CN1148870C - 平行级功率放大器及其用于放大信号的方法 - Google Patents

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Abstract

一种放大器电路(40)，用于响应于输入信号提供经放大的信号。放大器电路(40)包括一输入网络(44)，用于施加输入信号至选出的多个放大器级中的至少一个。备有输出网络(48)，用于耦合来自选出的至少一个放大器级的经放大的信号。合适的放大器级通过响应于所希望的经放大的信号的功率值由一控制电路(56)加以选择。在要求放大器线性地工作于动态范围宽广的那些应用中，通过有选择地仅激励提供所希望的输出功率水平所需的放大器级，可以得到较高的DC效率。

Description

平行级功率放大器及其用于放大信号的方法
                          发明背景
I.发明领域
本发明涉及信号放大器。具体而言，本发明涉及通过采用多个平行放大器件在宽广的动态范围内提供高效的线性信号放大用的方法和电路装置。
II.相关技术的描述
码分多址(CDMA)调制技术是为使存在大量的系统用户容易进行通信而采用的若干技术之一。虽然诸如时分多址(TDMA)、频分多址(FDMA)以及诸如振幅压扩单边带(ACSSB)调幅(AM)调制方案等其他技术均是已知的，但和其他诸技术相比，CDMA却具有明显的优点。在多址通信系统中使用CDMA的技术由第4,901,307号美国专利加以揭示，其名称是“采用卫星或地面转发器的扩频多址通信系统”，并转让给本发明的受让人，其揭示的内容通过参照加以引用。
在刚才提到的专利中，揭示了一种多址技术，在那里大量的移动电话系统的用户(每个用户均拥有无线电收发机)通过卫星转发器或地面基站(也叫做蜂窝区站或简称为区站)，使用码分多址(CDMA)扩频通信信号进行通信。在使用CDMA通信时，频谱可以重复使用多次从而允许增加系统用户容量。和使用其他多址技术相比，CDMA的使用可导致高得多的频谱频率。在CDMA系统中，系统容量的增加可通过控制与每个用户相关联的便携式装置的发射机功率加以实现。
在地面CDMA蜂窝状通信系统中，用可由给定系统带宽加以支撑的同时通信的链路数量使容量达到最大乃是极其希望的。系统容量可以达到最大，如果每个便携式装置的发射机功率为此加以控制，使得到达区站接收机的发射信号具有允许可接受数据恢复的最小信噪干扰比值。假如由便携式装置发射的信号以太低的功率水平到达区站的接收机的话，则比特差错率可能太高以致无法允许高质量的通信。在另一方面，如果可接受的通信是使通过移动装置在区站接收机接收时发射出的信号具有太高的功率水平加以建立的话，则将与共享同一信道(也即频宽)的其他移动装置发射的信号发生干扰。这种干扰可能有害地影响同其他便携式装置的通信，除非减少正在通信的便携式装置的总量。
在区站处测量来自每个便携式装置的接收到的信号，并把测量结果同所希望的功率水平相比较。根据该比较，区站确定接收到的功率水平与维持所希望的通信所必需的量的偏差。较可取的是所希望的功率水平是为维护高质量通信所必需的最小功率水平以便降低系统干扰。
于是区站发出功率控制命令信号至每个系统用户，以便调节或“细调”便携式装置的发射功率。便携式装置使用该命令信号以改变发射功率水平，使之更加接近于维持反向链路上便携式装置与区站之间的通信所必需的水平。当通常由于便携式装置的移动使信道条件发生变化时，便携式装置接收机功率测量和来自区站的功率控制反馈连续地反复调节发射功率水平以便维持适当的功率水平。
这些功率控制技术类型的利用需要便携式装置发射机能在相对宽广的动态范围内的工作是线性的。由于现有的便携式装置均以电池电力进行工作，故也需发射功率放大器在CDMA通信系统的典型动态范围内能够高效、线性地工作。因为业已发现，常规的功率放大器设计，无论可变增益的抑或固定增益的，均缺少在宽广动态范围内必需的效率和线性特性，故而需要一种能提供该种性能的功率放大器。
                           发明概述
概括地讲，本发明采取的放大器电路形式用于在维持线性同时改进效率的情况下，响应于输入信号而提供经放大的信号。该放大器电路包括用以施加输入信号至选出的第一和第二并联放大器级之一的输入开关，其中，对第一放大器级进行偏置以在第一输入信号动态范围内提供恒定增益，并对第二放大器级进行偏置以在第二输入信号动态范围内提供恒定增益。备有输出网络用于耦合来自选出的放大器级的经放大的信号。
在一较佳实施例中，该输出网络包括连至选出的放大器输出节点用的输出开关，并进一步包括测量经放大信号的功率用的功率测量电路。可配备一开关控制电路，用以当测得的经放大的输出信号的功率偏离预定功率输出范围时控制输入开关和输出开关到另一放大器级的连接。在本发明的一特定实施的数字式发射机内，该开关控制电路仅在输入信号以内诸数字字或码元之间进行转换期间允许输入开关矩阵和输出网络选择不同的放大器级之一。
