CN1054488C - 多模式信号处理 - Google Patents

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Abstract

数字系统配合模拟通信,以此来避免要求有各自专用于或者模拟或者数字通信的独立子系统。本系统包括一将所接收的信号转换成一个中间频率信号的接收电路,一用于调制和发射信号的发射电路,以及用于处理该中间频率信号和欲发射信号的信号处理器,由此,信号可以基本上应用同一电路来被处理成为数字的或模拟的格式。

Description

多模式信号处理
本发明是关于能以数字及模拟方式通信的一种多模式无线通信,具体地说是关于依靠数字技术进行的模拟通信的一种TDMA双模式数字蜂窝式电话。
随着双路无线通信量的增加,对一给定区域内更多电话进行支持的压力日益增加。这种压力由于为一给定应用而分配给一地区的频率数目有限而更为加重。
在美国,目前AMPS蜂窝系统是采用模拟调频方式进行话音传输。由于对目前采用的模拟系统内同一频谱内通信容量需求大大增加,要求降低运行成本以及另外移动式电话特有的例如能节约电池的要求,蜂窝式电话系统中正在从模拟通信向数字通信过渡。
时分多路存取(TDMA)是被选择用于新一代的蜂窝式电话的数字格式。
在模拟调频“AMPS”系统上,数字TDMA表现出某些非常重要的优点。其中有3∶1呼叫通道比,较好的抑制干扰能力及高得多的通话保密性。很明显,3∶1呼叫比对具有通信阻塞(系统忙)问题的都市统计区域(MSA)系统操作员是有很大意义的。
已经设想到同时采用模拟及数字两种蜂窝电话标准的蜂窝式电话系统。已建立了利用公共波长及电话线路的最低标准的电子工业协会(EIA)及电信工业协会(TIA)在EIA/TIA文件IS-54中已经大致描述了双模式TDMA/Analog蜂窝电话的工作格式。双模式系统势必会跨越过从模拟系统转变到数字系统的时间,还允许,例如在郊区统计区域(RSA)继续只用模拟系统。
在这里用作参考的Dahlin等的美国专利5,119,397揭示了一种允许模拟、数字及双模拟/数字移动站灵活地共存的组合式模拟和数字蜂窝电话系统。那个专利揭示了在保留固定的模拟系统不变的情况下,并行插入一套独立的数字系统。加入第二组控制通道,以便使得在一独立的数字系统确实存在时,具有数字性能的移动工作站将扫描并读取该第二组控制通道。如果该独立系统不存在,具有双模拟/数字性能的移动工作站将返回来扫描原先的基本控制通道,进行模拟通信。那个专利没有详细说明双模式模拟/数字蜂窝式电话。
欧洲专利申请0 502 546 A2描述了一种用于数字和模拟通信的无线通信装置,该装置包括数字调制/解调部分和分开的FM调制/解调部分。
Andros等的美国专利4,857,915揭示了与由接收简短数字或模拟信息的模拟和数字寻呼式发送装置的发送传输相兼容的寻呼系统。虽然Andros等的专利说明了从模拟或数字发送装置接收寻呼信息,但它没有揭示移动式电话可以选择数字或者模拟控制通道的蜂窝式电话系统。
本发明是仍然使用移动式电话单元的数字处理电路来达到模拟通信的目的,由此来避免对大量重复部件的需要。该移动式装置如同一普通蜂窝式电话一样紧凑、轻便、易于快速安装。而且双模式蜂窝电话使用户能接通模拟电话分局或者数字电话分局,因而能使用户由一双模式电话分局作择优处理。
由于有限的射频谱得到更有效的使用,当能作数字式运行的移动电话正在请求支持时,将首先使用数字通道。经常发生的系统“忙”的地区,双模式电话将具有实现接通电话的最高概率。
本发明提供了一种多模式无线通信设备,包括:用于接收被发射的信号并将所述信号变换为频率信号的接收装置;和用于调制和发射信号的发射电路;用于处理所述频率信号和所述欲被发射信号的信号处理电路,所述处理可以在模拟或数字通信模式之间加以转换;和用于在模拟和数字通信模式之间做转换的转换装置;其中大部分接收电路、发射电路和信号处理电路无需采用所述收到的处于所述模拟通信模式和所述数字通信模式的信号的各自信号通路,处理处于所述模拟通信模式和所述数字通信模式的所述收到的信号和所述发射信号。
在本发明的装置中可采用基本上相同的电路把这些信号处理成数字或模拟形式,从而避免了对大量重复部件的需要。
现在参考附图详细说明本发明,其中:
图1(A和B)是根据本发明的RF电路的示意图;
图2(A和B)是根据本发明的数字电路的示意图;
图3是本发明的布尔功率控制逻辑;
图4是第一用户集成电路的功能方框图,即称为ASIC码的KATIE;
图5是KATIE接口线路图;
图6是称为ABBIE码的第二集成电路及相关联的音频通路电路图;
图7是本发明的发送通路的功能方框图;
图8是本发明的接收通路的功能方框图;
图9是交错电路(interleaver)的功能方框图;
图10是说明有关相位变化的示意图;
图11说明传输通道的组成;
图12是本发明优选实施例所采用的话音编码器原理图;
图13是本发明一优选实施例中采用的数/模变换器原理图;
图14说明RC分配线的结构和电路符号;
图15说明一正交相位调制的电路设置;
图16说明可作转换调谐的RC平衡装置的一优选设计;及
图17说明用于图16所示装置的可逐步调节平衡电阻的优选设置。
本发明的实施例包含亦与模拟制兼容的数字蜂窝式电话,即双模式电话。模拟部分虽然也应用许多为数字部分所设计的部件,但仍起与早先的模拟电话类型同样的功能作用。这就使得能生产与早先单模拟型式实际尺寸相同的双模式接收机。因此,已经装设了单模拟型式电话的用户就可以迅速地被更新为具有数字功能而无需化费新装置的投资。
在致力于减少成本和功率消耗方面,尽可能多地将无线电硬件用于两个模式中。在此优选方案中,要从模拟式变换为数字式及其返回所需的只是软件变化和某些硬件操作方式的改变。
此二模式之间的主要区别在于发射及接收接口运行的速度和在DSP(数字信号处理器)中运行的软件的类型。
每次要求改变模式时,微处理器即命令硬件接口改变速率并装载一组完全不同的软件到DSP。一个DSP144(图2)执行所有的发射操作,而一第二DSP142执行全部接收操作。
在这方面,只读(FLASH型)存储器136中具有五组全然不同的软件。一组用于微处理器,四组用于DSP(模拟发射、模拟接收、数字发射和数字接收)。这些DSP均为以RAM为基础的设计,就是说,它们将所有它们可执行的软件都存放在RAM中。四组DSP软件由FLASH EPROM 136中检索,并在需要时装载到每一DSP。模拟软件全部与每一DSP的芯片RAM相配合根据可用的RAM的容量,有可能需要应用额外的外部RAM芯片148和150以容纳数字模式的程序。另一替换方案包括有以永远存有所编制的软件的ROM为基础的DSP,它们可以包含模拟及数字模式软件而无需附加外部存储器。
在模拟方式中,移动装置占有两个频率,一个用于发射,一个用于接收。在数字模式中,本来这一点通常并非是必须的,因为该移动装置可在与发射时隙不同的时间进行接收。但是,由于根据本发明的移动装置是要与现有的模拟系统相兼容的,所以实际上用于数字接收和发射的是采用的独立的频率。应用一被称之为“TIME DUPLEX(时间双工制)”来使得在当接收时不进行发射。此时双工制的顺序是在六个时隙中的“发射-接收-扫描-发射-接收-扫描”(如下所述)。因为在两个时隙(1和4,2和5,或3和6)中进行严格相同的操作,此移动装置对一帧只涉及三个时隙(20ms)。如下所述的执行两次来产生6个时隙(40ms),是为了使得有可能依靠对表达语言所需的信息作进一步压缩来使未来的移动装置将能仅在时隙1中发射和在时隙2中接收,从而达到进一步的完善。硬件
参照图1A和1B,天线共同滤波器100使得能借助将发射和接收信号的通路分离来达到模拟方式中完全的双工制操作。一公用天线连接到置于无线电话侧的插孔J2。此插孔J2穿透铝涂层,直接与印刷电路板相连接。天线共用器100的RF输入来自发射功率放大器117。天线共用器100的RF输出至接收电路的第一RF放大器101。
