CN102273165A - 正交误差的校正 - Google Patents

Abstract

一种发送链包括校正网络(1a)，其用于校正用于输入信号发送的同相信号路径与正交信号路径之间的频率相关正交误差。校正网络具有同相输入端口、正交输入端口、同相输出端口和正交输出端口，每个输入端口通过数字滤波器网络连接至每个输出端口，所述数字滤波器网络包括一组滤波器抽头系数和配置装置，所述配置装置用于配置所述一组滤波器抽头系数的值。输入信号被上变频，上变频的信号的一部分被耦合到正交下变频器(21)。控制器(22)通过将下变频的信号与输入信号进行比较来确定误差信号，并基于误差信号和输入信号来修改一组滤波器抽头系数的值，以校正所述频率相关正交误差。

Description

正交误差的校正

技术领域

本发明涉及与数字通讯系统相关联的正交误差的校正，具体涉及在其中上变频器和下变频器均具有直接变频架构的无线发送链中的正交误差的校正。

背景技术

通讯系统普遍具有在发送之前对将发送的信号进行处理的数字部分和在接收之后对接收的信号进行处理的另外的数字部分。通常在基带执行数字部分中的处理，也就是说，在为了以载波频率发送而发生偏移之前的信号频带上执行数字部分中的处理；通常，基带信号包括零频分量，即，直流(DC)分量。基带信号普遍用同相(I)部分和正交(Q)部分表示，也就是说，用复数表示。所述处理可包括例如滤波、调制、解调、编码和解码这样的过程。通常必须将信号转换到模拟域及转换出模拟域，以进行发送和接收，在无线系统的情况下，必须将信号变频到合适的射频及将信号从合适的射频变频。

存在将数字信号从基带变频到射频和将数字信号从射频变频的各种方法。一种方法是在数字域中进行上变频，以使得复数基带信号被数字本振(本地振荡器)相乘，也就是说混频，以生成更高频率的输出，所述更高频率通常称为中频(IF)，所述更高频率的输出然后可被数模转换器转换到模拟域。中频信号仅是实信号，而不是复信号。模拟信号然后可被进一步频率转化到发送用的合适频率。在接收上类似，在比基带高的中频将信号从模拟域转换到数字域，然后将信号数字化地下混频为同相和正交基带信号。这种方法的优点是，数字化地执行从基带复信号到中频信号的转换和从中频信号到基带复信号的转换，所以没有遭受模拟误差，模拟误差可引起同相信道与正交信道之间的响应的差异。然而，缺点是为了转换中频信号，数模转换器和模数转换器必须在比基带高的频率上工作。在更高频率上操作这些部件意味着部件昂贵，并且就分辨率而言可能比低频数模转换器和模数转换器的性能低。

将数字信号从基带变频到射频和将数字信号从射频变频的可替换方法通常被称为直接变频。在直接变频架构中，在基带，将基带同相和正交信号转换为模拟形式，并从模拟形式转换基带同相信号和正交信号。在发送时，然后由模拟正交混频器在模拟域中对模拟同相信号和正交信号进行上变频。优选地，在一个步骤中上变频是到射频发送频率，结果是不需要使用中频。类似地，在接收时，优选地，接收的射频信号直接变频为同相和正交基带模拟信号，这些同相和正交基带模拟信号然后被转换到数字域。直接变频方法的优点是合适的数模转换器和模数转换器可以更便宜，并且就分辨率而言性能更高。此外，由于需要更少的部件，所以中频阶段的省略可导致节省成本。然而，存在可能的不利之处，即，同相信号路径和正交信号路径包括模拟部件，例如元件值在容限内发生变化的滤波器，从而同相信号路径和正交信号路径的模拟属性在设备之间可能变化，并随温度变化。

从存在于数字域中的完全正交的同相信道和正交信道引起劣化的误差已知为正交误差或IQ误差。具体地讲，如果在同相信道与正交信道之间存在微分误差，则可能存在问题。同相信道与正交信道之间的微分误差可引起例如在发送器中产生的杂散分量和接收器中的杂散响应。具体地讲，可在与计划要用的边带相对的边带中产生杂散响应；例如，如果意图使信号分量处在比本振信号高的频率，则同相分量与正交分量之间的微分误差可导致在比本振信号的频率低的频率出现的杂散分量。

正交误差通常包括电压偏移(也就是说，DC偏移)、同相信号路径与正交信号路径之间的微分增益特性和同相信号路径与正交信号路径之间的相位误差。图1中示出了常规的用于校正这样的正交误差的正交校正网络4；显示了增益校正块(I增益5a和Q增益5b)、用于校正同相路径与正交路径之间的相位误差(标记为IQ相位)的块12和用于校正DC偏移的块(I DC偏移24a和Q DC偏移24b)。