在一实施例中，将输入信号直接提供给多个不同的末级晶体管器件。这些器件的各自的栅极由隔直电容器作直流隔离，但在输入信号的RF频率下却相连在一起。开关逻辑有选择地仅向需要对输入信号放大的器件提供DC偏置电流。这样，借助于仅对需放大输入信号的器件进行偏置，使DC效率明显改进。
                           附图概述
当结合附图(其中相同标号对应相同的部分)时，本发明的特色和优点将从以下的详细描述中变得愈加清楚。其中：
图1是至少包括一个区站和多个便携式装置的典型蜂窝状电话系统的示意略图；
图2示出本发明平行级放大器的简化框图；
图3描述对图2平行级放大器内的诸放大器级A1-A4进行偏置的例示方案；
图4是本发明平行级放大器另一实施例的框图；
图5A描述本发明的另一实施例，其中，输入和输出开关功能为放大器级本身所固有；
图5B描述本发明的又一实施例，其中，输入和输出开关功能为放大器级本身所固有；
图6示出便携式装置扩频发射机的示意框图，其中，可装有本发明的高效平行级放大器；
图7示出包括在图6的扩频发射机内的RF发射机实例；
图8是本发明的为低噪声信号放大而设计的平行级放大器实施例的框图；
图9是适合作为本发明的平行级放大器的单级使用的双晶体管放大器的示意图；
图10描述本发明的平行级放大器的转移特性，其中，构成的放大器级在增益方面是偏移的；
图11描述本发明的又一实施例，其中，输入和输出开关功能是放大器本身所固有的。
                   较佳实施例的详细描述
I. CDMA蜂窝状通信的引言
一例示的地面蜂窝状电话通信系统示于图1。图1所示的系统在系统便携式装置用户和区站之间采用CDMA调制技术进行通信。每一便携式装置用户利用便携式无线电收发机(例如便携式电话)同一个或更多个区站进行通信，每个便携式收发机均包括其中可装入本发明的高效平行功率放大器的发射机。在本讨论中，为描述目的，用术语“便携式装置”来泛指远地用户电台。然而，应注意，便携式装置也可以是位置固定的。便携式装置可以是多用户集中的用户系统的一部分。可以用便携式装置传送声音、数据或诸种信号的组合。术语“便携式装置”是个技术用语，且不意味着限制该装置的范围或功能。
在图1中，系统控制器和开关10典型地包括适当的接口和处理硬件，用以对区站提供系统控制信息。控制器10控制从公众电话交换网(PSTN)至适当区站的电话呼叫路由选择，用以传输到合适的便携式装置。控制器10同样控制从便携式装置经由至少一个区站至PSTN的呼叫路由选择。控制器10可在用户之间经由适当的区站引导呼叫，因为便携式装置彼此之间通常并不直接地通信。
可用诸如指定的电话线、光纤链路或用天线电通信等多种手段使控制器10与区站相耦合。图1中示出两例示的区站12和14连同两例示的便携式装置16和18。箭头20a-20b和22a-22b分别定义区站12和便携式装置16和18之间可能的通信链路。类似地箭头24a-24b和箭头26a-26b分别定义区站16和便携式装置18和16之间可能的通信链路。区站12和14通常用相等的功率发射。
便携式装置16测出来自蜂窝区12和14经路径20a和26a接收到的总功率。相似地，便携式装置18测出来自区站12和14经路径22a和24a接收到的总功率。在每个便携式装置16和18中，信号功率在接收机中测量，其中信号为宽带信号。因此，该功率测量在接收到的信号同伪噪声(PN)频谱扩展信号作相关之前进行。
当便携式装置16更接近于区站12时，接收到的信号功率将典型地由信号则进路径20a主宰。当便携式装置16更接近于区站14时，接收到的信号功率将典型地由信号行进路径26a主宰。相似地，当便携式装置18更接近于区站14时，接收到的信号功率将典型地由在路径24a上的信号所主宰。当便携式装置18更接近于区站12时，接收到的信号功率将典型地由在路径22a上行进的信号所主宰。
每一便携式装置16和18使用最终测量结果来估计至最近的区站的路径损失。所估计的路径损失连同便携式天线增益和区站G/T的知识一起被用来确定所要求的标称发射机功率，以获得区站接收机中的所希望的载波—噪声比。可将便携式装置的有关区站参数知识或者固定在存储器中，或者以区站信息广播信号的形式发送，设置信号，以为特定的区站指明不同于标称条件的诸条件。
因为便携式装置16和18在整个蜂窝区移动，故必需在宽广的动态范围内调整每个装置的发射功率。虽然现有功率放大器件能在宽广级动态范围内进行信号放大，但相关的增益变化倾向于使便携式装置发射机其余部分的设计复杂化。除了显示恒定的增益外，同样希望便携式装置发射放大器通过在所讨论的整个动态范围内有效地工作来保存电池电力。按照本发明，提供一满足这些和其它目的的高效的、线性增益的功率放大器。