发射电路包括乘法器113、I/Q调制器115、混频器116、通道合成器110、功率控制电路(未表示出)及功率功大器117。在此优选实施例中其工作频率范围为824.04MHZ到848.97MHZ。由乘法器113输出例如频率为116.64MHZ的载波频率送到I/Q调制器115进行调制。通道合成器110的输出经过缓冲放大器111缓冲后与I/Q调制器115的输出信号混合产生发射频率。混合后的信号通过增益控制放大器117a放大,再经TX滤波器117b滤波再耦合到线性功率放大器117c。
从基准信号发生器或振荡器112产生的基准信号,经乘法器113倍乘因子6而产生116.64MHZ的发射中频TXIF。
发射功率控制电路(未表示出)可以使用闭环RF功率调整电路。该电路包括定向耦合器118,带有温度补偿二极管的二极管功率检测器119,以及与通用的ASIC应用程序专用集成电路)124内的D/A和A/D电路相结合的微控制器120。
定向耦合器118提供一个由RF功率放大器117c输出到二极管功率检测器119的采样信号。通过二极管作温度补偿以稳定检测器119的直流输出。检测器电路的输出是一个与载波功率电平相关的直流电压,与环境温度无关。
把从定向耦合器118来的直流电压,送到ASIC124内的A/D电路,把该模拟电压数字化,再送到微控制器120进行数字平均,然后与多个所要求的基准电平之一作比较,并对功率放大器117c输出进行调节以使得直流耦合器118的电压连到被指定的平均电平。
通过通用的ASIC124内的D/A电路,依靠改变施加到AGC放大器117a的控制电压可以调节载波功率。这样就使得线性功率放大器117c的RF输入驱动电平可在所希望功率控制范围内改变,而维持发射器电路工作在线性区。线性放大器117c的RF功率输出大约5.5W,对应的天线插孔J2处为3W。在手提式双模式电话的情况下,该输出电平大约低0.6W左右。
接收电路工作在869.04MHZ到893.97MHZ的频率范围内,它可以是具有71.04MHZ第一中频(IF)和600KHZ第二中频的双变换超外差接收机。通道合成器110提供高端第一本振频率注入到接收电路。此通道合成器在940.68MHZ到965.61MHZ的频率范围内按30KHZ步进值进行调谐。
接收器电路包括RF放大器101、RF带通滤波器102、第一混频器103、71.04MHZ晶体滤波器104、第二混频器/放大器/振荡器电路106及两个第二中频滤波器107、108。
从天线输入的RF信号,经过天线共用器100进入接收机。再把该信号送到RF放大器101,在那里信号大约被放大16dB。然后把该信号送到接收滤波器102的输入端。天线共用器100及滤波器102提供第一像频干扰抑制,限制通道合成频率进入天线端子,以及保护接收机免遭发射信号过激励。
接收机滤波器102的输出信号送到第一混频器103,在这里与从通道合成器110送来的并经过缓冲放大器111和滤波器105后的信号相混合。混频器的输出送到第一IF滤波器104。此滤波器的输出信号送到混频器/放大器/振荡器电路106,在组件106b被下变频到600KHZ。经过下变频后的信号由两级滤波器107和108滤波及通过多级放大器106c和106d放大。该600KHZ信号具有随时间变化的相位和随时间变化的幅度。事实上,可以看到任何无线电信号均可以随时间改变的相位和随时间改变的幅值来表示。
换句话说,无线电信号可以被看作为一个其实部和虚部均随时间变化的复数向量。为了数字化600KHZ中频信号,以便随后进行数字处理,其方法是可以把它的实部和虚部分开,然后分别进行数字化(所以称为L,Q方法),也可以把对于幅度值的信号及包含相位信息的信号加以数字化(可以称为LOG POLAR,对数极坐标法)。在本优选实施例中是采用后者。因此中频放大器级106c、106d产生一与称之为RSSI(无线电信号强度读数)的幅值的对数成比例的信号及包含该相位信息的被牢固地锁定为600KHZ的中频信号,然后把两者送到与之适配的模-数转换器以便数字化。
从一无线电信号中提取复数矢量值的LOG POLAR法在在此被用作参考的美国专利5,048,059中已作了说明。LOG POLAR法要求有能使射频(RF)信号相位角数字化的装置。在美国专利5,220,275中揭示了该优选方法。在美国专利5,084,669中揭示了另一种适用的方法,在此将两者结合用作参考。
图2所示,用于本发明的双模式无线装置的存储可以有三种型式。容量为256K×8(256千位)的快速可编程只读存储器(ROM)136用来存储微处理器操作码,四组操作码在适当的时间经检索装到DSP142、144。另一个是8K×8电可擦可编程只读存储器(EEPROM)134,供可被用户刷新的及在电压下降时需保存的参数之用,例如音量等级、名称及数目存储等等。最后,微处理器还需要一容量为8K×8的静态RAM138,用来作便笺式存储、中断现场保存等。
在快速存储器136与EEPROM存储器134中均有一个用于“引导”程序的保留区。如果,并且当该无线装置要装载全新软件时,就要执行这一程序。
在双模式无线电装置中有两个DSP(数字信号处理器)。DSP144完成全部发射功能,另一个DSP142完成全部接收功能。每一DSP均由KATIE DSP接口122输入一独立的专用时钟。每一个时钟的频率均是19.44MHZ。在每一个外部时钟周期,DSP142、144均执行一个指令,所以它们能以19.44MHZ运行。为最大限度地共用模拟和数字模式之间的部件,选择的时钟频率应该是8KHZ、30KHZ及48.6KHZ的倍数。LCM(最少公共多路复用器)的频率是9.72MHZ的倍数,所以用于本发明的最佳时钟频率最好是9.72MHZ的倍数。在本发明的优选实施例中19.44MHZ是被选择的倍频。
DSP142、144每一个都有两个串行端口。其中每一个的双向端口均用于接口(微处理器120)。发射DSP144将另一端口分割用于话筒PCM数据PCM DSPMIC与射频(RF)发射数据DSPCQXDATA1之间,而接收DSP142则将其另一端口分割用于PCM扬声器数据PCM DSPEAR与RF接收数据DSPC RXDATA2之间。
DSP142、144每一个均以RAM为基础,具有2K字的引导ROM。两个DSP142、144均在接通电源时装载用于在一控制通道上运行的模拟功能软件,这将在下面评述。如果一个模拟声音通道被指定,那么已经在DSP142、144中的程序就去做该工作。如果一数字通道被指定,则DSP142、144两者完全装载RAM148、150中的用于数字模式运行的新软件,该模式运行由DSP RAM控制器146控制。在数字呼叫结束或切换到一模拟单元时,DSP142、144再重新装载模拟模式软件。软件向DSP的装载通过主接口并以高速率(4.86MHZ)进行。
此移动电话的心脏是称之为“KATIE”(图2)的ASIC芯片122,它始终维持数字模式运行所要求的全部复杂的定时控制。它以20ms一帧作为基础。在此每一帧期间均发生某些事件,例如发射器启动、发射器停止、接收机启动等等。这种定时功能例如,接通和断开的定时由包含在KATIE芯片内的定时发生器所控制,该芯片向硬件的各个部分产生选通信号。
全部定时和频率信息均是以广为公知的方式由基站的发射信号中产生的。接收DSP142推导得输入信号的定时和频率误差,把它们报告给微处理器120。然后微处理器120修正定时脉冲发生器,并适量地变更TCXO(温度补偿晶体振荡器)基准值,构成一数字式的二次频率控制回路。
几乎所有完整的或某些方面的无线功能均由KATIE ASIC 122控制。KATIE芯片122的一个非常重要的功能是取出低电平基准振荡器的输出产生一个TTL(晶体管-晶体管-逻辑)方波时钟及数字“下分频”时钟,分配给其他数字器件。