然而，上变频和下变频这二者中的正交误差，特别是微分正交误差，可以取决于基带内的频率。例如，由于模拟部件的值在部件容限内随着温度的变化，而导致模拟滤波可引入这样的误差，尤其是在抗混叠滤波器中。常见的校正网络不能校正这样的误差。

本发明设法解决这些缺点。

发明内容

根据本发明的第一方面，提供一种控制发送链的方法。所述发送链包括校正网络、正交上变频器和正交下变频器，所述校正网络用于校正正交上变频器中同相信号路径的传输特性与正交信号路径的传输特性之间的频率相关正交误差，所述正交上变频器用于输入到所述校正网络的信号的上变频，所述正交下变频器用于对由此接收的信号进行下变频，其中，所述上变频器具有与所述下变频器耦合的输出，所述校正网络能够利用一组滤波器抽头系数的值来配置，所述输入信号包括频率分量。在一个实施例中，所述方法包括：

将来自上变频器的输出的输出信号耦合到所述正交下变频器；

使用下变频器来对耦合的信号进行下变频；

将下变频后的信号与输入信号进行比较；和

基于比较来修改所述滤波器抽头系数的值，

由此通过应用于所述频率分量的校正来校正所述频率相关正交误差，所述校正取决于所述频率分量的频率。

通过基于下变频信号与输入信号的比较而更新滤波器抽头系数值集合来控制发送链的益处是可实现校正网络的精确控制，特别是通过校正网络的频率相关特性来实现校正网络的精确控制。

在一种布置中，将下变频的信号与输入信号进行比较，以确定误差信号；然后与输入信号一起使用这个误差信号以修改一组滤波器抽头系数的值。然后可使用训练算法来基于误差信号和输入信号更新滤波器抽头系数的值；由于训练算法提供更新滤波器抽头系数的值的有效方法，所以它是有益的。

优选地，所述方法包括将由本振信号源产生的本振信号提供给上变频器和下变频器，本振可在多种工作状态下工作，所述工作状态包括：

第一工作状态，在该状态下，本振被布置为将所述本振信号

输入到上变频器和下变频器；和

第二工作状态，在该状态下，本振被布置为向当本振在第一

工作状态下工作时输入到上变频器或下变频器的信号施加相移；

对于每种工作状态，通过将下变频后的信号与输入信号进行比较来确定误差信号；

对于每种工作状态，基于误差信号和输入信号来确定滤波器抽头系数的中间值集合；和

基于滤波器抽头系数的中间值集合与当前值集合的矢量组合来更新所述当前值集合，以生成更新值集合。

结果，即使在下变频器中存在正交误差时，也可控制校正网络校正上变频器中的正交误差。

有利的是，下变频器进一步与后校正网络操作关联，所述后校正网络被布置为校正正交下变频器中同相传输路径与正交传输路径之间的频率相关正交误差，所述下变频信号包括频率分量，所述后校正网络包括一组后校正器滤波器抽头系数和配置装置，所述配置装置用于配置所述一组后校正器滤波器抽头系数的值，其中，所述方法进一步包括：

基于所述滤波器抽头系数的中间值集合与当前的后校正器系数集合的矢量组合来更新后校正器滤波器抽头系数的当前值，以生成更新的后校正器系数集合；和

使用更新的后校正器值集合来控制后校正网络，

由此通过应用于每个所述频率分量的校正来校正正交下变频器中的所述正交误差，所述校正取决于所述频率分量的频率。这提供用于控制用于上变频器的频率相关校正器网络和用于下变频器的频率相关校正器网络这二者的手段。此外，下变频器的频率相关校正可被用作用于功率放大器的预失真控制器的输入，从而改进预失真控制器的操作。

以上提及的功能可被实施为在计算机可读介质上编码的软件或计算机可读代码，所述软件或计算机可读代码用于以上述方式控制校正网络、上变频器和下变频器。

根据本发明的第二方面，提供一种发送链，所述发送链包括：

发送路径，所述发送路径包括：

校正网络，所述校正网络用于校正用于输入信号传输的同相信号路径与正交信号路径之间的频率相关正交误差，其中，所述校正网络包括同相输入端口、正交输入端口、同相输出端口和正交输出端口，并且其中每个输入端口通过数字滤波器网络连接至每个输出端口，所述数字滤波器网络包括一组滤波器抽头系数和配置装置，所述配置装置用于配置所述一组滤波器抽头系数的值；和