II. 有效能的平行功率放大器概述
今转向图2，那里示出本发明的平行级放大器40的简化框图。输入网络44从RF通信调制器(未示出)接收到通常为数字调制的RF通信信号的输入信号。输入网络44转发输入信号至四个平行放大器级A1-A4的例示组的至少一个。在最简单的实施例中，输入网络44为一开关矩阵，后者有选择地提供输入信号至平行放大器A1-A4之一。然而，输入网络44的其他实施例(见图4)可以如此操作输入开关，从而使畸变和信号损失减至最小。在一较佳实施例中，放大器级A1-A4的每一个包括高频场效应晶体管(FET)或双极结型晶体管(BJT)功率放大器。
将放大器级A1-A4的输出提供给输出网络48，后者把来自选出的放大器A1-A4的一级或诸级的经放大的RF输出信号耦合至放大器输出节点52。虽然可用开关矩阵等来实现输出网络48，但下述输出网络48的其他实施例(见图4)以使畸变和信号损失减至最小的方式进行输出切换。将经放大的RF信号提供给发射天线(未示出)以及开关逻辑56。开关逻辑56监视输出节点52处经放大的RF信号的水平，并指令输入网络44和输出网络48去选择放大器级A1-A4，以便在包括被监视输出信号水平的范围内提供输出功率。在另一实施例中，开关逻辑56可监视接收到的功率水平或者来自相关联的基站的功率控制命令。
在图3所示的较佳实施例中，对每个放大器级A1-A4进行偏置，以在不同的输出信号范围内提供相同的增益。在一例示的实施例中，响应于高至-23dBm的输入信号，对于高至5dBm的输出功率，对放大器A1进行偏置，以便提供大约28dB的线性增益。相似地，对每个放大器A2、A3和A4进行偏置，以便在不同的输出信号范围内产生与A1级相同的线性增益。具体而言，在图3例示的实施例中，响应于-23至-13dBm之间的输入信号，放大器级A2在5至15dBm范围内产生输入信号能量，而放大器级A3和A4分别对-13至-4dBm和-4至+1dBm之间的输入信号提供在15至24dBm和24至28dBm之间的输出信号能量。当放大器级作为FET或BJT器件加以实施时，可采用一偏置网络(未示出)以向每个放大器级提供在特定的输出范围内工作所需的偏置电流水平。应指示，图3中的增益值和范围旨在作为特定的例子，而很不相同的输入和输出功率范围可与另外的实施例相关联。
再次考虑图3的特殊情况，假定输入信号水不断增加并趋近-23dBm。在该例中，输入信号将继续施加于放大器级A1，直至开关逻辑56检测到RF输出信号的水平已升至大约5dBm。此时开关逻辑56命令输入网络44施加输入信号至放大器级A2，并指令输出网络48开始把来自A2的经放大的RF输出信号耦合至输出节点52。当RF输出信号水平分别趋近15和24dBm时，在放大器A2和A3之间以及放大器级A3和A4之间由开关逻辑56加以控制作相似的转换。可选地，当输入信号水平接近转换的边界而发生变化时，开关逻辑56可设置滞后以防止在相邻放大器级A1-A4之间发生过度频繁的切换。由于每个放大器级A1-A4是在特定RF输出信号范围内以呈现出相同的增益而加以实现的，故平行放大器40对周围的电路部分而言，在全部输出范围内看来有如具有恒定增益的单一放大器。本发明的这一特点有益地简化了同RF发射电路相关联的设计，因为它不需调节输出信号范围内的增益变化。应指出，虽然一个时间内最好只有单独的放大器级A1-A4中的一个可被接通，但在下述其他的实施例中，为获得所希望的RF输出，可在一个时间内接通/断开放大器级的各种组合。
正如图2所指出的那样，从本地控制处理器向开关逻辑56提供定时信号，所述定时信号与经数字调制的输入信号内固有的数字字或码元之间的边界相关。按照本发明的另一方面，开关逻辑56只在输入信号内诸数字字或码元之间的转换期间指令输入网络44和输出网络48选择放大器级A1-A4中不同的放大器级。这确保通过放大器级A1-A4的信号路径之间的任何相位差不会使经放大的RF输出信号所载送的数字信息的完整性变坏。例如，在下述例示的CDMA调制格式中，用一组正交Walsh码或“码元”对数字输入数据流进行编码。在该实施例中，开关逻辑56仅在诸Walsh码元间的转换期间才被启动，以指令输入网络44和输出网络48在放大器级A1-A4之间进行切换。由于在例示的实施例中，每个Walsh码元的时间间隔相对于RF输出功率的变化速率是极短(例如3.25ms)的，所以一般会有许多机会在贴近RF输出信号水平跨入不同输出范围的时刻，在诸放大器之间切换。