详细描述KATIE ASIC 122的每一个功能组件的一份完整的说明资料(#10262-RCP 101637/c)已有市场供应。
KATIE ASIC的一种可供选择的版本是KATARINA芯片,它包括微处理器Z80以及用于增加大于64K字节的可寻址存储器的存储器管理单元,以及为了保护电池的睡眠式降压电路。KATIE/KATARINA芯片包括主要用于手提便携式电话的功能部件及用于移动(汽车)电话的功能部件。这些功能部件包括键板扫描接口、I2C(菲立浦的芯片间通信协议)显示驱动器、报警音调发生器及一些其他I/O功能部件。
图4是KATIE ASIC的功能方框图,并示出运行在不同模式时出现的主要接口型式信号。图6是“ABBIE”芯片及音频通路的电路图。
ABBIE芯片的声音编码解码器(编码器/解码器)把模拟声音信号转换到数字信号及作相反的转换。按照本发明,数字声音信号还被用来实现AMPS兼容的模拟调频发送/接收模式。为了数字化模拟话音,在本优选实施例中宜于采用压缩扩展增量调制编码,组成此声音编码解码器。压缩扩展增量调制并不是基于噪声的形式而是基于压缩和扩展(在某一点压缩信号的强度而在另一点通过扩展把它恢复)。
最著名的压缩扩展增量调制原理是所谓的斜率可连续变化的增量即CVSD调制,并已被应用于作为语音发射或存贮的最终编码形的低比特率增量调制的场合。利用CVSD作为一种过采样的二进制A/D变换器需要进行十中抽一取样和下采样,早先被认为由于压缩扩展过程中不可避免的非线性而十分复杂。因而像在非压缩扩展的增量调制中那样,不可能简单地滤掉比特流。在本发明中这一问题的解决是依靠采用一种数字音节滤波器,并在该十中抽一取样过程中应用由其所得到的数字值。
参考图12将说明话音编码器。在图12中输入的话音在滤波器180中作低通滤波,仅仅需要达到防止与增量调制比特率相混淆的程度。在此优选实施例中增量调制的比特率是200K位/秒或240K位/秒,这时相应的过采样因子N为25或30。
被滤波的话音加到比较器181的一个输入端,而主积分器186的输出加到第二个输入端。在优选实施例中,该主积分器是由连接在可编程电流源185的输出端到地之间的电容构成的。可编程电流源185也能从用P型晶体管做成的电流源产生一个下拉电流,因此电容器上的电压可以随话音信号而增加或减少。该变化的正负即上升或下降,像通常那样由比较器的高/低判断结果来决定,作为移位寄存器182第一触发级内的每一个时钟瞬间所记录的内容。这控制在电流源185中是P型还是N型电流源将被启动。
移位寄存器182还将上升/下降的决定延迟三级,因此数字音节滤波器183就有四个连续的判断可供利用。按照此四个判断的分布方式,该音节滤波器或者将一12位的值增加1或2,或将其减少1或2,或者使其保持不变。所得到的12比特值表示将用于主积分器增加或减少的步距。该步距的12位数表示用于通过一12位数-模转换器184对电流源185的电流等级进行编程。在优选实施例中,该12位数模转换器是由把12位字分成三个4位的半字节组成的,这些半字节被用于控制具有1∶16∶256电流比的三个并联电流源中的电流。每一个电流源的电流通过与它相关的4位控制半字节将其电流脉冲宽度控制成16个值中之一来加以控制。这样就促使主积分器以一连串不一定相等的向上或向下的步距跟随话音信号。在比较器判断了正负时,音节滤波器183的12位输出就给定该步距的大小。因此13位的组合就成为步距序列的符号-幅度的表示,当在十中抽一取样滤波器187中作数字汇集时,它将产生积分器电容186上的模拟电压的精确的数字对应值。
因此十中抽一取样滤波器187是通过数字累加器内所累加的符号-幅度步距表示而开始。此累加器每循环一次均从它自身减去自己值的1/512,将其作为保证不漂移到一个或另一个极端所必须的漏泄积分器。分数1/512相当一具有约64HZ的三分贝频率的高通滤波器。
因此音节滤波器的第一个操作数字表示式为
Ii=1-1/512.Ii-1+Di,
这里Di表示符号位的步长。使因数1-1/512与每一时钟瞬变周期T的指数衰减因数相等。
EXT-WT=1/512,结果得WT=1/512。所以在T=1/200000时,W即为稍低于相当64HZ的400弧度/秒。
十中抽一取样滤波器的第二级是计算N个值的积分值的总和。然后此总和值以每8000HZ的周期输出。
可以表明,上述十中抽一取样滤波器的频率响应相当于一正弦X/X自乘函数,这里
X=Pi·f/8000=W/16000,
上式中f是频率,单位为HZ,W同样是频率,以弧度/秒表示。这样就造成在最高话音频率3.4KHZ的2.75dB的衰减。为了弥补这一点,最后一级的累加器在下次作N个值相加之前不复位到零,而是置位到前一结果的负1/8。这就达到加重较高话音频率的结果,由此来补偿Sin X/X的频率衰减。
话音解码器是话音编码器的配对单元。它的功能是,例如,以每秒钟8000次采样的标准速率接收以二进制编码的话音采样信号流,并把它们转换到相应的模拟话音波形。为与编码器的另一运行模式相适应,本发明使解码器能以相应的替换模式运行。
用于数模转换的现有技术与用于模数转换的相类似,包括两种主要方法:
一般的数模转换器是以一精确的电阻网络为基础,例如,R-2R阶梯形,或采用过采样增量法即δ-∑调制法。现有技术的第三种方法是采用脉冲宽度调制法。当要求13位或更高的精度时,较大规模硅集成电路由于处理技术要求上的矛盾,不适于集成这种要求精确的电阻网络。过采样非压缩扩展的增量调制具有十中抽一取样滤波器必须以功率消耗更大的高计算速率运行的缺点。所以本发明优选实施例利用压缩扩展的增量调制,这就使得能在保持一给定的声音质量情况下,比特率有明显的减低。
按照本发明的数模转换器如图13所示。以8000S/S标准速率输入的二进制位码话音取样PCM,首先以N倍所希望的增量调制速率增大取样。高采样器190中所应用的技术线性插入在连续的输入信号采样中间。在用于进行增大采样的插入技术的复杂性与需要抑制高于8000HZ基本采样速率1/2的成分的模拟滤波器195的复杂性之间采取了折衷措施。较高阶次的增大采样将使低通滤波器195的设计较简易,但是在本优选实施例中,是要利用语音输出波形来驱动耳机的,而经验表明,只有使用线性插入法才能取得适当的结果。
把增大采样的值与数字积分器192的值用数字比较器191进行比较,产生一个“较高的”或“较低的”的判定。把这个判定送到数字音节滤波器193,产生步距值,此步距将使数字积分器依照比较所得符号增加或减小。
因此使得数字积分器的值在一系列向上/向下的步距中跟随经增大采样的输入值变化。
同样的步距大小及符号也送到模拟积分器194。这样就产生了用数字积分器数列作数字式插述的波形相同的模拟波形。在滤波器195内作低通滤波以除掉比最大话音频率3.4KHZ还要高的数字噪声成分以后,该模拟话音信号就可用于例如驱动电话耳机。
就本发明的编码器来说,模拟积分器是工作在防止漂移的比较器的反馈回路里,而数字积分器则工作在需要一个泄漏元件以防止漂移的开环状态。在解码器方面,数字积分器在环路内工作因而不需要做成泄漏的;然而模拟积分器工作在开环状态,所以需要泄漏以控制漂移。泄漏模拟积分器可用严格相同的可编程电流源及脉冲宽度控制器组成。不同之点在于为了得到泄漏,积分器电容被一电阻分路。这就使得相对于一完整的积分器在较低频率时的增益有所减小,但RC三分贝频率被选择为大大低于最小话音频率的300HZ,例如说60HZ,没有产生任何问题。
如同解码器的情况那样,电流源如果运行于一个虚地时,即在恒定输出电压下工作的话,其电路就会简化。另一方面也能够使用一个只是把电流源馈送到接地的电容的替换装置。
ABBIE芯片包括其他一些模数转换功能,例如为了实现LOGPOLAR数字化法而把RSSI信号数字化;和数模转换功能,例如为了调整TCXO的频率使与从基站所接收到的频率相匹配,在微处理器控制下产生一个自动频率控制AFC电压。