正交上变频器，所述正交上变频器用于对输入信号进行上变频；和

观察路径，所述观察路径包括：

耦合器，所述耦合器用于接收上变频后的输入信号的一部分；和

正交下变频器，所述正交下变频器用于对耦合器所接收的信号进行下变频；

所述发送链进一步包括控制器，所述控制器被布置为：

通过将下变频后的信号与输入信号进行比较来确定误差信号；

基于误差信号和输入信号来修改所述一组滤波器抽头系数的值；和

使用一组更新的值来控制校正网络，由此通过应用于每个所述频率分量的校正来校正所述正交误差，所述校正取决于所述频率分量的频率。

根据本发明的另外的方面，提供一种根据权利要求1的校正网络。

更具体地讲，根据一个方面，提供一种校正网络，所述校正网络用于校正同相信号路径的传输特性与正交信号路径的传输特性之间的频率相关正交误差，所述正交信号路径用于发送信号的同相部分和正交部分，其中，所述校正网络包括同相输入端口、正交输入端口、同相输出端口和正交输出端口，

其中，每个输入端口通过数字滤波器网络连接至每个输出端口，所述数字滤波器网络包括一组滤波器抽头系数和配置装置，所述配置装置用于配置所述一组滤波器抽头系数的值。

通过数字滤波器网络将每个输入端口连接到每个输出端口的优点是可通过合适的系数控制来校正频率相关正交损伤，所述频率相关正交损伤例如由正交上变频器或下变频器的模拟部件而导致，所述数字滤波器网络包括滤波器抽头系数集合，并具有配置装置，所述配置装置用于配置所述滤波器抽头系数集合的值。

在一个实施例中，数字滤波器网络包括：

第一数字滤波器，所述第一数字滤波器将同相输入端口连接到同相输出端口；

第二数字滤波器，所述第二数字滤波器将同相输入端口连接到正交输出端口；

第三数字滤波器，所述第三数字滤波器将正交输入端口连接到同相输出端口；

第四数字滤波器，所述第四数字滤波器将正交输入端口连接到正交输出端口，

其中，每个数字滤波器包括各自的一组滤波器抽头系数和各自的配置装置，所述配置装置用于配置所述各自的一组滤波器抽头系数的值。

每个数字滤波器可被实施为有限脉冲响应滤波器，由于可通过合适选择的系数来控制有限脉冲响应滤波器以提供对于正交损伤的频率特性的良好近似，所以有限脉冲响应滤波器是有利的。

可替换地，每个数字滤波器可被实施为基于Volterra级数的多项式结构，由于这样的滤波器提供正交损伤分量的非常好的抵消，所以所述多项式结构是有利的。

附图说明

图1是示出惯用的正交校正网络的示意图；

图2是示出根据本发明实施例的通过下变频信号与输入信号的比较而控制的频率相关预校正和频率相关后校正的示意图；

图3是示出根据本发明实施例的频率相关校正网络的示意图；

图4是示出根据本发明实施例的跟随着典型的网络损伤的频率相关校正网络的示意图，该示意图为本发明实施例的操作的图示；

图5是示出根据本发明实施例的频率相关校正网络的数字滤波器部件的示意图；

图6是示出根据本发明实施例的用于频率相关预校正网络和频率相关后校正网络的控制器的示意图；

图7是示出根据本发明实施例的频率相关预校正和频率相关后校正的示意图；

图8是示出根据本发明实施例的频率相关预校正的示意图；

图9是示出根据本发明实施例的用于频率相关预校正网络的控制器的细节的示意图；

图10是示出惯用的通过优化下变频信号的预期属性而控制的预校正网络和后校正网络的示意图；和

图11是示出根据本发明的另一实施例的频率相关预校正和频率相关后校正的示意图。

具体实施方式

总地来讲，本发明针对用于校正通讯系统中的正交误差的方法和设备。

现在将在无线系统的发送链(也就是说，无线系统的发送部分中的一系列部件)的背景下对本发明的作为示例的实施例进行说明，在所述发送链中，数字信号在直接变频发送链中被上变频，并且发送信号的采样在直接变频接收器中被下变频以供观察接收器接收。观察接收器可被用于控制在上变频之前应用于数字信号的预失真功能，以对功率放大器的非线性响应进行预校正。然而，将理解的是，这个示例仅用于举例说明，本发明不限于在无线系统中使用或者用于涉及非线性放大器的预失真的系统。

图2示出本发明的第一实施例。具有同相分量2i和正交分量2q的数字基带信号被输入到预校正器1a，然后被传递到直接变频IQ上变频器17。IQ上变频器17包括用于同相分量和正交分量的数模转换器，这样生成的模拟信号通过低通滤波器被传递到正交混频器以进行上变频。模拟路径不经意地引入正交误差，所述正交误差也称为IQ损伤13a，具体地讲，基带内随频率而变的、同相分量与正交分量之间的微分误差。上变频信号18经耦合器19输出，通常输入到用于放大的功率放大器，以准备从天线发射。IQ预校正器1a由IQ校正控制器22控制，具体地讲，通过控制信号23a以减小IQ损伤13a的影响这样的方式控制IQ预校正器1a。