现转至图4，提供了有本发明的平行级放大器90的另一实施例的框图。再次典型地是，数字式调制的RF通信信号的输入信号由第一正交相位分配器94加以接收。第一正交相位分配器94分配输入信号成大小相等、相位正交的一对输入信号分量。把来自第一分配器94的正交相位信号分量提供给第二和第三正交相位分配器98和102。第二分配器98提供正交相位输出至增益调节元件G1和G2，而第三分配器102提供正交相位输出至增益调节元件G3和G4。每个增益调节元件G1-G4串联至相应的固定增益放大器F1-F4之一。由增益调节元件同固定增益放大器的每一串联连接形成一可调增益放大器级。
用第一、第二和第三正交相位合成器106、110和114的安排来组合可调增益放大器的输出。把焊到的经放大的输出信号送至发射天线(未示出)以及增益控制逻辑118。增益控制逻辑118进行运作以通过选择可调放大器级的各种组合以及通过设定每一可调增益级的增益来确定总的放大器增益。在图4的例示的实施例中，对每个固定增益放大器F1-F4进行偏置，以提供相同的NdB标称增益，而对每一增益调节元件G1-G4则可以设定在-3dB或0dB的增益/衰减处。这允许通过设定选出的可调增益放大器级的增益产生所希望的RF输出功率水平，如下面的表I所指出的那样。
                        表I
  RF输出功率   选出的放大器     增益调节设定
  G1   G2   G3   G4
    NdB   F1，F2，F3，F4 -3dB -3dB -3dB -3dB
    (N-3)dB       F1，F2  0dB  0dB   -   -
    (N-6)dB        F1  0dB   -   -   -
参见表I内的第一行的项目，当每个放大器F1-F4被激励，并设定每一增益调节元件G1-G4至-3dB时，就产生NdB的RF输出功率。如果输入信号水平减小，从而使RF输出功率趋向(N-3)dB，则固定增益放大器F3和F4断开，且增益调节元件G1和G2设定为0dB。如表I所指出的那样，当固定增益放大器F3和F4断开时，增益调节元件G3和G4的设定就变得不相干。然后如果其后希望减少RF输出功率水平至(N-6)dB，则固定增益放大器F2断开，并把增益调节元件G1重又设定在0dB。还有，来自控制处理器的定时信息仅当在输入信号内固有的诸数字字或码元间转换期间才允许增益控制逻辑118切换固定增益放大器F1-F4的接通/断开，且增益控制逻辑118可提供滞后以防止当输出功率在切换边界附近变化时，增益调节元件G1-G4和固定增益放大器F1-F4作过度频繁的切换。
由于第一、第二和第三正交相位合成器106、110和114，当放大器级被断开时，其输出阻抗变得不重要。然而，通过仅使那些必需产生所希望的RF输出功率的放大器F1-F4接通可维持DC效率。
应指出，虽然图4代表一较佳实施例，但采用相移和合成的其它实施例也是可以的。例如，增益调节元件G1-G4可仅用两个增益调节元件取代，每个分别置于紧靠在正交相位分配器98和102之前。另一种做法是，将单个增益调节元件置于紧靠在正交相位分配器94之前。在极端情况下，将增益调节元件G1-G4全部去除，并通过采用本发明系统中的其他电路来对放大器90在总增益方面产生的变化进行补偿。再者，正交相位分配器94、98和102以及正交相位合成器106、110和114可由任何类型的相移器取代。同样值得指出的是，正交相位分配器和合成器的数目仅由平行放大器级的数目产生。
现在参见图5A，它描述本发明的另一实施例，其中，通过使构成每一级的晶体管放大器接通/断开完成放大器级的选择。在图5A的实施例中，假定每一放大器A1-A4由一个或多个场效应晶体管(FET)器件构成。然而，应明白，这些放大器级的每一个能够为BJT或其它有源器件。通过激励构成该级的FET器件来选择给定的级，和通过使给定的FET器件断开来放弃选择，并确保断电的FET高的输出阻抗，以使由断电的FET产生的有害负载减至最小。这样，所希望数目的级的相加组合便通过使每一级A1-A4接通/断开达到。和图2所示实施例不同，输入切换功能和输出切换功能两者均为FET器件本身所固有。这样开关逻辑56就直接控制放大器级A1-A4。
输出网络48包括匹配元件66-69，它们分别连在放大器级A1-A4和输出节点52之间。匹配元件66-69用来向放大器级A1-A4的输出端和天线(未示出)之间提供最佳功率匹配，天线耦合至输出节点52。放大器级A1-A4和相关联的匹配元件66-69的每种组合提供几乎相等的信号增益，并随需要达到所希望的功率输出水平而使每种这样的组合通过开关逻辑56加以接通/断开。因此，在任何给定的时刻，只有要求产生所希望的输出功率水平的一定数目的放大器A1-A4的才被接通，从而保存DC功率，并维持几乎恒定的效率。另外，通过采用各别的A1-A4级完成输出切换功能和使用构成匹配元件66-69的输出网络，人们就可避免经由开关产生的功率损失和畸变。
