CN1179643A - 三相矩阵变换器及其操作方法 - Google Patents

Abstract

一种三相矩阵变换,用来将幅值频率一定的交流电压转换为幅值频率可变的交流电压,它采用四段开关组成主开关,由主开关构成三个开关组。每个主开关都并有谐振电容,或者把主开关的电力半导体输出电容作为谐振电容。在开关组的三相输出接头之间均并有一个辅助换流器,辅助换流器带有辅助开关和一个与之串联的谐振电感,辅助开关设计为一种四段开关。

Description

三相矩阵变换器及其操作方法

本发明涉及一种三相矩阵变换器及其操作方法。譬如，对于采用异步或同步电机的工业调速驱动装置，本发明便适用于它。

硬开关变换器和软开关变换器均有一个直流中介电路，而三相矩阵变换器实行单级功率转换，它将幅值频率一定的三相交流电压转换为幅值频率可变的三相交流电压(参看：如，M.G.B.Venturini and A.Alesina，“Intrinsic Amplitude Limits and Optimum Design of9-Switches Direct PWM-AC-AC Converters”，Conf.Rec.IEEE-PESC，1988，pp.1284-1291)。此处的硬开关变换器和软开关变换器指的是，在变换器开关过程(换流过程)中，硬开关变换器功率损耗较大，而软开关变换器的功率损耗则较小。矩阵变换器的进一步发展其特征在于：实现了空间矢量调制，在场定位的驱动装置中使用矩阵变换器，在必需的四象限开关中采用可反向关断的IGBT。

相对于常规的硬开关PWM整流器/直流中介电路/变换器装置，矩阵变换器有许多优点，例如，由于矩阵变换器是实行单级的功率转换，所以它的中介电路不需任何电容器件。另外，由于矩阵变换器的换流电压要比常规带直流中介电路变换器的换流电压低很多，所以前者比后者带直流中介电路装置的损耗少。尽管带直流中介电路的变换器只需24个电力半导体(如12个IGBT，12个二极管)，而矩阵变换器需要36个电力半导体(如18个IGBT，18个二极管)，但是两种变换器安装的总开关容量通常是相同的，原因是矩阵变换器的开关额定电流可减少三分之一。

然而，如果硬开关变换器采用了诸如IGBT的器件，那么大量的开关损耗将会限制变换器的最大开关频率，在中等功率范围内，这种最大开关频率通常约为10～25kHz。高压电力半导体器件，如GTO，IGBT及MCT等，它们的下降时间与尾部时间要大一些，在大功率运行时将会加剧上述影响，这样要么需要增加极大极贵的滤波元件，要么作为负载的驱动电机将会增大其损耗。

本发明就是本着这样一个目的，详细说明本文开头所述的一种三相矩阵变换器，它的负荷密度大、效率高而且允许较高的开关频率。此外还详述了其操作方法。

根据本发明，可以实现该矩阵变换器，而且符合前序部分的特性，这些特性由权利要求1的特征部分解决。关于该方法，由权利要求5列出其操作办法特征。

具体地说，通过本发明可实现这样一种优点，即本发明的三相准谐振矩阵变换器在中、高开关频率运行时，其开关损耗和总损耗均比硬开关矩阵变换器低得多。采用专门的脉冲触发及附加的辅助换流器，该辅助换流器包括三个四象限开关及三个谐振电感，这样，整个变换器就可以实行软开关切换和PWM控制了。因此，该矩阵变换器可有利地实现零压切换(ZVS)，而辅助换流器的辅助开关可实现零电流切换(ZCS)。

由于辅助开关只流经一个很短的脉冲电流，所以这些开关的额定电流可以比主开关的额定电流小一些。对大功率设备来说，采用本发明的准谐振矩阵变换器来代替硬、软开关PWM整流器/DC中介电路/变换装置，是比较有利的。

参考附图所示的典型实施方案，本发明将由下文进行阐述，其中：

附图1为三相准谐振矩阵变换器的电路组成形式，附图2为等效电路图，附图3为电压间隔为60°时的输入电压波形，附图4所示的表格为准谐振三相矩阵变换器的脉冲触发和开关切换顺序，附图5为ARCP换流器的工作电流、电压波形，附图6为准谐振矩阵变换器的开关电压波形以及第一个开关组的电流波形，附图7为准谐振矩阵变换器的开关电压、主开关的开关状态变量、输出电流等波形，附图8为准谐振矩阵变换器的三个开关组的电流波形，附图9为准谐振矩阵变换器的输入电流及输出电压波形。