耦合器19耦合上变频器17的输出18的采样，并将该采样施加于IQ直接变频下变频器21的输入20，IQ直接变频下变频器21可称为观察接收器。IQ下变频器21包括正交混频器，所述正交混频器具有作为输出的模拟同相路径和正交路径，所述模拟同相路径和正交路径通过模拟抗混叠滤波器到达一对模数转换器(未显示)。分离的模拟路径不经意地引入正交误差，并且与发送路径类似，当存在基带内随频率而变的、同相分量与正交分量之间的微分误差时，这些损伤特别成问题。

由下变频器21生成的数字同相信号分量39i和正交信号分量39q被传递到IQ后校正器1b，IQ校正控制器22通过控制信号23b以减小接收路径中的IQ损伤13b的影响这样的方式来控制IQ后校正器1b。

IQ校正控制器22将输入的信号分量2i和2q与在IQ后校正器1b之后输出的信号分量25i和25q进行比较，所述信号分量25i和25q来源于通过接收链(也就是说，通过观察接收器)接收的信号。IQ校正控制器22通过信号23a、23b控制预校正器1a和后校正器1b，以使输入的信号分量2i、2q与接收的信号分量25i、25q之间的误差最小。另外，IQ控制器或者可能是另一个控制器(未显示)控制施加于IQ上变频器17的本振信号与施加于IQ下变频器21的本振信号之间的相对相位。在一种布置中，合适的控制部件被示意性地显示为部件37和38，现在将对部件37和38的功能进行说明。

通常，由本振37和IQ上变频器17生成的信号与由本振37和IQ下变频器21生成的信号之间的相对相位被控制在相差90度的两种状态之间。对每种状态进行的测量的比较使得可针对上变频器17中的IQ损伤来校正IQ预校正器1a，并可针对下变频器21中的IQ损伤来校正IQ后校正器1b。通常，从本振37输出的信号被分割，一部分被没有相移地供给到上变频器，另一部分被交替地相移标称0度或90度，并被供给到下变频器。由于原理上任何相位差应该使得系统可从后校正器所需的校正分辨预校正器所需的校正，所以相移不必精确地是90度。由于这种相移将作为不需要的相位调制强加在发送信号上，所以优选的是不改变供给到上变频器的信号的相移。应该指出，可替换地，可变相移可强加在从耦合器19到IQ下变频器21的输入的链路上。然而，由于通过耦合器19耦合的信号可被调制，而本振信号通常不被调制，所以这要求相移器比当相移器置于本振路径中时频带更宽。

图3示出可被用于预校正网络1a或后校正网络1b的根据本发明的频率相关正交校正网络的结构。同相数字分量在2i进入，正交数字分量在2q进入。同相分量被分割到两个路径中；一个路径通过数字滤波器6a到组合器8a，并从那里到同相输出3i。另一个路径通过数字滤波器6b到组合器8b，并从那里到正交输出3q。数字滤波器6a的传输特性可用1+A表示，以指示信号大部分未改变地通过，除了受小因子A的影响之外，因子A可以是频率相关的。对于滤波器6b，传输特性可用B表示，以指示信号衰减了因子B，因子B可以是频率相关的。通常，A和B都比1小得多，优选地，小于0.1。

对每个同相分量，正交分量被分割到两个路径中；一个路径通过数字滤波器6d到组合器8b，并从那里到正交输出3q。另一个路径通过数字滤波器6c到组合器8a，并从那里到同相输出分量3i。数字滤波器6d的传输特性可用1+D表示，以指示信号大部分未改变地通过，除了受小因子D的影响之外，因子D可以是频率相关的。对于滤波器6c，传输特性可用C表示，以指示信号衰减了因子C，因子C可以是频率相关的。通常C和D都比1小得多，优选地，小于0.1。

图4示出在这种情况下用作预校正网络1a的校正网络如何校正损伤13。可见，损伤被建模为具有与校正网络1a类似的拓扑的网络。同相分量2i通过滤波器6a，并被乘以传输因子1+A，然后通过损伤特性14a，被乘以传输因子1+Ai。这里，用语Ai只是用于指示Ai是损伤因子，而不是同相或虚数因子。显然，将产生平方项，但是对于小的A、B、C和D，平方项是可忽略的。

参照图4，首先考虑损伤，可见，进入仿真IQ损伤13的网络的同相信号分量3i被乘以因子(1+Ai)，并到达仿真IQ损伤13的网络在输出端口16i处的输出。可以看到，正交信号分量3q的分量在仿真IQ损伤13的网络中被乘以Ci，并在加法块15a中被加到已被乘以因子(1+Ai)的同相分量，然后出现在同相输出16i处。

为了将这些损伤校正到首近似值(first approximation)，提供校正网络1a。同相分量2i被乘以因子(1+A)，正交分量2q被乘以因子C，并被加到相乘后的同相分量，并被传递到仿真IQ损伤13的网络的输入3i。