图5B示出本发明的另一实施例，其中将一个或多个放大器增益单元或晶体管置于每个放大器级A1-A4的输出端和中间节点72之间。图5B相似于图5A。然而，代替每个放大器器件的各别的区配网络66-69，采用末级放大器器件85，后者由多个增益单元74-84构成，并耦合至单个匹配网络86。在图5B的例示的实施例中，将单个增益单元晶体管74连在级A1和中间节点72之间。相似地，把单个增益单元晶体管76连在级A2和中间节点72之间。一对增益单元晶体管78、80连在级A3和中间节点72之间，而另一对增益单元晶体管82、84连在级A4和中间节点72之间。和图5A所述的输出网络不同，图5B的实现采用单个末级放大器件85，其中在末级放大器件85以内的每一各别的增益单元74-84均可具有分开的输入端。这允许降低物理尺寸和成本，并允许末级放大器件85制作在单个芯片上。如如图5A的实施例那样，无需输出开关，因为假若增益单元74-84为BJT或为FET，则对其偏置使之断开，就以最小的实际负载将有关的输出端置于高阻抗状态。
每一增益单元74-84经由其前置放大器级A1-A4所提供的偏置电流而进行接通/断开。所希望的输出功率水平借助接通/断开一组特定的增益单元晶体管而得。在该典型实施例中要注意的是，当级A3或A4被激励时，产生足够的偏置电流以分别接通增益单元晶体管(78、80)或(82、84)两者。应注意，虽然放大器级A3和A4每个分别驱动两个分开的单元晶体管(78、80)和(82、84)，但另外的实施例可在每一级中采用更多或更少的增益单元晶体管。
今考虑图5B的放大器的例示的实现，其中将每个增益单元晶体管74-84设计成当被其前面的放大器级A1-A4偏置于接通时，提供大约1瓦的功率。表II列出当增益单元晶体管的各种组合被其有关的放大器级A1-A4偏置于接通时所产生的不同输出功率水平。观察表II可知，通过接通放大器级A1或者A2，可使总的RF输出功率增加1W，而当接通放大器级A3或者A4时，则可使总的RF输出增加2W。这样，
                           表  II
                 放大器级和增益单元  总的RF输出功率(瓦)
   A1(74)    A2(76)     A3(78，80)      A4(82，84)
  接通   断开   断开     断开     1
  断开   断开   接通     断开     2
  接通   断开   接通     断开     3
  断开   断开   接通     接通     4
  接通   断开   接通     接通     5
  接通   接通   接通     接通     6
按照表II方法，使用四个放大器级A1-A4，可利用图5B的特定实施例产生从1瓦至6瓦的变化的RF输出功率水平，并通过使那些必需产生所希望的输出功率的放大器级偏置于接通状态而保持DC效率。注意，表II仅代表一种例示的实现，而每个增益单元晶体管74-84均可被设计成提供比1瓦更多或更少。然而，选择每个增益单元的大小相同使末级放大器件85的制作得以简化。
在由表II第一行所代表的图5B的特定的实现中，如果只有一个放大器级及其相关联的增益单元晶体管(例如A1和晶体管74)被接通，而其他的A2-A4均偏置于断开，则当仅采用单个输出匹配电路86时，处于断开状态的晶体管(76、78、80、82、84)的无功负载可能不提供最佳的增益匹配。然而，可得到在低输出水平下的经改进的DC效率(例如，表1所指出的1瓦)。此外，在选出的各别的放大器级(这里是A1)中，或者在采用本发明的相关联的系统中，任何增益失配均可加以调节。
图11示出类似于图5B实施例的另一实施例。图11实施例和图5B实施例的不同之处在于，输入信号并不通过四个单独进行切换的驱动器放大器，而是直接提供给四个不同的末级晶体管器件1102、1104、1106和1108。应指出，任何一个或全部器件1102-1108可以是单栅或者多栅器件，而所示的结构仅仅是典型的例子。再者，虽然器件1102-1108作为共栅和共漏FET器件示于图11中，但正如以前对于前面的图中所提到的那样，它们也可以是BJT器件，共有发射极和基极，或者是可允许制作在单个芯片上的不同器件类型的组合。此外，每个器件1102-1108的增益值可以是不同的。
器件1102-1108的各自的栅极通过隔直电容器1112、1114、1116和1118而被DC隔离，但在输入信号的RF频率下结合在一起。开关逻辑1120有选择地仅提供DC偏置电流给需要放大输入信号的器件1102-1108。这样，通过仅对需要当前放大输入信号的器件进行偏置，DC效率得以明显改进。结果，可以实现相似于以上表II那样的末级放大方案。也可以包括一输入匹配网络(未示出)，为了获得最佳性能，在所有的器件1102-1108工作时，对该匹配网络进行优化是可取的。
III. 双晶体管放大器级
