₄₁＝C_11A.C_21k.[C_11E.C_21e.(A ₁ .C _11J .C _11a +A ₂ .C _21J .C _12a )+

C_21E.C_22e.(A ₃ .C _11K .C _11b +A ₄ .C _21K .C _12b )]+

C_21A.C_22k.[C_11G.C_21g.(A ₅ .C _11L .C _11c +A ₅ .C _21L +C _12c )+

C_21G.C_22g.(A ₇ .C _11M .C _11d +A ₈ .C _21M .C _12d )]    (7)

Φ₅₁＝C _11A .C _11l .[C _11E .C _11f .(A ₁ .C _11J .C _21a +A ₂ .C _21J .C _22a )+

C _21E .C _12f .(A ₃ .C _11K .C _21b +A ₄ .C _21K .C _22b )]+

C _21A .C ₁₂₁ .[C _11G .C _11h .(A ₅ .C _11L .C _21c +A ₈ .C _21L .C _22c )+

C _21G .C _12h .(A ₇ .C _11M .C _21d +A ₈ .C _21M .C _22d )]    (8)

Φ₇₁＝C _11A .C _11m .[C _11E .C _21f .(A ₁ .C _11J .C _21a +A ₂ .C _21J .C _22a )+

C _21E .C _22f .(A ₃ .C _11K .C _21b +A ₄ .C _21K .C _22b )]+

C _21A .C _12m .[C _11G .C _21h .(A ₅ .C _11L .C _21C +A ₆ .C _21L .C _22c )+

C _21G .C _22h .(A ₇ .C _11M .C _21d +A ₈ .C _21M .C _22d )]    (9)

Φ₈₁＝C _11A .C _21m .[C _11E .C _21f .(A ₁ .C _11J .C _21a +A ₂ .C _21J .C _22a )+

C _21E .C _22f .(A ₃ .C _11K .C _21b +A ₄ .C _21K .C _22b )]+

C _21A .C _22m .[C _11G .C _21h .(A ₅ .C _11L .C _21c +A ₈ .C _21L .C _22c )+

C _21G .C _22h .(A ₇ .C _11M .C _21d +A ₈ .C _21M .C _22d )]    (10)

对这些方程的观察说明了以下内容：

Φ₁₁、Φ₄₁(也适用于Φ₂₁和Φ₃₁，未示出)：理想地，端口1至4的输出应为0(无限隔离)。这些情况下的隔离完全由成对的相邻放大器(A₁/A₂...A₇/A₈)之间的匹配和最内侧混合设备J、K、L和M以及a、b、c和d的质量(插入损耗差分和O/P端口之间与90°的偏差)来确定。通过对等式(6)和(7)中的相关因子加下划线以及图3中的信号流图来示出该特征。该流图示出了在MPA的输出网络中指示的节点S处，在输出混合设备的第一列的输出处，出现信号抵消或零陷(null)。

这些零陷的出现是由于通过相邻放大器对和关联的最内侧混合设备而进行的差分相移是180°。因此，在Φ₁₁的表达式中，假定理想组件C_11J.C_11a＝+1/2，C_21J.C_12a＝-1/2，A₁＝A₂，则等式(6)中第一个加下划线的表达式变为0。这同样适用于该等式中其他突出显示的因子，对于Φ₂₁、Φ₃₁和Φ₄₁同样如此。还可以示出，该条件实际上适用于Φ_nm的整个集合，其中n和m≤4。对于n和m＞4但≤8的情况，同样的条件也使用，但是在这些情况下，在混合设备a、b、c和d的相对输出端口处将出现零陷。

对于实际组件，将存在设备失配，因此，在这些点处将存在残留的非零电压。

Φ₅₁(也适用于Φ₆₁，未示出)。在这些情况下，如在相应信号流图(图4)中所示，成对的相邻放大器(A₁/A₂...A₇/A₈)的输出首先在节点S’处求和，但是在输出混合设备的第二列的输出节点(S)处出现抵消或零陷。参照等式(8)，由于(理想地)通过这些放大器和最内侧混合设备(例如C_11J.C_21a＝C_21J.C_22a＝+1/2)而进行的零差分相移，相邻放大器之间相加。然而，当第二混合设备组将放大器对(例如A₁/A₂)的求和后的同相输出与相邻对(A₃/A₄)的求和后的同相输出进行组合时，出现抵消。等式(8)的两个加下划线的部分显示了这种抵消。这是由中间混合设备列(例如C_11E.C_11f＝+1/2，C_21E.C_12f＝-1/2)在相邻对之间引入180°差分偏移而造成的。可以说明，对于端口2处的输入，正好出现相同的零陷点。因此，对所有Φ_nm(其中n和m≤2)产生了相同的零陷点。对于n，m＞2的情况，在中间混合设备列的其他输出处出现零陷点。