对于小的A和Ai，可显示当A＝-Ai时基本上可消除损伤因子Ai。参照图4可见，由于例如在通过块6a和14a的两个级联的同相信号路径中传输因子将是(1+A)(1-A)＝1-A²，所以平方项产生。

类似地，对于小的C和Ci，当C＝-Ci时，2q分量穿过具有传输因子C的校正网络1a的块6c基本上抵消了穿过具有传输因子Ci的块14c的杂散正交分量。

如果A、B、C和D小于0.1，则就电压而言，平方项将小于1％，也就是说，就功率而言，平方项为-40dB。

类似地，如果B＝-Bi并且B小，即，比1小得多，则穿过B的同相分量将基本上抵消杂散分量Bi。还有显然的是，如果D＝-Di并且当D和C小时，则块14d中的损伤也可被抵消。

应该理解，类似的原理将适用于跟随损伤的后校正器网络。

如已经提及的，同相(I)信道与正交(Q)信道之间的传输特性中的微分误差的校正特别重要。因此，实际重要的是抵消引起微分误差的损伤，但是损伤和生成下述传输特性的校正的组合是可接受的，所述传输特性虽然与没有损伤的传输特性不相同，但是在I信道和Q信道上是相同的。也就是说，在图4的图示的情况下，期望的结果不一定是这样的情形，即，I信道和Q信道每个具有1的传输特性。假设I信道和Q信道每个上的特性相同，则I信道和Q信道都具有一些其它传输特性也是可接受的结果。控制环的操作将自动生成对于校正网络中的滤波器最佳的传输特性；应该理解，最佳的解决方案不一定是应用就要使传输特性返回到不存在正交损伤时将存在的状态的校正。事实上，如果通过改进以有利的方式改变通过控制环优化的因子，则除了只是消除同相信道与正交信道之间的微分误差之外，控制环的操作还可能改进系统的操作。例如，可通过控制环的操作来实现同相信道和正交信道这二者中的增益的平坦性。

图5显示图4中所示的典型的数字滤波器6a、6b、6c或6d的部件。数字信号分量2i被传递到抽头延时线，所述抽头延时线包括一系列延迟元件9a、9b，延迟元件9a、9b每个将信号分量延迟时间T；这个延迟时间T可以是数字信号的采样周期。在每个延迟元件之后，信号的部分被分接，并被乘以滤波器系数或权重Cn。加权的分量然后在求和部件11中被求和，并被传递到输出7a。滤波器系数被显示为因子C1、C2、...、Cn。这种结构构成惯用的有限脉冲响应(FIR)滤波器。所述系数可以是线性因子，并且为了通过匹配损伤的相关分量的频率响应来最佳地抵消损伤，可由校正控制器22控制所述系数。还可以的是，除了线性因子之外，每个抽头可具有在分接的信号的平方、立方或其它非线性函数上运算的可控系数。这样的结构可被称为Volterra级数的表示。

图6更详细地示出IQ校正控制器22。输入同相2i分量和正交2q分量，同相2i分量和正交2q分量被输入到控制器，并与来自已经提及的观察接收器的同相25i分量和正交25q分量比较。为了对由于系统的实际实现而发生的相移和振幅不平衡进行校正，必须在执行比较以产生误差信号之前相对于来自观察接收器的信号分量校准来自输入的信号分量。这个步骤的原因是误差信号应该表示IQ损伤的贡献的影响，而不是由于其它电路元件而导致的影响。关于预校正器系数的控制，校准和比较块26a操作为与输入的信号分量2i、2q同相地校准接收的信号25i、25q。关于后校正器系数的控制，校准和比较块17b操作为与接收的信号分量25i、25q同相地校准输入信号2i、2q。

首先考虑控制器22的操作以更新预校正器误差系数，校准和比较块26a产生参考输出ref1 27a和误差输出error1 28a，参考输出ref1 27a表示输入信号分量，误差输出error1 28a表示来自观察接收器的校准的信号与输入信号分量之间的差异。信号ref1和error1被传递到训练误差系数功能块29a。这个块在拓扑方面维护校正器网络的模型，训练涉及调整误差系数，以使得当应用于参考时，校正器网络的模型生成误差信号。这可通过惯用的技术来实现。合适的技术涉及关于输入与误差信号的一组联立方程的求解，以生成系数集合。通常，将重复这个步骤许多次，并将应用最小均方法来从多次测量生成最佳的结果。类似的过程被用于使用训练误差系数功能块29b来训练用于后校正器的误差系数。

如已经提及的，所述训练过程不能在预校正器所需的系数与后校正器所需的系数之间进行区分；为适应这种模糊性，训练可在两个阶段中执行：一开始使用第一相对相位状态下的用于上变频器和下变频器的本振信号，随后使用第二相对相位状态下的本振信号，所述第二相对相位通常与第一相对相位状态相差90度。