附图1展示了三相准谐振矩阵变换器的电路组成形式。在电网的各相中分别串入滤波电感L_f1、L_f2及L_f3，各相之间分别并联滤波电容C_f1、C_f2及C_f3，由此组成一个三相滤波器，该滤波器其中一侧与三相电网相联，电网电压为V_m1、V_m2、V_m3，另一侧同矩阵变换器的三个三相开关组相联。在电网的节点上，三个开关组的输入电压为V_i1、V_i2、V_i3(通常用V_i表示)，输入线间电压为V_i12、V_i23、V_i31。开关组的输入电流用i_i1、i_i2、i_i3表示。

第一个开关组有三个主开关(S₁₁、S₁₂、S₁₃)，其输入端分别与电网的各相相联。谐振电容C_r11、C_r12、C_r13各自同主开关并联。开关电压(＝谐振电容两端电压)为V_c11、V_c12、V_c13(有的没有表示出来)。主开关S₁₁、S₁₂、S₁₃的输出端联在一起，流经公共输出端的开关组电流用i_sg1表示，第一个开关组的输出电压用V_o1表示。

第二个开关组同样也有三个主开关(S₂₁、S₂₂、S₂₃)，其输入端分别与电网的各相相联。谐振电容C_r21、C_r22、C_r23各自同主开关并联。主开关S₂₁、S₂₂、S₂₃的输出端联在一起，流经公共输出端的开关组电流用I_sg2表示，第二个开关组的输出电压用V_o2表示。开关电压为V_c21、V_c22、V_c23(没有表示出来)。

第三个开关组同样也有三个主开关(S₃₁、S₃₂、S₃₃)，其输入端分别与电网的各相相联。谐振电容C_r31、C_r32、C_r33各自同主开关并联。主开关S₃₁、S₃₂、S₃₃的输出端联在一起，流经公共输出端的开关组电流用i_sg3表示，第三个开关组的输出电压用V_o3表示。开关电压为V_c31、V_c32、V_c33(没有表示出来)。

第一和第三个开关组的输出端通过辅助换流器的辅助开关AS₃₁串联一个谐振电感L_r3而相互联结起来。流经辅助换流器的电流用i_a31表示。

第一和第三个开关组的输出端通过辅助换流器的辅助开关AS₁₂串联一个谐振电感L_r1而相互联结起来。流经辅助换流器的电流用i_a21表示。

第二和第三个开关组的输出端通过辅助换流器的辅助开关AS₃₂串联一个谐振电感L_r2相互联结起来。流经辅助换流器的电流用i_a32表示。

辅助换流器两端的电压用V_o21、V_o32、V_o31表示。

辅助换流器与三个开关组之间的接头便组成了三相矩阵变换器的负载引线端，流经这三个端子的输出电流为i_o1、i_o2、i_o3(输出参数通常用o表示)。负载电感分别为L_I1、L_I2、L_I3负载电压分别为V_I1、V_I2、V_I3。

谐振电容C_r11～C_r33优选地采用相同的值，谐振电感L_r1～L_r3也优选地采用相同的值。

如果主开关的电力半导体具有足够大的输出电容，那么上述谐振电容可以省去。

作为例子，附图1的左边部分设计了一种主开关(四段开关)S₁₁、S₁₂、S₁₃、S₂₁、S₂₂、S₂₃、S₃₁、S₃₂、S₃₃(统称为S)以及一种辅助开关(四段开关)AS₃₁、AS₁₂、AS₃₂(统称为AS)。由图所示，四段开关包括两个IGBT半导体器件T₁、T₂和两个反向二极管D₁、D₂、D₁与T₁并联，D₂与T₂也并联，然后这两个并联电路再串联起来。设计时，组成辅助开关AS的两个IGBT半导体器件和两个反向二极管的额定电流可以比主开关元件的额定电流小得多。

四段主开关S也可选择采用其他一些能迅速关断的电力半导体器件来实现(如GTO，MOSFET，双极晶体管或MCT等)，同时也可以使用二极管。与此相应，辅助开关AS可采用能迅速导通的电力半导体器件来实现(如晶闸管，GTO，MCT，MOSFET或双极晶体管等)，同时也可以使用二极管。具体地说，在大功率范围内，主开关可采用十二个可关断的GTO，另加两个可关断的GTO或者两个可关断的快速晶闸管，该快速晶闸管额定电流较小，在每组开关中，两GTO晶闸管与两快速晶闸管都是作并联连接的。