Φ₇₁(仅适用于这种情况)。在本例中，如在适用的流图(图5)中所示，在O/P混合设备的最后一列的输出节点S(在O/P端口7处)处出现零陷。在这种情况下，对成对的相邻放大器的输出进行同相求和(在第一O/P混合设备列的节点S’处)。然后，在节点S’处，中间混合设备列对其进行4个一组的同相求和(A₁/A₂/A₃/A₄和A₅/A₆/A₇/A₈)。最后，对中间列的和输出进行反相相加，以在S(端口7)处产生零陷。如等式(9)所示，由于通过将混合设备A和m进行组合(即C_11A.C_11m＝+1/2，C_21A.C_12m＝-1/2)而引入的180°差分相移，从而出现抵消。在这种情况下，仅有这一个抵消点，由于在产生该单个零陷的过程中涉及表达式中的所有因子，因此整个等式(9)被加以下划线。

Φ₈₁。这与想要的输出相关联。如图6所示，在至输出端口8的整个网络中，在放大器输出之间进行结构性相加(在节点S’处)。在图6中没有零陷点。

在图7的示意图中，可以概括零陷点与MPA转移矩阵之间的关系。这表示了矩阵集合(输入至输出)，并标识了共享公共零陷点的那些元素，并指示了零陷出现在输出混合设备的哪一列。以下评述适用于图7：

-由X表示的区域与在O/P混合设备的第一集合的输出处出现的零陷相关，Y与第二集合相关，而Z与最后集合相关。由“OP”指定的条目与对应于给定I/P的想要的O/P端口相关；

-位于相同X、Y或Z区域内的所有元素共享相同的零陷点。

因此，集合Φ_nm(1＜n，m≤4)均共享相同的零陷，集合Φ_nm(5＜n，m≤8)也共享相同的零陷，所有这些情况下的零陷出现在第一混合设备列处。类似地，集合Φ_nm(n＝5，6；m＝1，2)共享公共的零陷，其中零陷出现在第二混合设备列处。对于Z，仅有单个元素，其中零陷出现在最后的混合设备列处；

-突出显示的元素的集合均与以上分析的集合(Φ₁₁至Φ₈₁)共享相同的零陷集合，针对集合(Φ₁₁至Φ₈₁)示出了矩阵扩展和流图。

从该表中可以观察到，该MPA的一个显著特征在于，如果对于给定区域X、Y或Z中的任一元素实现了零陷，则对于该区域内的所有其他元素也将实现零陷。对于其中所有组件(混合设备和放大器)完美匹配的理想MPA，针对所有其他集合X、Y和Z也将产生零陷，虽然是在ONET中的不同点处。然而，实际上将不会实现完美匹配，并且如果对于给定X、Y和Z实现了零陷，则对于所有其他集合X、Y和Z，根据失配程度将存在残留电压。

在所有情况下，零陷的产生可以被视为如图8所示的配置的结果，其中有输入混合设备2、输出混合设备4和成对的放大器单元6、8。这里，α₁e^jΨ1/2和α₂e^jΨ2/2表示I/P与O/P之间的总复增益(因子1/2是由于两个混合设备而产生的，其中，增益元件的两侧中每侧各一个混合设备)。从图3和关联的等式(6)，可以看出这种配置与元素Φ₁₁(以及所有其他Φ_nm(1＜n，m≤4))的相关性。在这些情况下，以放大器对A₁/A₂为例，α₁e^jΨ1＝A₁.C_11J.C_11a，并且α₂e^jΨ2＝-A₂.C_21J.C_12a(根据等式(6))。

为了方便，假定在MPA输入处为单位电压，则在这种情况下，零陷电压由以下给出：

N_v＝(α₁e^jΨ1-α₂e^jΨ2)/4    (11)

该表达式中分母中的因子4是源于从MPA的输入至第一混合设备列的输出包括4个混合设备。将比值α₁/α₂＝β设置为两个路径之间的幅度失配，并且将θ＝Ψ₂-Ψ₁设置为相应的相位失配，零陷电压由以下给出：

N_v＝α₁(1-βe^jθ)/4＝α₁D/4    (12)

其中D_b是以dB为单位给出的零陷深度：

$D_b=20\log |(1-{\mathrm{\βe}}^{\mathrm{j\θ}}|)20\log \left(\sqrt{1-2\mathrm{\β}\cos \mathrm{\θ}+{\mathrm{\β}}^2}\right)\mathrm{dB}---\left(13\right)$

在图9中绘出了这一点，其中θ以度为单位，幅度失配σ以dB为单位，其中β＝10^σ/20。作为示例，对于20dB的零陷深度，分别需要4.5°和0.5dB的相位和幅度匹配。如图所示，这不是唯一解，从0°、0.85dB至5.7°、0dB的范围内存在无穷多个解。

在Φ₁₁和所有其他元素位于图7的区域X内的情况下，即，零陷点出现在第一混合设备列的输出处的那些情况(如图3)，将有4个零陷。

假定在每个点处有相同的零陷深度但是具有随机的零陷相位，则在MPA输出处，对于区域X中的元素，得到的功率电平(根据等式(12))将是(α₁D)²/16。因此，以dB为单位，与图7中区域X中的矩阵元素相对应的隔离由D_b+12dE给出，其中D_b是以dB表示的零陷深度。因此，如果实现了例如16dB的零陷深度，则隔离将是28dB。