首先考虑预校正器系数的控制，作用于训练误差系数功能块29a的输出的开关30a使本振相位状态0所用的误差系数存储在储存器31a，并使在本振相位状态90(即，与相位状态0相差90度)计算的那些误差系数分离地存储在储存器31b。两个储存器的误差系数的总和之后被用作将被加到预校正器系数的更新，所述总和用部件32示意性地指示。为了基本上抵消IQ损伤，通过将在两种本振状态下训练的存储的误差系数的总和32相加来迭代地更新预校正器系数。

通过经由部件31c、31d和33的类似过程来更新后校正器系数，但是所述类似过程是取存储的关于两个本振状态的误差系数之间的差，而不是其总和。如果相移在一种本振相位关系下被引入到对准过程、而在另一种本振相位关系下没有被引入到校准过程中，则为了补偿相移，应该在求和或差运算之前将对应的相移应用于存储的误差系数。相移及求和运算的组合过程，以及类似的相移及差运算的组合过程可被称为矢量组合。

图7示出图6的系统，该系统应用于采用预失真来校正功率放大器40中的非线性的发送链。

特别有利的是与用于通过预失真使功率放大器的响应线性化的系统组合使用本发明的实施例。例如基站和终端的无线通讯装置具有包括功率放大器的发送链，所述功率放大器将调制信号放大到高功率电平，以通过无线信道发送。已知的是发送链中的元件可将失真引入到发送信号中，因此，存在补偿失真的各种提议。一种这样的提议是预失真架构，在该架构中，在低功率调制信号被施加于功率放大器的输入之前，以将补偿功率放大器的非线性效应的方式对该低功率调制信号进行预失真。施加于输入信号的预失真和由功率放大器施加于输入信号的(不可避免的)非线性失真的组合导致基本上无失真的输出信号。

通常，自适应预失真架构在上变频之前在数字域中应用预失真。在基带数字化地创建用于同相信道和正交信道的预失真信号，并将这些预失真信号分别转换为模拟，然后通过将它们施加于直接变频上变频器的同相分支和正交分支来直接对这些预失真信号进行上变频，所述直接变频上变频器也称为IQ上变频器。上变频的输出信号的一部分被反馈到比较功能，以控制预失真系统。这种反馈路径已知为观察接收器，可将上变频的输出信号的采样部分下变频到中频(IF)，或者可将上变频的输出信号的采样部分直接下变频到基带。

如已提及的，就节省的实现而言，直接变频方法可以是有优势的，但是可能遭受同相信号路径和正交信号路径中的微分误差的影响。直接变频方法具有特别的优点，即，用于下变频和上变频的本振以相同频率工作，这样的使用可使用同一个合成器，避免了直接变频架构被用于上变频器并且中频架构被用于下变频器时会涉及的杂散频率产生的风险。

然而，固有的正交误差有碍于直接变频架构用于观察接收器路径中及其有效性。校正非频率相关的上变频器缺陷的方法是已知的，涉及使用如图1所示的惯用的正交误差校正器；然而，这些不包括校正这些缺陷所需的另外的正交损伤。如果观察接收器使用直接变频架构，则将在观察接收器中引入正交误差。即使上变频器中的正交误差曾被补偿，下变频器中的误差也会损伤用于控制功率放大器预失真的观察信号，并限制放大器预失真校正环的有效性。因此，必须校正由上变频器和下变频器引入的误差。图8中示出的系统被设计为实现这个目的。

可以看到，功率放大器预失真控制器44接收输入的信号分量45i、45q，还从观察接收器接收被IQ后校正器1b校正的校正信号分量25i、25q。功率放大器预失真控制器44使用这些输入分量来产生预失真特性以应用于PA预失真块43中的输入信号，以生成IQ预校正器阶段1a的输入分量2i、2q。然后将预校正的信号分量应用于IQ上变频器17，上变频的信号分量通过耦合器19到达功率放大器40，然后通过第二耦合器41进行发送。开关42当IQ校正控制器工作时将信号分量从位于功率放大器(PA)40的上游的耦合器19引导到IQ下变频器21，当PA预失真控制器44工作时将信号分量从耦合器41引导到下变频器21。这是因为PA控制器44用于使发送链的输入45i、45q(PA预失真块43的输入)与功率放大器的输出(通过开关42的合适设置在IQ后校正器1b的输出25i、25q处测量)之间的差最小，而IQ控制器校正控制器22用于使IQ预校正器1a的输入2i、2q与IQ上变频器17的输出(也通过开关42的合适设置在IQ后校正器1b的输出25i、25q处测量)之间的差最小。