ABBIE芯片上标为CINT的插脚,用于连接增量调制音频编码器的主积分电容。借助于一双向充电泵对CINT电容进行充放电,以便跟随所希望的话音信号变化增加或减小电压,这样就在该电容上产生了代表话音波形的模拟电压。在上面,这个原理作了较充分的说明。
ABBIE芯片包括一串接控制部分,它使得微处理器120能经过KATIE/KATARINA芯片122,把这种应用情况下所使用的时钟频率即19.44MHZ通知ABBIE芯片124;设置模-数转换器多路开关及音频通路的内部配置,在特定时刻,例如等待状态下,关断任何未用部分的电源;把适当的值放进用于数-模转换(DAC)通道1、通道2的数-模寄存器(DAR);以及由DAC通道3传输欲应用的数字值。
ABBIE芯片120的话音信号码控制对代表语言信号的13位(至少)线性PCM参数的输出或接收。该芯片也包括对应的滤波器和放大器,在发射通路中,用于把从手持机/免提机话筒来的声音信号转换成发射数字信号处理器144所需要的13位数字PCM信号,及在接收通路中用于把由接收数字信号处理器142产生的PCM信号转换成音频信号送到手持机。该PCM数据的出入是以位串行的形式在ABBIE及KATIE/KATARINA芯片之间进行发送的。
ABBIE芯片124包括:具有8通道的多路转换器的5伏输入/8位输出的模-数转换器,其中通道0用于数字化RSSI信号。在加上电源对频率进行扫描时,微处理器对RSSI信号加以处理以寻找其模拟控制信道被接收的最强的基站的位置。然后可以从给予任何可利用的数字控制通道频率的模拟控制通道中取出信息。被数字化的RSSI信号与被数字化的相位信息一起用来构成代表用于处理的无线信号的复数。通道2用来测量电池电压。通道3用来测量作温度补偿的无线电设备的温度。通道4用来测量功率放大器117c发射PA功率。通道1和5至7备用,被连接到+5V。由模-数转换器产生的数字值串行地发送给KATIE/KATARINA芯片122。
ABBIE芯片124也包括三个8位输入/5V输出的数-模转换器,其中之一用来控制发射器功率,第二个用来作温度补偿,而第三个用来控制19.44MHZ TCVCXO(温度补偿电压控制晶体振荡器)。通道1及2产生的电压数字值被保存在ABBIE芯片124内部的四对寄存器中(Reg 0-Reg 3)。这些值由微处理器通过串行接口写入。芯片的一对独立插脚用于四对寄存器值中的被送到D-A转换器通道1和2的信号。通道3的数字值经由串行控制接口发送。一个独立的选通脉冲告之ABBIE芯片,使用该串行控制接口的最后8位数作为在通道3上变换的数字值。
与ABBIE芯片124连接的有数个外部装置。其中包括:用于发射的手持机/免提机转换电路、免提机放大器及抗混滤波器;用于接收的抗混滤波器。这些装置为发射及接收编码解码,执行抗混功能及在话筒和手持机的电压电平与送到或由DSP142、144接收到的PCM值之间,设立适当的关系。在ABBIE的稍后版本中,这些滤波器都被做在内部。
除了前面所提到的部件以外,三个插脚/部件值得特别注意。
RCPO是生成接收音频信号的ABBIE芯片124上的一个插脚。在该插脚与模拟地之间连接一个电容器(未表示出),把通过ABBIE芯片124接收的编码器所产生的信号进行积分。该信号直接通到接收抗混滤波器。
REKT是为ABBIE芯片124中全部模拟功能设置内部偏置电流的外接电阻。
MIDREF是内部产生的2.5V基准电压。它用于双模式无线电话中作为发射编码解码的基准。
为把信息送到基站,对音量控制器、模拟或数字模式控制等的每一个DSP142、144的控制,均经过KATIE ASIC 122的主接口(未编号),从微处理器120直接送到DSP。
本发明中可使用的数字微处理器120最好是Z80。选择Z80是由于它的功耗低,它的标准的ASIC单元形式(为了将来集成),及通过附加的在片存储管理电路能把寻址能力增加到1兆字节。一个替换方案是已经包含有这一存储管理电路的Z180。
Z80微处理器120以移动电话基准振荡器频率作二分频即9.72MHZ的时钟速率运行。其与硬件的接口大部分“通过”KATIEASIC122。直接连接到微处理器120的最合适的I/O功能是存储器存取,通过一数据缓冲器130以及KATIE寄存器到移动式手持机132的串联连接。
本软件有一个实时操作系统(OS)。KATIE ASIC122每1ms在微处理器120的一中断插脚上产生一个OS“瞬变信号”。
如图4所示,来自微处理器120的KATIE芯片122接口(主接口)具有公用的时钟CLOCK、同步信号SYNC及送到DSP142、144两者的数据DATA。从DSP输出的DATA被分成两个,一个用于发射,一个用于接收。在接收方向(来自DSP)上CLOCK及SYNC均是连续地作用的,而在以75.9375K位/秒发送16位字的发射方向上只有CLOCK连续有效。在接收方向,需要时,DSP142、144即送出DATA。在DSP142、144装载期间,这一接口被安排为以4.86MHZ的速度运行。
发射DSP至KATIE DSP INTERFACE 122中的调制波形DAC92的TX DSP接口91只有在发射数据期间工作。根据无线装置的工作模式,它的CLOCK、SYNC及DATA速率是可以改变的。在空闲模式时(控制通道)这个接口不工作(除了偶然给基站发送信息)。在模拟声音模式下以240K字/秒的速度,以4.86MHZ的脉冲比特率连续地发送16位字的信号。在数字声音模式下,该接口以194.4K字/秒的平均字速率传送16位字信号。为了改善传送效率,把这些字集中到KATIE芯片的一个缓冲器中,直到集够可用的八个为止,然后以4.86MHZ的脉冲比特率,按位串行的形式8个一组地传送。
KATIE DSP INTERFACE 122中的调制波形DAC92的I及Q输出为差分CMOS(互补型金属氧化物半导体)输出,例如,如果I=′1′(Vcc或5V),I是地即0V电压。以9.72MHZ速度输出的这些比特流,通过一平衡RC滤波器而产生一电压施加到发射调制器115。通过平衡滤波器而使用的平衡δ-∑调制去驱动正交调制器,其方法是新颖的。
在本优选实施例中,该具有创造性的平衡滤波器利用硅基片上的沉积导电膜的薄膜电阻特性和覆盖膜与中间介质层之间的单位面积电容特性。电阻器被做成分布在且与之绝缘的一平板电容上,因而作为分布式RC线,它可以单位长度电阻、单位长度电容以及长度来表述。一分布式RC线的结构及电路符号如图14所示。
这样的RC线具有固有的低通型的频率响应,它们衰减较高频率,但截止则相当平缓。通常在带阻部分采用陷波的方法来获得比较好的锐截止的低通滤波器特性。
如大家所知,在频率响应内的陷波槽可以使用分布式RC线,把它的电容器板端子通过一定值的电阻连接到地来形成。对于均匀的RC线,陷波槽是在电阻对地电路具有大约整个穿透电阻的0.56倍的数值时完成的。陷波槽的频率大约为11.2/RC弧度/秒,这里R是整个穿透电阻,C是整个分布电容。
一旦能形成完整的或局部的陷波槽,那么就能合成其他的频率响应,例如带阻、带通,后者是在一放大器反馈回路中加入陷波装置来构成的。
为合成任意调制的无线频率信号,连同一正交调制器一起设置的匹配平衡低通滤波器如图15所示,它采用新颖的D/A转换技术产生I和Q信号以及它们的补码。
图15中,从DSP144来的数字I及Q信号,传送到δ-∑转换器201。这一器件根据已知的技术设计,用以产生一具有与数字输入信号值成比例的短期平均值的高比特率二进制“1”和“0”数据比特流。具有可能的最大数字输入值时,该比特流将是11111……(“1”时的电压等于被选定的电源电压),而在最小数字输入值时产生的比特流形式将是0000000……。半量程数字输入产生的比特流将是1010101010……,其平均电压等于供电电压的一半。按照本发明的一种情况,还在每一个δ-∑转换器的输出端附加一非门202,以产生补码比特流。这就是说当δ-∑转换器产生平均值为1/3电源电压的比特流100100100100……时,其补码比特流将是具有平均值为2/3电源电压的011011011011……。两者之间的差值是 电源电压。如果转换器产生平均值为