在如Φ₅₁(等式(8))的矩阵元素(对于该矩阵元素，零陷出现在第二混合设备列的输出处)的情况下(图4)，在零陷点之前对成对的放大器输出(例如A1/A2)进行同相求和。因此，相应的零陷电压将是α₁D/2√2，并且MPA输出处的相应隔离(图7的区域Y中的元素)由D_b+9dB给出，D_b仍是以dB为单位的零陷深度。

最后，在如Φ₇₁(等式(9))的矩阵元素(对于该矩阵元素，零陷出现在最后的混合设备列的输出处)的情况下(图5)，在零陷点之前对4个放大器输出(例如A₁/A₂/A₃/A₄)进行同相求和。因此，相应的零陷电压将是α₁D/2，并且MPA输出处的相应隔离(图7的区域Z中的元素)由D_b+6dB给出，D_b仍是以dB为单位的零陷深度。

根据本发明，通过包括反馈环路来监控MPA ONET中的零陷点(其中零陷的深度直接与通过MPA的失配程度相关)，该反馈环路测量零陷电平并对MPA内的特定组件应用反馈，以将这些零陷维持在0(或接近于0)，并因此维持MPA跟踪性能。以上已经标识了一组零陷位置。此外，MPA转移矩阵元素的相关表达式(其示例在等式(6)至(10)中给出)标识了应当在哪些点处应用反馈。

为了产生零陷并使系统能够工作，在向MPA的一个输入(在这种情况下为输入1)处注入参考或导频信号。这可以是位于业务量频带之外的未调制载波，或位于该频带内、可独立于业务量进行恢复的扩频信号(实际上是可在没有业务量的情况下恢复的任何信号)，该信号不会导致对业务量的干扰或从放大器中提取显著的功率。

参照图11，更详细地示出了反馈环路F1。放大器A1和A2耦合在输入混合设备10和输出混合设备12之间。每个放大器具有位于其输入信号路径中的增益调整器14和相位调整器16。在零陷S1所处的混合设备12的输出处的信号节点处提供耦合器18。耦合器18具有至少25dB的耦合系数，以确保从放大器取得不显著的功率，并最小化通过包括耦合器而导致的任何混合设备失衡。耦合器输出由预选/图像抑制滤波器20进行滤波、由混合器22进行频率向下转换至中频(IF)、由IF滤波器24进行滤波、然后被馈送至包络检测器26。检测器输出连接至模数转换器(ADC)28的输入，ADC 28的输出提供表示零陷S1的深度的数字信号。该数字信号被馈送至数字信号处理器30，数字信号处理器30向增益和相位调整器14和16提供输出控制信号，以最小化零陷。因此，提供了反馈控制环路F1。

从频率产生单元(FGU)32导出用于混合器22的本地振荡器信号(LO)，FGU 32也用于产生导频信号。产生器32包括驱动频率倍增器36的TCXO晶体振荡器34，频率倍增器36将TCXO频率倍增至所需的导频信号和LO频率。导频信号由耦合器(未示出)连接至MPA的输入端口(p1)，耦合器的耦合系数至少为25dB。

预选/图像抑制滤波器的目的是：防止零陷检测电路通过MPA的总业务量而被过载，并抑制IF图像处的可能掩蔽零陷的信号。混合器将零陷信号频率向下转换至合适的IF，在该IF处可以通过窄带滤波器来对信号进行滤波，以将其与噪声隔离，从而确保可以观察到所需深度的零陷。通过检测器之后的简单模拟滤波器或通过DSP内的数字滤波，可以抑制由噪声导致的、所检测的零陷功率中的波动。

这种用于零陷检测的布置假定仅根据零陷端口处的测量而不参考导频信号电平就可以对零陷深度进行评估。如果可以确保在零陷深度的初始校准之后，系统中由热变化和老化效应等导致的变化不会导致零陷功率与所需零陷深度之间关系的显著改变，则这种方案是可接受的。通过在零陷深度中包括大于或等于系统变化的余量，可以抵御这种改变。否则，可以通过经由另一耦合器(未示出)对混合设备12的另一输出端口40处的信号电平进行测量来提供参考。DSP可以直接将该电平与零陷功率进行比较，以评估零陷深度。可以使用通过电子开关对零陷的测量来代替对参考的测量。这可以位于预选/图像滤波器的输入处，并且可以在DSP的控制下交替地在零陷和参考之间进行切换。

为了减少与反馈方案相关联的设备数目，DSP和ADC甚至更多单元(如IF滤波和放大单元)可以是以合适的周期在7个反馈环路之间换向的单个元件。这可以配置有对公共元件(滤波器/ADC/DSP)的输入，其中，使用由DSP控制的电子开关将该输入在零陷点之间顺序切换；并且配置有DSP，DSP具有硬接线至相位和增益调整器的14个控制输出(各7个)。