图8示出图2的系统可在不应用后校正的情况下(即，在不计算用于后校正器1b的系数或者不将系数应用于后校正器1b的情况下)工作。图9仅示出控制IQ预校正器1a的IQ校正控制器22。已经发现，可训练IQ预校正器1a的预校正系数，以使即使没有后校正器，也可抵消上变频器中的IQ损伤13。一般来讲，采用后校正器1b以便加速IQ校正控制环的收敛是有利的，但不是必要的。为了使环的性能最优，当与功率放大器预失真控制环一起使用时校正IQ下变频器的输出也是有利的。

图10示出如未授权的美国专利申请11/962432中所公开的系统的框图，在所述系统中，控制器60基于下变频信号的预期属性的优化来控制惯用的预校正网络4a和后校正网络4b。该申请解决具有直接变频上变频器和使用直接变频下变频器架构的观察接收器的系统中的非频率相关正交误差的校正。公开了可通过下述方式在上变频器中的正交误差与下变频器中的正交误差之间进行区分的技术，所述方式即使用用第一相位关系中的上变频器和下变频器本振进行的测量，然后使用用第二相位关系中的上变频器和下变频器本振进行的测量，第二相位关系通常与第一相位关系像差90度。所述测量具有在观察接收器中接收的信号的属性，这些属性被与信号的预期属性进行比较。例如，对于理想信号，同相分量与正交分量之间的长期相关性可被预期为0，如DC电压分量可被预期的那样。然后使用校正网络分别对上变频器路径和下变频器路径中的正交误差进行校正，所述校正网络应用下述校正，无论基带内的频率如何，该校正在标称上都相同。这样的校正通常包括电压偏移(也就是说DC偏移)、同相信号路径与正交信号路径之间的微分增益特性和同相信号路径与正交信号路径之间的相位差的校正。可使用惯用的正交校正网络4，例如图1中示出的正交校正网络4。

然而，在取决于基带内的频率的上变频和下变频这二者中可能存在误差，具体地讲，微分误差。例如，由于模拟部件的值在部件容限内的以及随温度的变化，而导致模拟滤波可引入这样的误差，特别是在抗混叠滤波器中。惯用的校正网络，例如图1中示出的校正网络不能校正这样的误差。

此外，基于接收信号的预期属性的长期平均的测量本来就慢，可能不能提供足够的环增益和校正正交误差到高精度的稳定性。

有利的是，可与已经描述的、具体地如图6和7中示出的本发明的实施例结合使用图10的惯用系统来如图11所示那样解决频率相关正交误差的校正。图11显示频率相关预校正网络1a和惯用的预校正网络4a可以级联，如同频率相关后校正网络1b和惯用的后校正网络4b可级联一样。有益的是，为了改进频率相关预校正器控制环的操作，使用例如图1的电路的惯用的正交校正电路来消除大的误差。可控制惯用的预校正电路，以使如已经参照图10说明的下变频信号的预期属性最优。具体地讲，由于惯用的正交校正电路非常适合于这种功能并且基于观察信号的预期属性的控制环对于惯用的IQ校正电路的控制特别有效，所以以这种方式校正DC偏移是有利的。

显然的是，除了无线系统之外，本发明的实施例还可应用于有线系统，例如有线电视。

以上实施例应该被理解为本发明的例示性的例子。应该理解，与任何一个实施例相关说明的任何特征可单独使用，或者可与所述的其它特征组合使用，并且还可与所述实施例中的任何其它实施例的一个或多个特征组合使用，或者与所述实施例中的任何其它实施例的任何组合使用。此外，在不脱离所附的权利要求中所限定的本发明的范围的情况下，也可采用以上没有说明的等同形式和修改形式。

Claims (14)

1.一种控制发送链的方法，所述发送链包括校正网络、正交上变频器和正交下变频器，所述校正网络用于校正正交上变频器中的同相信号路径的传输特性与正交信号路径的传输特性之间的频率相关正交误差，所述正交上变频器用于输入到所述校正网络的信号的上变频，所述正交下变频器用于对由此接收的信号进行下变频，其中，所述上变频器具有与所述下变频器耦合的输出，所述校正网络能够利用一组滤波器抽头系数的值来配置，所述输入信号包括频率分量，所述方法包括：