Figure C9311964400242
电源电压的111011101110……,则其补码信号000100010001……将具有平均1/4电源电压,因此,差值是
Figure C9311964400243
电源电压。通过使转换器输出信号与其补码信号之间的差值来表示I或Q信号,被表示的值即使在采用单一的正电源时也可能是正值或者负值,而且不需要产生基准电压。因此这样得到的,经平衡的混频器115A、115B即具有平衡的两线输入而不是单端输入,它们响应两输入线上信号的差值而不是响应二线输入线上绝对值,即共模电压。
只要将高比特率δ-∑调制比特流转换成模拟电压,它们就仅仅以大量的二进制位所形成的移动平均电压出现。这可以使用一个连续时间的其带宽是比特率的一小部分,但仍然足够通过全部所希望的调制成份的低通滤波器来实现。为了平衡信号波形,本发明在δ-∑换转器201输出与I、Q平衡调制器115之间需要加入平衡滤波器203。
该平衡调制器115可以被设计成所谓的吉尔伯特混频器。
根据本发明,基础滤波器203包括两个相同的RC零电路,该电路对经平衡的(推挽)及共模信号均起低通滤波的作用,在频率响应曲线中有一个陷波槽。这个滤波器单元的直流及低频部分有一个共模衰减,因为不存在有接地电阻。整个滤波装置可以包括一串联的经这样平衡的部分。
一个实际问题是如何控制大量生产中沉积薄膜的电阻率与设计时所设想的数值相等。如果电阻率变了,则整个频响曲线也成比例改变。电阻率加倍将使截止及零频率减半,而电阻率减半则将使全部频率加倍。如果实际生产容许的误差过宽而不能保证频响维持在所希望的限度之内,本发明的另一特点就可被用来在制造加工之后将频率响应调整到限度范围之内。这一点是借助于一种逐步改变线长度的创造性措施实现的。
调整陷波槽的频率依靠利用一先进的具有创造性的结构进行逐步调节线长度。如果是采用一可相位作逐步调节的电阻来组成此可调整的陷波槽。
可调节RC线的优选实施例如图16中所示。一个基本的永远在线的线段210与其两侧的可断开的部分串联连接。左侧两个可断接的部分211、212具有基本线长L的第一区段dL的线长。右侧的二可断接部分213、214具有分数长度3dL。这样就可由在电路中连接或断开这些可断接部分来达到如下述组合成的各种不同有效线长度:
 211    212    213    214         有效线长
 断     断     断     断          L
 断     接入   断     断          L+dL
 接入   接入   断     断          L+2dL
 断     断     接入   断          L+3dL
 断     接入   接入   断          L+4dL
 接入   接入   接入   断          L+5dL
 断     断     接入   接入        L+6dL
 断     接入   接入   接入        L+7dL
 接入   接入   接入   接入        L+8dL按上述安排所取得的一个重要特点是,线段接入到电路中总是相邻接地进行的,也就是说,不采用任何线的组合,例如“接入断开接入”。这就使得能简化断接过程,需要断接的仅仅是这些电容器板。为将一线段接入以增加基本线长,就将其电容板连接到基本线的电容器板。这借助数个开关215……222中之一来完成(例如利用开关215)。为防止线段加入到基本线长,其电容器板或者保持不接地,或者连接到地(例如由另一开关219)。可供选择的电阻可被加进开关215……222与地之间。因此,被断开的部分就表现为独立的短RC线,即串联电阻,它们与该装置串行连接,而不加进有效基本线长度。这样,当基本线的接线端经由图17的调零电阻接地时,如此产生的频率响应曲线中的零点频率就不受断开部分的影响。
为提供一相适应的可进行逐步调节的调零电阻,可采用图17的装置。这里,总有效电阻的调节由被开关控制的高值分路电阻,而不是由开关控制的低值串接电阻来完成。图17中的基本电阻值R被分为一区段aR和一区段(a-1)R。与第一区段aR相并行地连接有两个可断接的电阻R1和R2。接入R1将有效值aR降低到aR-dR,而同时接入R1和R2则将有效值aR降低为aR-2dR。类似地可转接电阻R3和R4可将电阻(a-1)R降低到(a-1)R-3dR或(a-1)R-6dR。这样就可得到总电阻,按-dR的步距变化的由R到R-8dR的全部大小。由于R的调整是向下进行的,开关(230-233)就必须以送至图16的那些开关(215-218)的反向控制信号进行操作。分数“a”的大小可以选择得使该四个被转接的电阻R1、R2、R3和R4中最小的一个尽可能地大,以便减小串接开关电阻的影响。如果“a”太小,则在R3和R4很大时R1和R2将会成为不必要的小,而如果“a”过大,则情况就恰恰相反。因此最理想的是由计算决定。
对陷波滤波器和可调节陷波滤波器的结构,以及它们的应用,这里所作的说明是以在硅集成电路上加以集成的目标作为前提的,但它也容易适用于其他的加工或应用方式。
在KATIE ASIC122的接收采样接口80部分的输入端总存在有一600KHZ的经调制的载波信号。根据运行模式,此接收采样接口80产生与送至接收DSP接口(未作编号)不同的输出。此600KHZ输入信号是一严格限定的约200mV峰-峰值的信号。它是一差分信号IF IN和IF IN\。
接收采样接口80中所用的三种模式为模拟控制信道模式、模拟声音信道模式和数字声音信道模式。此接收采样接口80能够测量输入信号的频率、相位和振幅的数种不同的组合。在模拟控制信道模式中,相位采样值应用16位字以80K字/秒的速率被送到接收DSP142。在模拟声音信道模式期间,相位和频率信息交替地被送出给予160K字/秒的速率。至于数字声音模式,一8位的相位和一8位的振幅采样值组成一16位字,以194.4K字/秒的速率送至接收DSP142。在这一接口上,所有脉冲信号比特率均为4.86MHZ。
KATIE芯片122与ABBIE编码/解码器124之间有两个主要接口,如图5所示。其中之一用于将音频数据(PCM)送到ABBLE芯片124的编码/解码器,或由其取出该数据。另一个是一串行通信信道,用于设定不同模式和参数,例如D/A变换器值或ABBIE芯片124中的数控的音量控制值。ABBIE芯片124的PCM接口要求至少128KHZ的脉冲比特率,以便能以8K采样/秒的速率传送16位字的话音。此PCM接口采用648KHZ的脉冲信号比特率,因而具有约为所需最低脉冲比特率5倍的裕度。
串行控制接口信号只有在当ABBIE中的参数要被改变时才起作用。比特率为648KHZ,数据格式则包括一8位的地址(参数标志符),和一8位的新数值。一些地址涉及到在待用模式下节省功率而切断不用部分的电源的控制位。
在根据本发明的手持便携式电话中,话筒和耳机被装设在设备内部。在使用这些机内音频传感器时,不需要与外部手持机作任何通信。但是,在一移动式(汽车)电话中,或者当一手持便携式装置被临时插进一车辆的适配器作移动或运行时,微处理器120经由一通用异步接收/发射(VART)接口将数字控制信号传送到外部手持机或适配器装置。利用ABBIE辅助音频输入和输出插脚将音频信号以一均方根值约100-200mV的中间电平发送往外界,或由其接收。
移动电话的电源和控制逻辑部分140包括有电池、地、触发检测器、响铃报警输出、转换单元(transpack)模式检测手提机通/断按钮以及移动式电话的内部电源保持信号。