图9是双晶体管放大器400的示意图，它适合于在本发明的平行级放大器内作单级(例如，作为A1-A4之一)使用。放大器级400包括输入驱动器FET(Q1)和输出FET(Q2)。虽然图9中一对双栅场效应晶体管(Q1、Q2)构成该放大器级400，但应明白，在另外的实施例中，可以采用单栅场效应管(FET)，或双极结型晶体管(BJT)，或利用其他器件工艺实现的晶体管。
将输入至放大器400的小信号经一输入匹配网络404施加至FET Q1的栅极，网络404设计成使进入FET Q1的功率传递最佳化。相似地用一器件间匹配网络408使从FET Q1的输出端至FET Q2输入端的功率传递最大化。一输出匹配网络412以相同方式在FET Q2的输出阻抗和由放大器400驱动的负载(未示出)之间提供最佳的功率匹配。
流经FET Q1和Q2的静态偏置电流通过分别调节DC栅极电位VG1和VG2加以控制。典型地，DC栅极电位VG1和VG2如此设置，使得放大器400在低和高输出功率水平下均呈现出恒定的增益。在图9的实施例中，以大约8∶1的例示的比值选择输入FET Q1的尺寸小于输出FET Q2的相应尺寸，应明白，其它比值可能更适合于另外的实施例。这种设计由于当放大器400只要求低的输出功率水平时能使提供给输出FET Q2的偏置电流明显降低而导致效率增加。当仅要求低的输出功率水平时，流经FET Q2的偏置电流相对于中间输出功率水平所需的偏置电流减小，而流经FET Q1的偏置电流则略有增加。由于在低输出功率水平下较大的输出FET Q2能更有效地工作，故在低功率输出工作期间借助于显著减小流经FET Q2偏置电流而提高放大器400的效率。通过模拟形式控制DC栅压VG1和VG2，或经由分立步骤中的调节，可以实现偏置电流的改变。
参见图6，其上示出一便携式装置扩频发射机的示意框图，该发射机中可装有本发明的高效平行级放大器。在例示的CDMA系统中，采用正交信令以在便携式装置至基站的链路(即，在“反向”链路)上提供合适的信噪比。
在图6的发射机中，例如把由通过声码器变换成数据的声音构成的数据比特200提供给编码器202，在那里将数据比特作卷积编码。当数据比特速率小于编码器202的比特处理速率时，可使用代码码元重复，以使编码器202重复输入数据比特200，以便用匹配于编码器202运行速率的比特速率产生重复的数据流。在一例示的实施例中，编码器202以11.6 Kbits/sec的标准比特速率(Rb)接收数据比特200，并产生Rb/r＝34.8码元/sec，式中“r”代表编码器202的代码速率(例如，1/3)。于是将经编码的数据提供给块交织器204，在那里进行块交织。
在64进制的正交调制器206中，以(1/r)(Rb/loG264)＝5800字符/sec的速率，把诸码元分成含有loG264＝6个码元的字符，(因为有64个可能的字符)。在一较佳实施例中，每一字符被编码为长度64的Walsh序列。也即，每个Walsh序列包括64个二进制比特或“码片”，有长度为64的64个Walsh码的组。64个正交码相应于来自64×64 Hadamard矩阵的Walsh码，其中Walsh码是矩阵的单行或单列。
由图6可见，由调制器206产生的Walsh序列被加给一异或合成器208，于是在那里被“覆盖”(Cover)或在合成器中与具体便携式装置所特有的PN码相乘(multiply)。这样的“长”PN码，按照用户PN长码屏蔽码，由PN长码发生器210以Rc速率加以产生。在一例示的实施例中，长码发生器210以1.2288MHz的例示的码片速率Rc运行，以便每一Walsh码片产生四个PN码片。按照本发明，允许便携式装置发射机内部的高效平行级放大器仅在那些处于每一Walsh码码元边界(即，连续码码元的PN码片的最末一个之后和第一个之前)上的PN码片之间改变状态。
参见图7，那里示出一RF发射机250的例示实现。在码分多址(CDMA)扩频应用中，一对短PN序列PNI和PNQ分别由PNI发生器252和PNQ发生器254提供给异或合成器256和258。PNI和PNQ序列分别与同相(I)和正交相位(Q)通信信道有关，且通常长度为(32768码片)，这比每个用户长PN码的长度短了好多。于是将得到的I信道码扩展序列260和Q信道码扩展序列262分别通过基带滤波器264和266。
提供数字-模拟(D/A)转换器270和272，用以分别将数字I信道和Q信道信息转换成模拟形式。把由D/A转换器270和272产生的模拟波形连同本机振荡器(LO)的载波频率信号cos(2πft)和sin(2πft)一起分别提供给混频器288和290，在那里将它们混频并提供给加法器292。由合适的频率源(未示出)提供正交相位载波信号sin(2πft)和cos(2πft)。这些经混频的IF信号在加法器292中相加，并提供给混频器294。