作为CW导频信号的备选方案，可以使用由直接序列扩频(DSSS)波形进行调制的载波，例如具有2MHz或更大的码片速率。这可以与合适的相关器一起操作，该相关器代替窄带IF滤波器来恢复载波。如果需要显著地减小导频信号的功率谱密度，则这种布置可以是优选的。

这里示出这种方案在Ka频带(20GHz)处操作的示例。假定导频信号是CW并位于卫星传输频谱中无业务信道的部分，例如下行频谱中通常针对窄带卫星信标和遥测下行链路而保留的那部分。假定导频信号频率20.200GHz，对应的本地振荡器频率为20.150GHz。因此，选择50MHz的IF——足够低以允许使用窄带SAW或晶体滤波器技术。为了充分抑制频率向下转换图像，预选/图像抑制滤波器在20.100GHz处必须具有＞40dB的抑制。可以通过简单的单个双模腔设计来实现这种滤波器。在向下转换至50MHz IF之后，通过10KHz宽的晶体IF滤波器来对零陷信号进行滤波。这足够宽以允许使用相对低成本、低稳定性的TXCO(例如在生命期内±10ppm或在IF带宽内±500Hz)，但是足够窄以确保应答器噪声被抑制到不使零陷深度显著退化的水平。

对于最坏情况分析，针对以-115dBW的最小饱和通量密度SFD和130W的MPA放大器功率(即，总应答器增益最多到136.1dB的放大器输出)进行操作的卫星通信有效载荷，已确定了落入零陷中的噪声。假定典型Ka频带应答器端到端系统噪声温度为600K(27.8dBK)，并且在零陷附近的接收部分输入解复用器DEMUX滤波为25dB(其也提供了对任何相邻信标和遥测下行链路的保护)，则落入零陷S 1内(在10KHz IF带宽中)的总噪声为-49.7dBW。在后DEMUX噪声的情况下，落入零陷内的总功率为-48dBW(基于106dB的总最大后DEMUX放大，其中针对最大增益处的后DEMUX部分的典型噪声系数为10dB)。在互调噪声落入零陷内的情况下，假定系统正在传输8个等功率载波，每个等功率载波支持45M符号/秒的QPSK传输，其中放大器在2.5dB输出退避处进行操作。假定典型载波为15dB的3阶互调电平C/Im(对于线性化的TWTA)，并且互调产物的峰值落在零陷上，则IF带宽中的产物噪声功率为-41.9dBW。因此，来自全部3个上述噪声源的总和是-40.4dBW。

为了使噪声不显著影响零陷，最小零陷电平应比噪声高出至少10dB，即在≥-30.4dBW。假定最小所需零陷深度为25dB(对于＞30dB的隔离)，则每个放大器的输出处所需导频信号功率应当≥0.35W，例如0.5W。这表示来自在2.5dB输出退避处进行操作的130W放大器的仅0.03dB的损耗。

零陷点处可接受的深度的零值或零陷的形成显现出一些困难，这是由于该深度取决于两个变量——幅度和相位(G和Θ)，并且对于非零情况不具有唯一解。为了克服这一点，根据本发明的方法引入了零陷附近的相位偏差，以标识或“搜寻”电压最小值。利用由此保持以产生所标识的最小值的相位，因此调整衰减以实现所需的零陷深度。该过程以及反馈是在数字信号处理器(DSP)的控制下执行的。

参照图12和13，图12和13是实现所需零陷的增益和相位调整过程的图和流程图，该过程可以按照所设置的间隔来执行，其规律性足以确保将MPA性能保持在指定的限制之内。该过程以测量当前零陷深度D₁开始(见图12)，假定在这种情况下零陷深度D₁处于零陷的上方或右侧。如果零陷深度D₁处于提供期望隔离所需的电平D_req以下，则不进行任何调整，该过程结束。否则，相位调整器将在相位上递增一个正步长Θ_step，并且重新测量零陷。再次，如果零陷深度处于电平D_req以下，则该过程结束。如果不是，并且如果第二次测量大于第一次(图12中的D_a)，则对相位增量Θ_step进行符号反转然后重复相加，直到零陷深度处于电平D_req以下或直到下一次测量高于其前一次(例如，测量D_c与前一次测量D_b相比)，此时减去单次增量以使系统回到单独通过相位调整能够实现的最低零陷电平(D_b)。如果第二次测量低于第一次(即，与图B中初始测量处于零陷左侧的情况相对应)，则在重复相加之前不对相位增量应用符号反转。该过程允许可以在两次增量之间中途出现零陷，其中每次增量产生相同的零陷电平(图12中的D_x和D_y)。在这种情况下，取最小可实现零陷深度作为最后测量(D_y)。

如果单独通过相位调整不能获得所需零陷深度，则该过程移至增益G的调整。这是以与相位调整完全相同的方式来进行的，但是在这种情况下，增量步长是增益G_step。在该过程中，将相位保持在产生从上述相位调整过程获得的最小零陷深度的值。