图3中示出了供电电源的布尔逻辑简化方框图。其基本操作是,如果压下手提机上的电源按钮,就使微处理器120进入工作状态,检查触发检测输入。如果该触发检测器在动作,该移动电话就为用户“上电”。如果没有,微处理器就重新关断。
利用电源保持信号的情况可能是,用户处于对话模式,而将触发开关断开。检测到触发开关的断开,微处理器120用电源保持信号维持供给移动电话的电源,只有当通话结束才释放此电源保持信号,切断移动电话。如果不在进行通话,因无触发检测,电源就会切断移动电话。
图7表明移动电话中的简化发射通路。音频信号由话筒输入,被ABBIE编码/解码器124变换成PCM数字数据。发射DSP144接收这个数据,进行增益控制、滤波、数字声音编码、误差校正编码和脉冲数据格式化,并将结果送到KATIE ASIC门阵列122的发射接口部分70,以形成为调制器115进行调制的正确的I及Q信号。在模拟模式中,此8K采样/秒PCM声音不经话音编码变换,即不作误差校正编码。而是代之以采用专用的AMPS的2∶1动态范围压缩扩展算法作数字实现。然后,经压缩扩展的波形的取样被转换成频率调制波形,并由此成为相位取样及最终的分别作为该相位取样的COS(余弦)和SIN(正弦)的I、Q波形。
该I、Q信号被送给调制器115中的一对混频器,连同由一相移电路114在发送中间频率时馈入的同相和作90°相移的信号。这些信号被汇总和“向上”混频到混频器116中所选择的通道频率,以便通过天线共用器100发射出去。在另一实施方案中,此“向上”混频器产生一未经调制的载波频率,而后再以I、Q信号作I、Q调制。
图8为简化的接收通路。被接收到的信号在混频器103中经利用一合成的本地振荡信号作“向下”混频,由所选择的通道频率达到“第一”IF频率。而后接收器芯片106借助合成器110及基准振荡器112将此信号混频和滤波下降到“第二”IF频率,此第二IF信号由KATIE芯片接收采样接口部分80进行采样。KATIE芯片122将第二IF信号变换成一系列相位取样值和一系列频率取样值,ABBIE芯片还同时利用其A/D变换器将RSSI信号变换成一系列振幅值。这些相位、振幅和频率采样值再送到接收DSP142进行处理。接收DSP142执行解调、滤波、放大/衰减,并在数字模式时,进行解码和话音扩展。Z80微处理器120起主接口的作用,并提供系统的其他控制操作。
这一被解调的话音数据然后被送到ABBIE编码/解码器124,作为要被变换成扬声器的基带音频信号的PCM取样值。
语音的数字发射的进行首先要由ABBIE通过应用VSELP编码器所提供的16位字的8K采样/秒换算得语音比特率。语音编码器给出许多位来表示语音的20m区段。这些位被分类成1级位(最高位)和二级位(最低位)。1级位以循环冗余检验(CRC)经受最严格形式的误差校正卷积编码和误差检验。这两个输出进入一具有一260位的输出的二时隙交错电路。此交错电路的每一个260位的输出均由先前的20m语音段的130位加上当前段的130位组成。
这一数据比特流供给串/并变换器51(图9)的输入。第一位依循“X”通路,而第二位则依循“Y”通路,等等,如图9中所示。
下一级,差分相位编码器52将这些位作成对的分组(符号),并将每一对变换成有关相位变化的四个信号中之一。例如,符号对00表示45°相位变化,符号对01代表135°变化,10表示-45°变化,而11代表-135°变化。图9包含有在乘法器级56和57之间的一个90°相移电路55,以及基带滤波器53和54。此相移被加到Q信号。这样I和Q信号的值即表示一点在两根垂直轴上的座标,选择适当的I和Q值,任一点均可“到达”该座标上。
每一个符号对的I和Q值顺序送到根自乘余弦滤波器以产生点之间的平滑过渡。图10表明许多叠加的符号对的典型信号轨迹。
有关TDMA标准及兼容性的更详细信息,参看IS-54。
接收机中的解调借助一与通道适配的均衡器来完成,给予信号通路中反射容差。一种合适的均衡器可以根据这里作为参考的欧洲专利申请0425 458 A1中所揭示的原理来实现。操作
下面将对脉冲序列的结构及通信原理进行讨论,以便更好地理解本发明的操作。通信信道是由基站向移动电话和由移动电话向基站发送数字信息的部分,包含有用户和信号信息,如图11中所示。FACCH(快速相联中央信道)和用户信息不能同时发送。接收机可以按照这里引用作参考的美国专利5230003所揭示的技术来区分FACCH和用户信息。每一TDMA帧由如下所示的6个时隙组成:
时隙1 时隙2 时隙3 时隙4 时隙5 时隙6
全帧包含1944位(972个符号),发射需时40ms。这就等于每时隙324位,162个符号。所有时隙的长度均相等。按TDMA中采用的调制方案,2位=1个符号,这将在下面进一步详细讨论。
每一时隙包括有以下的信息:
移动电话至基站的时隙格式:
  G   R   数据   同步   数据   SACCH   CDVCC   数据
  6   6    16   28   122   12   12   122-324位
基站至移动电话的时隙格式:
同步  SACCH 数据  CDVCC   数据   RSVD
 28  12 130  12   130   12-324位
每一全速率通信信道将占有2个时隙。将进行的分组为时隙1和4,时隙2和5,时隙3和6三个组。为了将来提供半速率通信信道,它将仅占据一个时隙。在同一信道上可将全速率与半速率相混合。
用于说明以上作出的时隙格式中所采用的符号如下:
G=保护时间
R=斜波(ramp)时间
SACCH=慢相联中央信道
SYNC=同步与时序
Data=用户信息或FACCH
CDVCC=经编码的数字校验彩色码
RSVD=保留区平均网络数据速率在全速率数字通信信道为13K位/秒。
移动电话的RF输出在保护时间内为无载波模式。斜波时间给予移动电话三个符号的期间来达到基站所定的功率电平(PL)。该移动电话必须在第二个符号结束之前处于所指定的PL的3dB之内。当被命令成无载波模式时,移动电话的输出在三个符号期间降至-60dB以下。例如,我们的移动电话处在通信信道“1”,而发射在时隙1和4。在其他的时隙2、3、5和6期间,此移动电话必须断开,因为其他移动电话将在这些另外的时隙上,或所有将利用同一TX频率和同一基站的接收机支持的通信信道上进行发射。前后向时序是不重合的。
在前向方向,采用一14个符号的同步字段作为时隙标识、均衡器导向和同步。
时间复用的数字话音或数据信号的T-1系统与这一系统相类似,因为每一通信信道均被以“循环方式”安排有总时间中的一部分。基站依次发送一群短脉冲信息到三个移动电话中的每一个,而后继续再发送下一群信息到第一移动电话,如此不断进行。同步字CDVCC给移动电话指定所应当接收的脉冲群。
在返回方向上,三个移动电话中的每一个按自己的顺序向同一基站接收机发送信息;脉冲信号群中包含的同步字和CDVCC符号向基站指明发出脉冲信号群的移动电话。此二方向发射之间的差异在于,基站连续不断地发射,而每一移动电话则仅仅发射1/3的时间,其发射启动和停止亦如此。移动电话发射脉冲群起始和结束时的“冲撞”符号的功能是使得发射的启动和停止平稳,以避免发生信号向相邻信道的不希望的频谱扩散。
现在已经确定,可在这些数字通信信道上发送或接收的只有数字数据“1”或“0”。电话就需要有一个将所有用户信息变换成这种形式的方法,即π/4 DQPSK调制过程。
话音编码由一被称为向量和激励线性预编码(VSELP)的过程实现,有关此过程的细节可见上面提到过的IS-54系统标准的说明书。此VSELP编码由在DSP中实现的一声码器进行,即发射DSP144中实现的编码部分和接收DSP142中实现的解码部分。这一编码方法的前提在于,由于语言和声音波形特性曲线的重复性,而不必发送整个波形。有可能提取关键成份的结构组成位而加以误差校正(CRC),并仍然能以降低的比特率运行。在接收端,信号被利用存储在电话及网眼点的码本中的信息进行重现。事实是它“填充空格”。正是由于这种重复性和信息位的交错出现,使得数据的微小丢失不会为用户觉察到。