参考附图2的等效电路图，很容易就能明白硬开关变换器的输出相电流换流情况，它描述了同一个开关组内的电流从一个开关切换到另一开关的情形。等效电路是一个由电感L_cmin/2、开关SC₁、开关SC₂、电感L_cmin/2组成的串联电路，带有一个换流电压V_c。电容C_cmin/2与每个开关并联起来。负载的引线端接在两开关的公共接头上。等效电路中，负载电流i_L代表电机的相电流，换流电压V_c代表输入端的有效线电压，硬开关矩阵变换器的换流电感最小值L_cmin和换流电容最小值C_cmin分别由电路的寄生电感和电力半导体的输出电容来提供。

根据负载(电机)消耗的功率，可以有两种基本的换流方式。即称为感性换流(利用快速导通方法的自然换流)及容性换流(利用快速关断方法的强迫换流)。如果电压V_c与电流i_L为正值且开关SC₂导通，那么只要主动导通SC₁就可以进行感性换流了。事实上，由于整个电压部降落在开关SC₁上，所以在开关(IGBT)导通时的导通损耗很大，这种开关过程称为硬开关切换。开关SC₂由于电流反向阻断而被迫关断，以此完成换流过程。

如果开关SC₁导通，且换流电压V_c与负载电流i_L为正值，那么只要通过主动关断开关SC₁就可以实现容性换流。由于换流电感L_c和换流电容C_c均处于最小值L_cmin和C_cmin，所以开关SC₁两端的电压V_sc1不断上升，而开关SC₂两端的电压V_sc2不断下降，一直到零。此时，电流才开始换向，在该过程中，开关(IGBT)关断时会产生关断损耗。因此，这种容性换流的主动关断过程也称为硬开关切换。

由于在矩阵变换器工作期间，换流电压(输入线电压)及负载电流(电机相电流)都会改变极性，因此所有的主开关都必须能够正向和反向关断，而且能双向导通(四象限开关)。

如果不采用硬开关矩阵变换器而采用本发明的准谐振矩阵变换器，便可减少大量的开关损耗。在本发明的矩阵变换器中，主开关间的换流操作只是容性的。因此，这些开关可以有利地实现零压切换，通过提高换流电容(换流电容C_c＞C_cmin，换流电感L_c＝L_cmin)，可以实现卸载关断切换。与此相反，辅助开关只实行感性开关切换，通过提高换流电感(换流电感L_c＞L_cmin，换流电容C_c＝C_cmin)来进行卸载切换。因此，这些开关能有利地实现零电流切换。

在M.G.B.Ventwrini and A.Alesina，“Intrinsic Amplitude Limits andOptimwm Design of 9-Switches Direct PWM-AC-ACConverters”，Conf.Rec.IEEE-PESC，1988，1284-1291页中，导出了一种矩阵变换器的控制原理，即保证输入电流为正弦波而且功率因数可调，其中最大电压变比为0.866。由于这种基本算法只对四象限开关的占空比进行控制，所以在硬开关矩阵变换器中总可以选用最优化的脉冲触发(快速装置的开关频率)。根据本发明的准谐振矩阵变换器，其开关频率由辅助换流器运行控制。假定对称的输入电压为V_i1＝V_i·cos(ω_it+Q_i)V_i2＝V_i·cos(ω_it+Q_i-120°)V_i3＝V_i·cos(ω_it+Q_i+120°)此处，电网的角频率为 $\mathrm{\ωi}=2\·\mathrm{\π}\·f_i=\frac{2\·\mathrm{\π}}{T_i},$ V_i＝幅值，θ_i＝移相角，f_i＝电网频率，T_i＝电网周期(输入参数通常用i表示)，然后，在三相电压系统中定义六个60°的电压间隔1，2，3，4，5，6，其中三个输入线电压V_i12、V_i23、V_i31的极性不变。附图3表示了六个电压间隔内的V_i1、V_i2、V_i3和V_i12、V_i23、V_i31的波形。假定θ_i＝0°，电压间隔由下式给定：电压间隔1：0°≤ω_it≤60°电压间隔2：60°≤ω_it≤120°电压间隔3：120°≤ω_it≤180°电压间隔4：180°≤ω_it≤240°电压间隔5：240°≤ω_it≤300°电压间隔6：300°≤ω_it≤360°