整个该过程实现了一种防止失败的结果，在于：如果不能产生低于所需电平D_req的零陷，则在已经达到通过增益和相位调整可实现的最小值时该过程结束。一些组件的故障可能导致发生不能获得所需零陷电平的这种情况。然而，所产生的隔离性能仍可以是可接受的。

在与下一混合设备列中的零陷进行级联操作时，环路F1、F2和F3形成了具有连续环路的级联集合。

如图3、10所示，第一集合的环路F1根据第一混合设备列中的零陷来进行操作，并对成对的放大器(A₁/A₂...A₇/A₈)进行操作。参照等式(6)和(7)，当加下划线、加括号的因子(A₁.C_11J.C_11a+A₂.C_21J.C_12a)、(A₃.C_11K.C_11b+A₄.C_21K.C_12b)、(A₅.C_11L.C_11c+A₆.C_21L.C_12c)和(A₇.C_11M.C_11d+A₈.C_21M.C_12d)均为零时，获得零陷的完整集合。如果未获得零陷(S)，则在相应放大器对内的放大器(A₁、A₃、A₅和A₇)之前，将控制信号反馈至可命令的增益和相位调整器(G、Θ)，以实现零陷。

由于第一混合设备列的所示O/P端口处的零陷，相对的混合设备端口将提供放大器对输出(A₁/A₂...A₇/A₈)的同相和。这些同相和被馈送至混合设备的下一(中间)列。参照等式(8)，当突出显示的因子[C_11E.C_11f.(A₁.C_11J.C_21a+A₂.C_21J.C_22a)+C_21E.C_12f.(A₃.C_11K.C_21b+A₄.C_21K.C_22b)]和[C_11G.C_11h.(A₅.C_11L.C_21c+A₆.C_21L.C_22c)+C_21G.C_12h.(A₇.C_11M.C_21d+A₈.C_21M.C_22d)]为零时，在这些混合设备的输出处实现零陷。这两个表达式表示了由最内侧括号中的表达式限定的放大器对(A₁/A₂...A₇/A₈)的同相和，其中从相邻对(A₁/A₂与A₃/A₄，以及A₅/A₆与A₇/A₈)抵消了这些和，如4中也示出了这一点。如果未获得零陷S2，则在所限定的放大器(在这种情况下为A₂和A₆)之前，在环路F2中将控制信号反馈至可命令的增益/相位调整器。

与中间列中的两个混合设备的零陷端口相对的O/P端口提供了4个一组的放大器(A₁/A₂/A₃/A₄和A₅/A₆/A₇/A₈)的同相和。将这些4个的同相和馈送至最后的混合设备列。这里，单个零陷S3(在这种情况下在端口7处)与如等式(9)中限定的4个一组的两组(A₁/A₂/A₃/A₄与A₅/A₆/A₇/A₈)的抵消相对应。类似地，如果这里未获得零陷，则在所限定的放大器(在这种情况下为A₈)之前，在反馈环路F3中将控制信号反馈至增益/相位调整器。

注意，有一个放大器不具有增益/相位调整器，即A4。必须有一个放大器用作参考，所有其他单元最终对其匹配。对A4的选择是任意的，选择任何其他放大器也同样好。

环路的顺序或相对反应时间是关键的。最快的反应环路是最内侧的F1，F1使放大器对(A₁/A₂...A₇/A₈)对准(相位/幅度匹配)。在已将放大器对对准并允许其安置之后，通过中间混合设备列中的零陷而操作的下一环路F2接着开始工作。这些对准了4个放大器的组(A₁/A₂/A₃/A₄、A₅/A₆/A₇/A₈)。通过最外侧混合设备列中的零陷而操作的最后环路F3有效地对准或匹配所有8个放大器(在中间环路已有时间进行安置之后)，所产生的最终和在想要的输出处出现(在这种情况下是O/P端口8)。由于外侧环路产生的调整将影响内侧环路，因此整个对准过程将是递归的。例如，当改变了用于实现中间列中的零陷的、与A₂相关联的相位/幅度调整器时，可能需要改变与A₁相关联的调整器，以维持第一列中的零陷。这整个递归过程(将具有在所有所标识的点处实现零陷的全局目的)将是扩展的过程。然而，导致环路应用调整的改变因子可以是缓慢时变的。这些可以包括组件老化、由例如太空船温度的每日改变而导致的热变化、以及可能也具有每日特性的业务量变化。因此，一旦反馈系统已获取零陷并已安置，维持跟踪应当是相当不成问题的。

利用所标识的零陷点且利用如所示那样注入的导频信号进行操作的上述过程将提供图7中突出显示的矩阵元素的有源匹配。相应输出端口隔离和想要的端口处的电平(与组合损耗相关)将处在反馈方案的直接控制之下。其余元素将处在间接控制之下，在于：这些情况下的零陷将与受控制的零陷相关，但是将具有残留电压，该残留电压取决于各个混合设备或INET和ONET作为整体的质量(相位和幅度匹配)。由于这种关系本质上完全由INET和ONET匹配来限定，因此将会避免确保放大器的可接受跟踪的基本困难。现在，隔离性能将本质上取决于无源单元(如，机器制造的波导部件)的稳定性，该稳定性应当较高。然而，在导频信号频率附近将是如此。远离该频率，则可以存在由放大器与混合设备之间在宽频带上的与频率相关的跟踪误差而导致的、对残留零陷电压的贡献。