混频器294把经相加后的信号和来自频率合成器296的RF频率信号混频，以便提供至RF频带的上变频。于是将此RF经298作带通滤波，并提供给本发明的高效平行级RF放大器299。又，通过允许放大器299内选出的放大器级的组合仅在确定每个Walsh码码元间转换的PN码片之间才被改变，便携式装置控制器确保适当相位被维持。
V. 在CDMA便携式装置中的双级平行放大器
图8是平行级放大器310的框图，设计用于诸如上述以及示于图6和7中的CDMA便携式装置中宽广动态范围下的信号放大。放大器310包括由低功率放大器(LPA)313和高功率放大器(HPA)316表示的平行放大级；由第一和第二开关(318、322)表示的输出开关矩阵；第一和第二假负载(320、324)以及开关逻辑334。概略地讲，放大器310通过当仅要求低输出功率水平时仅仅采用低功率放大器(LPA)313(它流出较小的DC电流)和当要求高输出功率水平时仅仅采用高功率放大器(HPA)316获得改进了的DC效率。这一效率通过开关逻辑334的工作而加以完成，它交替地在第一和第二假负载(320、324)和天线(未示出)之间引导LPA313和HPA316的相应输出。在低功率工作期间，开关逻辑334引导第一开关318，以提供HPA316的输出至第一假负载320，并引导第二开关322，以提供LPA的输出到天线(未示出)。当要求更多的发射功率时，HPA316开始产生如同正由LPA313发射的相同功率，HPA316的输出则在第一假负载318泄放。在适当的切换边界，开关逻辑334引导第一开关，以提供HPA316的输出至天线(未示出)，并引导第二开关324，以提供LPA313的输出至第二假负载324。
在较佳实施例中，当低功率模式工作期间，LPA313起A类放大器的作用。也即是说，当LPA313增益不受压缩时，LPA313提供与向其提供的RF输入信号水平无关的功率增益。另外，只要LPA313增益不受压缩时，作为A类放大器，LPA313消耗几乎恒定的DC功率，而不管RF输出功率水平如何。在低功率模式工作期间，提供给天线的输出功率水平基本上通过调节提供给LPA313的RF输入功率水平加以控制。因LPA313在低功率模式工作期间提供均匀的增益，故借助于LNA312之前AGC放大器(未示出)以最小畸变线性地跟踪输入功率，便能有效地控制由LPA313产生的RF输出功率水平。
按照本发明，在紧接在低功率和高功率工作模式之间任何切换之前的转换期间内，在HPA316的输出端处呈现的功率匹配于由LPA313产生的输出功率。尤其是，在转换期间内，由HPA316产生的功率由增益控制环路326加以监视。在转换期间，增益控制环路设定HPA316的增益等于放大器313的增益，从而使LPA313和HPA316的输出功率水平相等。这样，从低功率到高功率模式和从高到低的相反模式的“无缝”转换就得以实现。在例示的CDMA实施中，开关逻辑334仅允许开关318和322在Walsh码码元边界处切换。
在高功率模式期间，HPA基本上和为AB类或者B类放大器工作。也即放大器316的功率增益和DC功耗是RF输入功率水平的函数。在较佳实施例中，HPA316包括至少一个FET。由于FET放大器的栅极电压影响由FET流出的电流的数量和FET的增益，故可通过使某种工作水平所需的最小FET电流与所希望的RF输出功率水平匹配而获得较高的DC效率。由于HPA316的增益在所希望的工作范围内是非线性的，所以由放大器310产生的RF信号水平不可仅仅通过调节提供给HPA316的信号水平加以控制。而是使增益控制环路326工作，以设定HPA316的增益，以便把所希望的RF功率水平传递给天线。
正如图8所示，增益控制环路326包括连至HPA316输出端的检测器/缓冲器340。检测器/缓冲器340驱动由运放344和电容器346构成的环路积分器。由于HPA316典型地包括一个或多个FET放大器，故在控制环路326内可包括电流放大器348，用于提供所需的FET放大器偏置电流。功率控制环路326通过控制HPA316的栅极和漏极电压来设定HPA316的RF输出功率，如检测器/缓冲器340所测。用这种方式，HPA316的非线性可被克服，因为输入至HPA316的输入功率如AGC放大器(未示出)所设定的那样，可随输出需要的增加而连续地增加，但HPA316的输出功率继续由增益控制环路加以设定。
在适合于装进CDMA发射机的放大器310的例示实现中，增益控制环路326也可包括开关352，它在放大器310不向天线提供信号功率时的“空白”帧持续期间内是断开着的。当总的数据传输速率低于全速率(full-rate)时，将这些空白帧插入实际数据的有效帧之间。在每个空白帧刚好开始之前，开关352断开积分环路，并在下一有效帧开始之前立即闭合环路。
VI. 增益偏移的平行级