话音编码器利用向量和激励线性预测(VSELP)将每秒8K字压缩成约8K位/秒。其原理就是利用有关语言的重复性质方面的知识来建立一个带有动态变化系数的公式来表征语言。这些LPC系数被作为8K位/秒语音的部分发射。此8K位/秒的其余部分用于发送关于所谓的“残余偏差”的信息,即表明在采用这公式进行预测和实际语音波形之间的误差的信息。另外,表示该残余偏差所需的位的数目,还依靠采取将其波形的5ms区段看作与存储在一“码表”中的波相当,而仅仅只发射该码表的项号来代替整个波形的措施来减少。输入的声音经过电平调节、旁通滤波和模数变换(13位分辨率)这三个过程进行A/D变换。
声音采样速率为8KHZ,也是与T-1传输线相像的。呼叫处理
下面详细说明数字呼叫处理过程。模拟呼叫处理与数字呼叫处理过程十分类似,以下的叙述用于说明两者之间在相应地点所指出的各种区别。
在供给操作电源后,电话将进入其初始化和自检子程序。移动式电话根据自己的编程确定对专用于各自控制信道的系统A还是B进行扫描。在移动电话进行所有21个基本控制信道扫描时,还检测信号强度。能作数字处理的基站仍旧和先前一样利用同样的模拟控制信道,以及仅用于模拟方式的移动站。在这时,双模式电话仍然处于模拟方式状态。
现在移动电话调谐到信号最强的专用控制通道,例如说在3秒内对系统参数未经分类的消息进行正确的解码,并刷新寻呼信道、第一寻呼信道、最后一寻呼信道的号码,启动并增加自主记录(如果移动电话能够的话),以及将协议容量指示器(PCI)设置为由其各自的字段读取得的值。
上述的最后一步是模拟和数字电路开始出现差异之处。PCI是系统参数未分类消息的第一字中的一个1位字段,它指明一基站是否是能作数字处理的。如果PCI表明为只能作模拟操作,移动站将进入扫描辅助的专用控制通道作业。这可看作为是一寻找能作数字运行的基站的努力。这一过程基本上与主扫描相同。如果PCI表明具有数字功能,移动电话就进入对主寻呼信道选择。
如果移动站不能完成主扫描和辅助扫描过程中任一个,则该移动装置可以回溯到其系统(A/B)的选择,如果其已经启动,即可改变它并重复这一过程。在移动装置成功地完成这一过程之前,所指示的结果一直为“不运行”。
然后,数字基站的有效作用区,即网眼点,检测寻呼信道中的信号强度,并进入校验未分类信息的作业。移动装置将等待未经分类消息位(WFOM)置0。移动装置重新又能以3秒钟调谐到最强寻呼信道,接收未分类消息流,并刷新SID系统标识、漫游状态(内部的与所存储的SID的比较)和本地控制状态(使能/阻止)。
如果移动装置不能完成这一任务,移动装置就将进行其在第二个最强寻呼信道上的努力。如果失败了,移动装置就将再次在一提供服务的努力中检查A/B选择。如果所有都不成功,移动装置就返回到扫描基本专用控制通道组。
如果移动系统是成功的,现在它就进入响应未分类信息作业的闲置态。在此“闲置”作业期间,移动站将至少每隔46.3ms要执行以下四个作业:
*响应未分类信息-如SID对照、寻呼信道号、读取控制填充位、读取DTX位、设置漫游状态、访问信道的号码、决定控制信道界限。在这一信息流中还有一CPA位。如果它被置零,则访问和寻呼信道作业将起一定程度上相反的作用。这对两种模式均适用。
*页面匹配-单向控制页面消息MIN与移动装置MIN相等时即为页面匹配。在出现匹配时,移动装置即以一页面响应指示执行系统访问作业。
*命令-移动电话监视控制消息中有无命令,而且必须在MIN匹配时才按命令动作。
*通话初始化-移动装置表明要进行通话,以一原始请求进入系统访问。系统访问具有许多时间制约,例如本优选实施例中的最大12秒的呼叫起点、最大6秒的页面响应、最大6秒的命令响应和最大6秒的登录。
然后移动装置检查每一访问通道的信号强度,调谐至最强通道,并进入检查访问参数任务。接着它设定忙碌出现率和捕获尝试限制(最大为10)并将其计数器初始化到零。读出读数控制填充位(RCF)。如果它等于零,移动装置就必须将DCC、WFOH、SDCC1、SDCC2设置到所接收的值,并将PL设置为该消息和工作站电源等级中的CMAC字段中的值。通过WFOM(等待未分类消息)位,移动装置将被指定或者去刷新它的未分类信息,或者去捕获返回控制通道。
在捕获RCC(返回控制通道)中,移动装置首先读出忙碌/闲置位。假定它处于闲置状态,移动装置将发射机设置到适当的频率,并且每次均处于规定的PL的3dB范围内,将它的消息送给基站。此消息的内容下面将详述。这时一次故障将使捕获故障计数器增加计数值。如果FCC(前向控制通道)的忙碌/闲置位将移动装置的消息流中第56和第104位之间的改变为忙碌的话,该移动装置就发出它的服务要求,要求发送四种类型的信息,即:RCC页面响应,呼叫起始、命令确认和命令消息,它们由下列五个字中的一个或多个组成:
A.简化地址字(总要被发送)
B.扩展地址字—用于数字请求、命令确认、登录、RCF-1、2-字页面(D和E),或漫游状态的变化;
C.串行数码字;
D.被呼叫地址(起点)的第一字;
E.被呼叫地址(起点)的第二字。
在发送完整的消息之后,该移动装置在切断它之前发送约25ms的未经调制的载波。对于命令确认,移动装置进入自行解释性的服务系统判断过程。关于其他请求,移动装置具有5秒的时间用以进行等待消息作业。对于具有数字功能的电话,这是一个初始通信信道指定消息,它刷新其参数,通常进行自行登录刷新,并提供“成功”指示。针对移动装置的下一步是确认初始通信信道请求。即使此时用户决定结束通话,这一通话过程仍要转换到一声音或数字通信信道来结束。
为了进入数字模式,在接收到初始通信信道指定信息100ms之内,移动装置调谐到所指定的通道,将DVCC设置到所收到的值,将TX和RX速率设置为由消息字段类型所接收的速率,接所指定的设定时隙,将时间校正补偿设置为基准值,以及在一经同步后,在DTX为高的状态下以通信信道标记消息的VMAC字段所指定的线路功率电平起动发射机。移动装置在该信道上发送缩小的脉冲信号,直至收到一带有时间校正设定的物理层控制命令为止。
对于页面响应,在仍然处于DTX高状态下,移动装置进入等待命令作业。如果超过了此5秒的命令时间,移动装置关断发射机,返回到系统服务判定状态。如果移动装置处于DTX低状态,而且接收到一前向消息,移动装置就响应快速相联的控制通道(FACCH)。在FACCH或SACCH(低速)的100ms内,移动装置将按照下列指令进行响应:
作信息报警—发送移动装置确认信息,开始等待回答作业,测量命令—测量RF通道质量(CQM),直到12;
停止测量—结束测量;
物理层控制—包括有通信信道功率、时间校正和DTX消息;
释放—通话终止命令;
维护—移动装置确认,及等待回答作业;
检查—移动装置确认,等待命令;
本地控制—如果被启动,移动装置确定要采取的动作;
切换—A/D或D/A;以及
状态请求—发送状态消息和等待命令。
在等待一回答时,阻止DTX操作1.5秒钟,并将报警定时器设置为65秒。然后就可能发生下列情况:
在定时器经过65秒后,切断发射器。
如果用户回答,就发送联系消息,基站应给予确认,装置进入对话模式。联系消息在65秒钟时间结束之前,最多可三次被送到基站。
移动装置还可能接收FACCH或SACCH上的下列消息:
改变移动装置以ACK所响应的信息,保持留在等待回答模式,并将报警定时器复位;
其他命令与上面列举的等待命令几乎相同。
下一步是进入对话模式。如果这已经是一起始访问而不是一个响应的话—该通路先前已采取了几个步骤—该移动装置应该已经直接进入到对话作业。