可以用于减小这些误差的影响的技术包括：使用分布在频带上的多个导频信号、切换的频率或跳频信号和宽带DSSS(直接序列扩频)调制的载波。也可以使用这些技术的各种组合，例如分布在频带上的多个信号，每个信号是DSSS调制的。这些技术的应用将在频带上而不是在单个点频率处产生与MPA的平均性能相关的零陷测量。相应地，设备的隔离和组合性能将更好地对准以进行宽带操作。

仿真结果

为了评估反馈环路的有效性，开发了一种模型，表示图10所示的MPA系统。针对INET、组合的放大器和增益/相位调整器以及ONET导出了各个模型，然后将这些模型级联以提供总体MPA的模型。

组件	均值(μ)	方差(3σ)
			混合设备：损耗(dB)相位偏差(°)	-3.250.0	0.233.030
放大器：相对增益(dB)相对相位(°)	0.00.0	2.010.0

组件参数

如上所述，所实现的端口隔离是各个组件在其名义值附近的幅度和相位偏差的函数。如果这些组件是理想的，则可以在想要的输出与不想要的输出之间获得无限隔离，但是在它们不是理想的时，获得有限隔离的结果。已将每个组件的幅度和相位偏差建模为具有上表中所示的均值和方差的高斯随机变量。这些值被视为在Ku/Ka频带处是可实现的。

针对混合设备而引用的值已经用于INET和ONET，并与波导混合设备所期望的值相对应。这些放大器值基于130W Ka频带TWTA的期望性能。

针对每个组件而获得的分布在图14至图17中示出。

如上所述，采用3个反馈环路F1-F3来将输出端口隔离维持在所需阈值以下。参照图1和图10：

a.最内侧环路F 1提供了从输出混合设备H_a、H_b、H_c和H_d(第一列)至分别与放大器A₁、A₃、A₅和A₇相关联的增益/相位调整器的反馈。针对零陷端口的表达式可以从等式(6)导出并给出如下：

b.中间环路F2提供了从输出混合设备H_f和H_h(第二列)至与放大器A₂和A₆相关联的增益/相位调整器的反馈。针对零陷端口的表达式可以从等式(8)导出并给出如下：

c.最外侧环路F3提供了输出混合设备H_m(第三列)至与放大器A₈相关联的增益/相位调整器的反馈。零陷端口的表达式可以从等式(9)导出并给出如下：

其中项表示增益/相位调整器的幅度和相位系数。由于放大器A₄提供用作参考，因此没有与其相关联的增益/相位调整。

从等式(14)至(20)可以看到，零陷端口表达式彼此依赖；对一个反馈环路中的增益/相位调整器进行的改变将影响其他反馈环路的性能。因此，找到MPA上的最小目标隔离成为一个迭代过程。

所采用的方法首先将每个增益/相位调整器设置为提供单位增益和0相移。然后，针对β₁、β₃、β₅、β₇、

和

求解内侧环路的零陷端口表达式。一旦应用了这些增益/相位调整，就针对β₂、β₆、

和

求解中间环路的零陷端口表达式。然后重复该过程，直到出现收敛：中间环路的系数改变不导致内侧环路的系数改变的点。当到达该位置时，就针对β₈和

求解外侧环路零陷端口表达式(如果当前隔离小于最小目标隔离)，使内侧和中间环路重新收敛。重复该过程，直到满足MPA的最小目标隔离，并且该过程被视为表示了系统实际上如何与具有最快时间常数的内侧环路和具有最慢时间常数的外侧环路进行操作。

图18和图19提供了仿真结果，以下使用内侧和中间反馈环路。

图18提供了在应用任何反馈之前MPA的隔离矩阵，其中，矩阵的每一行表示输出端口(顶行＝1)，每一列表示输入端口(左手列＝1)。因此，输入端口1与输出端口之间的隔离由I₁₁给出，并为20.8dB。反馈环路的最小隔离目标为25dB——隔离程度可以适用于SFB有效载荷。

从图19可以看到，在MPA的隔离性能方面有显著改进。应注意，仅使用了内侧和中间反馈环路。在表示为“X”的象限(图7)中，由于内侧反馈环路，使得已经将隔离改进了最多20dB。然而，由于如噪声效应和相位/幅度补偿中的有限分辨率之类的因素，实际上最有可能不会实现超过30dB的隔离。在表示为“Y”的象限(图7)内，实现了更小但是明显的隔离改进；典型地约6dB至8dB。在表示为“Z”的象限(例如Φ₈₁)中，隔离恶化了。这种情况的发生有两个原因。第一个原因是在该仿真中未包括最外侧的反馈环路；第二个原因是，在没有最外侧反馈环路的情况下，由内侧和中间环路对增益/相位偏移器进行的调整将对这些点处的隔离有影响。实际影响将由关联路径中的传输系数的方差来确定，同样可以是改进了而不是恶化了。完全可以预期，包括最外侧反馈环路也将在象限“Z”中提供改进的隔离性能。