将来自上变频器的输出的输出信号耦合到所述正交下变频器；

使用下变频器对耦合的信号进行下变频；

将下变频后的信号与输入信号进行比较；

基于所述比较来修改所述滤波器抽头系数的值，

由此通过应用于所述频率分量的校正来校正所述频率相关正交误差，所述校正取决于所述频率分量的频率。

2.根据权利要求1所述的方法，包括：

根据下变频后的信号和输入信号来确定误差信号；和

使用误差信号和输入信号来修改所述滤波器抽头系数的值。

3.根据权利要求1或权利要求2所述的方法，进一步包括：

将由本振信号源产生的本振信号提供给上变频器和下变频器，所述本振可在多种工作状态下工作，所述工作状态包括：

第一工作状态，在该状态下，本振被布置为将所述本振信号

输入到上变频器和下变频器；和

第二工作状态，在该状态下，本振被布置为向当本振在第一

工作状态下工作时输入到上变频器或下变频器的信号施加相移；

对于每种工作状态，通过将下变频后的信号与输入信号进行比较来确定误差信号；

对于每种工作状态，基于误差信号和输入信号来确定滤波器抽头系数的中间值集合；和

基于滤波器抽头系数的中间值集合与当前值集合的矢量组合来更新所述当前值集合，以生成更新值集合。

4.根据权利要求3所述的方法，其中，所述下变频器与后校正网络操作关联，所述后校正网络被布置为校正正交下变频器中的同相传输路径与正交传输路径之间的频率相关正交误差，所述下变频的信号包括频率分量，所述后校正网络包括一组后校正器滤波器抽头系数和配置装置，所述配置装置用于配置所述一组后校正器滤波器抽头系数的值，其中，所述方法进一步包括：

基于所述滤波器抽头系数的中间值集合与当前后校正器系数集合的矢量组合来更新后校正器滤波器抽头系数的当前值，以生成更新的后校正器系数集合；以及

使用更新的后校正器值集合来控制后校正网络，

由此通过应用于每个所述频率分量的校正来校正正交下变频器中的所述频率相关正交误差，所述校正取决于所述频率分量的频率。

5.一种计算机可读介质，所述计算机可读介质编码有用于使控制器执行任何前述权利要求的方法的计算机可读代码。

6.一种控制器，所述控制器被布置为执行权利要求1至权利要求4中的任何一个的方法。

7.一种发送链，包括：

发送路径，所述发送路径包括：

校正网络，所述校正网络用于校正用于输入信号传输的同相信号路径与正交信号路径之间的频率相关正交误差，其中，所述校正网络包括同相输入端口、正交输入端口、同相输出端口和正交输出端口，并且其中，每个输入端口通过数字滤波器网络连接至每个输出端口，所述数字滤波器网络包括一组滤波器抽头系数和配置装置，所述配置装置用于配置所述一组滤波器抽头系数的值；和

正交上变频器，所述正交上变频器用于对输入信号进行上变频；

观察路径，所述观察路径包括：

耦合器，所述耦合器用于接收上变频后的输入信号的一部分；和

正交下变频器，所述正交下变频器用于对耦合器所接收的信号进行下变频，

控制器，所述控制器被布置为：

通过将下变频后的信号与输入信号进行比较来确定误差信号；

基于误差信号和输入信号来修改所述一组滤波器抽头系数的值；和

使用一组更新的值来控制校正网络，由此通过应用于每个所述频率分量的校正来校正所述频率相关正交误差，所述校正取决于所述频率分量的频率。

8.一种无线通讯设备，所述无线通讯设备包括根据权利要求7所述的发送链，其中，所述无线通讯设备是无线终端。

9.一种无线通讯设备，所述无线通讯设备包括根据权利要求8所述的发送链，其中，所述无线通讯设备是无线基站。

10.一种校正网络，所述校正网络用于校正同相信号路径的传输特性与正交信号路径的传输特性之间的频率相关正交误差，所述正交信号路径用于传输信号的同相部分和正交部分，其中，所述校正网络包括同相输入端口、正交输入端口、同相输出端口和正交输出端口，

其中，每个输入端口通过数字滤波器网络连接至每个输出端口，所述数字滤波器网络包括一组滤波器抽头系数和配置装置，所述配置装置用于配置所述一组滤波器抽头系数的值。

11.根据权利要求10所述的校正网络，其中，所述数字滤波器网络包括：

第一数字滤波器，所述第一数字滤波器用于将同相输入端口连接到同相输出端口；

第二数字滤波器，所述第二数字滤波器用于将同相输入端口连接到正交输出端口；

第三数字滤波器，所述第三数字滤波器用于将正交输入端口连接到同相输出端口；

第四数字滤波器，所述第四数字滤波器用于将正交输入端口连接到正交输出端口，

其中，每个数字滤波器包括各自的一组滤波器抽头系数及各自的配置装置，所述配置装置用于配置所述各自的一组滤波器抽头系数的值。

12.根据权利要求10或权利要求11所述的校正网络，其中，一个或多个所述数字滤波器是有限脉冲响应滤波器。

13.根据权利要求10至权利要求12中的任何一个所述的校正网络，其中，一个或多个所述数字滤波器是无限脉冲响应滤波器。

14.根据权利要求10至权利要求13中的任何一个所述的校正网络，其中，一个或多个所述数字滤波器是基于Volterra级数的多项式结构。

Images