图10用图解说明本发明平行级放大器的转移特性，其中，放大器级的组成部分在增益上是偏移的。为方便起见，将参考图2所示的平行级放大器来描述图10的偏置技术。由图10例示说明的偏置方法中，每个放大器级A1-A4以具有不同的增益加以实现。诸级之间的切换用前述方式进行，但级之间的增益偏移导致经放大的RF输出信号不连续地变化。正如前述，开关逻辑56(图2)监视输出节点52处经放大的RF信号水平。于是开关逻辑52指令输入开关矩阵和输出网络48选择为在被监视的输出信号水平上工作而设计的适当的级A1-A4。
参见图10，响应于在预定范围内的输入信号，对每一放大器级A1-A4进行偏置以提供线性增益。详细地说，响应于在PIN，0和PIN，1之间的输入信号，对放大器级A1进行偏置以在POUT，0至POUT，1输出信号范围内产生线性增益。相似地，对放大器级A2、A3和A4进行偏置以分别在POUT，1至POUT，2，POUT，2至POUT，3和POUT，3至POUT，4的输出信号范围内提供线性增益。当以FET或BJT器件实现放大器级时，可采用偏置网络(未示出)，向每一放大器级提供为在规定输出范围内工作所需的偏置电流水平。
例如当希望减小与平行级功率放大器一起使用的自动增益控制(AGC)电路所要求的动态范围时，由图10所设想的级间增益偏移可能是有用的。可能也重要的是，低输出水平下呈现的较小的增益导致在低输入信号水平下的噪声放大较小，其中信噪比常处于最小值。因此，可有益地采用图10的增益偏移技术来改善低输入信号水平下的噪声特性，以及改善整个放大器链的总的噪声特性。
提供了前述较佳实施例，能使任何熟悉本领域的人作出或使用本发明。对那些熟悉本领域的人而言，这些实施例的各种更改将是显而易见的，且可应用这里所确定的一般原理于其它实施例而无需运用创造能力。因此，本发明并不打算限于此处所示的实施例，而是给予符合于这里所揭示的原理和新颖特征以最广的范围。

Claims (8)

1.一种放大器电路，用于响应射频输入信号来提供放大信号的方法，其中所述射频输入信号具有由信号边界隔开的连续部分，其特征在于，所述放大器电路包括：
定时信息输入线，用于接收表示所述射频输入信号各部分之间的边界；
多个放大器级，用于放大所述射频输入信号，每个所述多个放大器级具有用于接收所述射频输入信号的放大器级输入端，和用于提供经放大的射频信号的放大器级输出端，每个所述放大器级只有在其放大器级输入端被施加直流偏置时才放大所述射频输入信号；
控制电路，它与所述多个放大器级的每个所述放大器级输入端以及所述定时信息输入线耦合，用于选择要被启动的特定放大器级，并且将直流偏置提供给每个被选定放大器级的放大器级输入端，所述控制电路只有在所述射频输入信号各部分之间的边界期间才改变对所述特定放大器级的选择；以及
隔离装置，它与每个所述放大器级输入端耦合，用于将所述直流偏置与所述多个放大器级中其他放大器级的放大器级输入端隔离。
2.如权利要求1所述的放大器电路，其特征在于，进一步包括输入网络，它具有一个与所述输入信号耦合的输入端和多个输出端，每个所述输出端与所述放大器级输入端中的一个耦合，所述输入网络用于为每个所述多个放大器级提供所述输入信号；以及
输出网络，它与每个所述放大器级输出端耦合，用于在一输出网络输出节点处提供来自所述多个放大器级中至少一个被选定放大器级的放大信号。
3.如权利要求2所述的放大器电路，其特征在于，所述隔离装置包括多个电容器，每个所述电容器具有一个与所述输入信号耦合的输入端和一个与相应放大器级输入端耦合的输出端。
4.如权利要求3所述的放大器电路，其特征在于，所述多个放大器级中的至少一个是场效应晶体管器件。
5.如权利要求3所述的放大器电路，其特征在于，所述多个放大器级中的至少一个是双极结型晶体管器件。
6.如权利要求1所述的放大器电路，其特征在于，所述输入射频信号的所述部分是字。
7.一种在放大器电路中响应于射频输入信号而提供放大信号的方法，其中所述射频输入信号具有由信号边界隔开的连续部分，所述放大器电路包括多个放大器级，每个所述放大器级只有在同时接收到直流偏置信号时才放大信号，其特征在于，所述方法包括以下步骤：
接收表示所述射频输入信号各部分之间边界的定时信息；
施加所述输入信号至每个所述多个放大器级；
选择一个用于放大所述信号的放大器级；
对所述选定的放大器级施加一直流偏置信号，所述直流偏置信号是在所述射频信号各部分之间的边界期间产生的；
将所述直流偏置信号与除所述选定的放大器级之外的所有其他放大器级隔离；
在所述选定放大器级中，放大所述输入信号，以产生所述放大信号；以及
在输出节点处，提供所述放大信号。
8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述输入射频信号的所述部分是字。
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