Claims (26)

1.一种用于维持通信卫星的多端口放大器内的隔离的方法，所述多端口放大器包括：多个微波功率放大器单元、多个输入端口和多个输出端口，所述输入端口由输入信号分割网络连接至所述放大器单元，所述输出端口由输出信号分割网络连接至所述放大器单元，使得任何输入端口处的输入信号由所有放大器单元放大，然后，放大后的输入信号被重新组合为输出端口处的输出信号，所述方法包括：

向所述放大器单元中的至少一个提供增益调整装置和相位调整装置，并且提供第一反馈控制环路，所述第一反馈控制环路从所述输出信号分割网络中的预选节点延伸至所述增益调整装置和相位调整装置；

将导频信号注入所述输入信号分割网络中，并且在所述预选节点处检测所述导频信号，使得所述第一反馈控制环路根据所检测到的导频信号的值来提供相位和增益调整信号，

其中，在所述预选节点处形成所述导频信号的信号零陷，以及

在以下过程中执行相位和增益对准，所述过程包括：在保持增益调整恒定的同时，将相位增量的迭代引入所述相位调整装置，以标识小于所需值的零陷值。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，零陷的深度取决于增益并取决于相位失配。

3.根据权利要求2所述的方法，其中，零陷的深度取决于包括相位和增益因子的对数函数。

4.根据权利要求2或3所述的方法，其中，所述增益的增益因子是所述放大器单元中相邻的第一和第二放大器单元之间的增益比值。

5.根据权利要求1所述的方法，其中，所述过程还包括：在保持相位调整恒定的同时，将增益增量的迭代引入所述增益调整装置，以标识小于所述所需值或为最小值的零陷值。

6.根据权利要求1至3所述的方法，其中，所述导频信号是常数值的连续波、随时间而在频率上切换的连续波和扩频序列中的一项。

7.根据权利要求1至3所述的方法，其中，所述输入信号分割网络以矩阵形式配置并包括第一列输入混合设备，所述输入混合设备中的至少一个具有与所述相邻的第一和第二放大器单元耦合的第一输出端口和第二输出端口，所述相邻的第一和第二放大器单元中的至少一个具有增益调整装置和相位调整装置，并且所述输出信号分割网络以矩阵形式配置并包括第一列输出混合设备，每个输出混合设备具有与所述相邻的第一和第二放大器单元耦合的第一输入端口和第二输入端口，并且，所述预选节点包括所述第一列输出混合设备中的输出混合设备的输出端口，所述信号零陷出现在第一列输出混合设备中的输出混合设备输出端口处。

8.根据权利要求7所述的方法，其中，所述输入信号分割网络包括与输入信号分割网络的所述第一列输入混合设备中的混合设备耦合的第二列输入混合设备，并且所述输出信号分割网络包括与输出信号分割网络的所述第一列输出混合设备中的混合设备耦合的第二列输出混合设备，并且，第二预选节点包括所述第二列输出混合设备中的输出混合设备的输出端口，另一信号零陷出现在所述第二列输出混合设备中的输出混合设备的输出端口处，

以及所述方法还包括：提供第二反馈控制环路，所述第二反馈控制环路从所述输出信号分割网络中的所述第二预选节点延伸至所述放大器单元之一的增益调整装置和相位调整装置。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，所述输入信号分割网络包括与输入信号分割网络的所述第二列输入混合设备中的混合设备耦合的第三列输入混合设备，并且所述输出信号分割网络包括与输出信号分割网络的所述第二列输出混合设备中的混合设备耦合的第三列输出混合设备，并且，第三预选节点包括所述第三列输出混合设备中的输出混合设备的输出端口，另一信号零陷出现在所述第三列输出混合设备中的输出混合设备的输出端口处，

以及所述方法还包括：提供第三反馈控制环路，所述第三反馈控制环路从所述输出信号分割网络中的所述第三预选节点延伸至所述放大器单元之一的增益调整装置和相位调整装置。

10.根据权利要求9所述的方法，其中，在提供所述第一反馈控制环路的第一步骤中，通过所述第一反馈控制环路，在相位和增益方面将所述相邻的第一和第二放大器单元对准。

11.根据权利要求10所述的方法，其中，在所述第一步骤中，在相位和增益方面将具有关联增益调整装置和相位调整装置的其他对相邻放大器单元对准，所述其他对相邻放大器单元均具有关联的第一反馈控制环路。

12.根据权利要求11所述的方法，其中，在提供所述第二反馈控制环路的第二步骤中，通过所述第二反馈控制环路，在相位和增益方面将包括多对相邻放大器单元在内的一组放大器单元对准。