在对话模式中,DTX发射再次被阻1.5秒,而移动装置维持在高状态。取决于服务请求的内容,可能发生下列情况:释放—用户终止请求,快速发出信息,发送DTMF,改变择优选择的服务;消息—如前述一样—可能包括有切换或信息测量命令、检查等等。
为了数字化地开通通信信道,切换过程包括有:发送移动装置ACK、关断发射机调节PL、调谐到一新RF通道、将DVCC设置为接收到的值、设定TX和RX数字模式、将时隙设置到所接收的值、构成声音编码/解码器、设定时间校正单元、在同步时接通发射器、复位衰减定时器、阻止DTX1.5秒、保留在等待回答状态。这被看作是在移动装置执行通道质量测量(CQM)—它包括有接收到的信号强度指示(RSSI)和包含当前通信信道的系统所指定的通道(最大12个)的位误差率(BER)—时的一个移动装置辅助切换(MAHO)。然后移动装置将这一信息发送到基站作切换鉴定。
对于模拟声音通道,切换过程包括有发送移动装置ACK、断开发射机、终止CQM、调节功率电平、调谐到新通道、调整到新SAT、设定到一SCC接收值、接通发射机、接通ST和复位衰减定时器,然后等待模拟通道的回答。
发放消息后,移动装置回到或保持在DTX高状态,用户终端发放消息,而移动装置可能接收基站ACK—断开发射机或FACCH上的报警消息。
如果在发送出该发放消息后400ms内没有收到基站的认可或报警,就重新发射3次。如仍然没有任何确认消息,移动装置将关断它的发射机。如果接收到基站ACK,移动装置将在断开其发射机之前加以认可。
移动装置有可能在FACCH或SACCH上发射更多的消息。移动装置上的某些消息要求网眼点的认可。如果停机时间在确认时间以前结束,移动装置在同一控制通道上重新发射消息。在指定的探试次数之后,移动装置将中止发射消息。
当移动装置的消息要求由网眼点给予认可时,移动装置将在结束一不同消息之前等待对该消息的确认,通道质量测量是这一规则的例外。
监测工作在数字通信信道上是由CDVCC而不是SAT完成的。它包含在具有255种可能组合的每一前向和返回槽隙中。在DTX高状态,该CDVCC整个时间都被发射。在DTX低状态CDVCC由FACCH消息发送。停机时间对于全速率FACCH为200ms,而在全速率SACCH时为1200ms。所有保留位(RSVD)将被置0。
为作数字RF发射的需要,在数字模式中移动装置发射频率应当处在低于相应的基站发射频率的45MHZ频率值的±200HZ限度内。偏离应不大于1KHZ—在不妨碍功率输出的通道转换期间的频率。
发射天线连接器的输出在无载波的情况下不超过-60dB。在当被指示要进行加入载波的情况下,移动装置应处于频率规范之内。当被指示进行消除载波的情况下,发射功率必须在2ms内不超过-60dB。
在二相邻通道中的总发射功率,不超过一低于平均输出功率26dB的水平。替换的通道发射将不超过低于平均输出功率45dB,而位于偏离中心±90KHZ处的通道将不超过低于平均输出60dB,或-43dBW,均是较高的。
等级IV可应用于双模式电话。这使得移动装置能通过基站发出的物理层控制消息降低到功率等级“8”或-26dB,“9”或-30dB及“10”或-34dB。
数字声音和数据信号将利用称之为π/4位移差分编码的正交相移键控(π/4 DQPSK)。
总体来说,本发明提出了一种对终端用户价格合理的适用于蜂窝式电话的双模式TDMA。结合数字载波设备实现的这些电话将给拥挤的系统带来必要的缓解,增加广播税收,以及减小建设投资。
由前面对一特定实施例的说明,其他的就能很容易地加以改进,和/或将这样的特定实施例适配用于各种不同的应用场合,而没有脱离本发明的思想和范围。
因此,这样的适应性和可改型性应当而且确实要被认识到属于所描述实施例的等同物的目标和应用。应理解的是,这里所应用的说明和术语目的是为了说明而不是限制。

Claims (12)

1.一种多模式无线通信设备,包括:
用于接收被发射的信号并将所述信号变换为频率信号的接收装置;和
用于调制和发射信号的发射电路;其特征在于:
用于处理所述频率信号和所述欲被发射信号的信号处理电路,所述处理可以在模拟或数字通信模式之间加以转换;和
用于在模拟和数字通信模式之间做转换的转换装置;
其中大部分接收电路、发射电路和信号处理电路无需采用所述收到的处于所述模拟通信模式和所述数字通信模式的信号的各自信号通路,处理处于所述模拟通信模式和所述数字通信模式的所述收到的信号和所述发射信号。
2.按照权利要求1的设备,其特征在于,所述信号处理电路包括一发射数字信号处理器和一分立的接收数字信号处理器。
3.按照权利要求2中的设备,其特征在于,所述信号处理电路还包括有一微处理器和一专用集成电路(ASIC)。
4.按照权利要求3中的设备,其特征在于,所述ASIC包括一声音A/D和D/A变换器。
5.按照权利要求4中的设备,其特征在于,所述发射数字信号处理器、所述接收数字信号处理器和所述ASIC处理在数字和模拟通信中的所述信号。
6.按照权利要求5中的设备,其特征在于,所述转换装置包括有在进行所述通信模式转换时下载到所述发射数字信号处理器和所述接收数字信号处理器中的编程信息。
7.按照权利要求1中的设备,其特征在于,所述设备有一个多模式蜂窝式电话机,能以模拟调频模式发送模拟话音或在各时分多路存取(TDMA)帧周期分派的时隙内传输数字话音,其中所述信号处理电路还包括:
用于将语音信号加以数字化进行发射以产生具有代表性的数字取样信号流的装置;
供处理所述数字取样以产生以模拟模式表示连续调频无线信号的矢量分量或以数字模式表示数字调制过的TDMA脉冲信号的矢量分量的I信号和Q信号的处理装置;和
用于处理所述I和Q信号以便在所述模拟模式下得到连续调频的无线信号或在所述数字模式下产生在所述分派时隙的TDMA脉冲信号的正交调制器装置。
8.按照权利要求7中的设备,其特征在于,所述处理装置包括有一可编程信号处理器,所述信号处理器含有可动态地由指令重新编程的程序存储器装置,用来按照峰窝式网络所接收到的模式控制信号进行所述数字模式处理或者所述模拟模式处理。
9.按照权利要求1中的设备,其特征在于,所述装置包括一种能接收数字语音信号或模拟语音信号的多模式蜂窝式无线电话,其中所述处理电路包括:
将接收到的信号变换成所述数字话音接收模式下和所述模拟话音接收模式下的中频信号的下变频装置;
将所述数字话音接收模式下和所述模拟话音接收模式下的中频信号变换为保存相位和幅值信息的复数信号流的向量A/D变换器;
能以数字语音接收模式和模拟语音接收模式处理所述复数信号流,以获得语音取样信号的数字处理装置;和
将所述语音取样信号处理成为模拟信号波形信号以便驱动扬声器的D/A变换器装置。
10.按照权利要求9中的设备,其特征在于,所述数字处理装置包括一含有程序存储装置的可编程信号处理器,所述存储装置能够按照由蜂窝式网络接收到的控制信号动态地重新装载对应于或者所述数字模式或者所述模拟模式的程序。
11.按照权利要求1中的设备,其特征在于,所述装置包括一种能以模拟调频模式发送模拟话音或在各时分多路存取(TDMA)帧周期的分派时隙发送数字话音的多模式蜂窝式无线电话,其中所述信号处理电路包括:
用于将要发送的语音信号作数字化处理以产生PCM取样信号流的装置;
用以处理所述数字取样以产生至少一个以模拟模式表示的连续调频无线信号的矢量分量或以所述数字模式表示数字调制TDMA脉冲信号的矢量分量的发射信号的处理装置;和
供调制所述至少一个发射信号以便在所述模拟模式下得到所述连续调频无线信号或在所述数字模式下产生在所述分派的时隙中的所述TDMA脉冲信号的调制器装置。
12.按照权利要求11中的设备,其特征在于,所述处理装置包括一含有能动态地以指令加以编程的程序存储器装置的可编程信号处理器,按照由蜂窝式网络接收到的模式控制信号执行所述数字模式处理或所述模拟模式处理。
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