13.根据权利要求12所述的方法，其中，在提供所述第三反馈控制环路的第三步骤中，通过所述第三反馈控制环路，在相位和增益方面将均包括多对相邻放大器单元在内的多组放大器单元对准。

14.根据权利要求13所述的方法，其中，所述第一步骤、第二步骤和第三步骤递归地重复执行，直到对所有放大器单元实现所期望的相位和增益对准。

15.一种多端口放大器，包括：多个微波功率放大器单元、多个输入端口和多个输出端口，所述输入端口由输入信号分割网络连接至所述放大器单元，所述输出端口由输出信号分割网络连接至所述放大器单元，使得任何输入端口处的输入信号由所有放大器单元放大，然后，放大后的输入信号重新组合为输出端口处的输出信号，其中，所述放大器单元中的至少一个包括增益调整装置和相位调整装置；以及反馈控制环路，所述反馈控制环路从所述输出信号分割网络中的预选节点延伸出，以响应于注入所述输入信号分割网络中的导频信号，向所述增益调整装置和所述相位调整装置提供调整信号，

其中，在所述预选节点处形成所述导频信号的信号零陷，以及

所述反馈控制环路被布置为在以下过程中执行相位和增益对准，所述过程包括：在保持增益调整恒定的同时，将相位增量的迭代引入所述相位调整装置，以标识小于所需值的零陷值。

16.根据权利要求15所述的放大器，其中，零陷的深度取决于所述放大器单元的增益并取决于所述放大器单元的相位失配。

17.根据权利要求15或16所述的放大器，其中，所述反馈控制环路包括：耦合器，耦合至所述预选节点，用于在所述预选节点处感测所述导频信号。

18.根据权利要求15或16中任一项所述的放大器，其中，所述反馈控制环路包括混合装置，用于将所检测到的导频信号与本地振荡器信号进行混合，并且包括用于检测外差导频信号的检测器装置。

19.根据权利要求15或16中任一项所述的放大器，其中，所述反馈控制环路包括：数模转换装置，用于将所检测到的导频信号转换为数字形式；以及数字信号处理装置，用于计算表示零陷深度的、包括相位和增益因子的函数以产生所述调整信号。

20.根据权利要求15或16中任一项所述的放大器，其中，所述导频信号是连续波，所述反馈环路包括带通滤波器装置；或者所述导频信号是扩频信号，所述反馈环路包括相关器。

21.根据权利要求17所述的放大器，包括：另一耦合器，连接至用于提供参考信号的相邻节点，以进行校准。

22.根据权利要求15或16中任一项所述的放大器，其中，所述输入信号分割网络以矩阵形式配置并包括第一列输入混合设备，所述输入混合设备中的至少一个具有与所述相邻的第一和第二放大器单元耦合的第一输出端口和第二输出端口，第一放大器单元和第二放大器单元中的至少一个具有增益调整装置和相位调整装置，并且所述输出信号分割网络以矩阵形式配置并包括第一列输出混合设备，每个输出混合设备具有与所述相邻的第一和第二放大器单元耦合的第一输入端口和第二输入端口，并且，所述预选节点包括所述第一列输出混合设备中的输出混合设备的输出端口，所述信号零陷出现在所述第一列输出混合设备中的输出混合设备的输出端口处。

23.根据权利要求22所述的放大器，其中，其他对相邻放大器单元具有关联的增益调整装置和相位调整装置，并且所述其他对相邻放大器单元均具有关联的第一反馈控制环路。

24.根据权利要求23所述的放大器，其中，所述输入信号分割网络包括与输入信号分割网络的所述第一列输入混合设备中的混合设备耦合的第二列输入混合设备，并且所述输出信号分割网络包括与输出信号分割网络的所述第一列输出混合设备中的混合设备耦合的第二列输出混合设备，并且，第二预选节点包括所述第二列输出混合设备中的输出混合设备的输出端口，另一信号零陷出现在第二列输出混合设备中的输出混合设备的输出端口处，

以及所述放大器包括第二反馈控制环路，所述第二反馈控制环路从所述输出信号分割网络中的所述第二预选节点延伸至所述放大器单元之一的增益调整装置和相位调整装置。

25.根据权利要求24所述的放大器，其中，所述输入信号分割网络包括与输入信号分割网络的所述第二列输入混合设备中的混合设备耦合的第三列输入混合设备，并且所述输出信号分割网络包括与输出信号分割网络的所述第二列输出混合设备中的混合设备耦合的第三列输出混合设备，并且，第三预选节点包括所述第三列输出混合设备中的输出混合设备的输出端口，信号零陷出现在所述第三列输出混合设备中的输出混合设备的输出端口处，

以及所述放大器包括第三反馈控制环路，所述第三反馈控制环路从所述输出信号分割网络中的所述第三预选节点延伸至所述放大器单元之一的增益调整装置和相位调整装置。

26.根据权利要求25所述的放大器，其中，通过换向装置来共享反馈环路的元件。

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