在附图4的表格里，开关切换顺序用“正向”与“反向”表示，正向为F(从S₁₁到S₁₂到S₁₃到S₁₁换流，以及从S₃₁到S₃₂到S₃₃到S₃₁换流等等)，反向为B(从S₁₁到S₁₃到S₁₂到S₁₁换流，以及从S₃₁到S₃₃到S₃₂到S₃₁换流等等)。ARCP换流过程用a表示，自然容性换流过程(ZVS)用c表示。输出电流i。及主开关S_x1、S_x2、S_x3中的变量x可设定为1，2，3。

附图4所示表格的脉冲触发表明，在开关频率f_s的每个工作周期T_s里，总有两个容性换流过程和一个ARCP换流过程(ARCP＝辅助谐振换流极换流)。ARCP换流为一个感性换流过程，利用一个或两个辅助换流器，该感性换流可转变为容性换流过程。在主开关主动切换之前，利用辅助换流器改变开关电流的极性便可实现上述转变过程。若输出电流极性不变，则每隔60°的电压间隔内开关切换顺序需要颠倒。假定对称输出电流为：i_o1＝i_o·cos(ω_ot+θ_o)i_o2＝i_o·cos(ω_ot+θ_o-120°)i_o3＝i_o·cos(ω_ot+θ_o+120°)此处，i_o＝幅值，ω_o＝输出角频率，θ_o＝输出移相角，那么，输出电流i_ox(x＝1，2，3)极性相同的开关组与另外一个开关组的开关切换顺序相反。此外，ARCP换流的换流电压总等于输入线电压，它处于最大值。

下文将介绍一种极先进的特性，它大大简化了本发明准谐振矩阵变换器的设计及操作方法。然而，若三个开关组都使用ARCP换流，则不仅需要运用附图4表中所列的开关切换顺序，而且，在开关频率的每个周期T_s内，三个开关组的ARCP换流过程要保持同步。如果采用了表格中引用的脉冲触发(开关频率)，那么，在三个开关组中，三个开关最先导通且占空比最小的开关组(每组只有一个开关导通)最先开始ARCP换流。其余的开关组中占空比较大的元件在开关频率周期T_s末进行ARCP换流。

但是，如果附图4表格所示的开关切换顺序初始状态变了，使得一开始就进行两个容性换流过程，那么就可以使三个开关组的ARCP换流在周期T_s末实现同步。由于设计的脉冲触发都是执行三分之二的容性换流和三分之一的ARCP换流，所以它们与硬开关矩阵变换器的常规开关脉冲触发是大不一样的，常规开关脉冲触发的原则是执行50％的感性换流及50％的容性换流。

如果输入电压的六个电压间隔中都采用上述脉冲触发，那么每个开关组的每个开关频率周期T_s内均有两次容性换流和一次ARCP换流。因此，矩阵变换器的所有主开关S₁₁-S₃₃在电压为零时主动关断和被动导通(即零压切换ZVS)。同样，所有辅助开关AS₁₂、AS₃₂、AS₃₁主动导通且利用反电流阻断而被动关断(即零电流切换ZCS)。

下面讲述ARCP换流原理，通过改变开关电流的极性将自然感性换流转变为容性换流。为简化叙述，假定输入线电压V_i12、V_i23、V_i31和输出电流i_o1、i_o2、i_o3在换流期间都为恒量。另外，假设开关都为理想的开关。本发明的准谐振矩阵变换器在六个电压间隔里工作运行，其目的是运用附图4表格所示的脉冲触发，得到i_o1＞0、i_o2＞0、i_o3＜0。附图5给出了ARCP换流时的各个电流波形(i_sg1，i_sg2，i_sg3，i_a32，i_a31)，时间间隔为I、II、III、IV、V、VI、VII、VIII、IX：

时间间隔I(t＜0)：

时间间隔I中，准谐振矩阵变换器工作在附图5所示的初始状态。主开关S₁₂、S₂₂、S₃₁通过的电流为i_o1、i_o2、i_o3，所有辅助开关AS均断开。

时间间隔II(o≤t≤t₁；辅助开关AS₃₂及AS₃₁在t＝0时导通，主开关S₁₂在t＝t₁时关断)：时间间隔II是辅助开关AS₃₂及AS₃₁的线性导通过程。流经辅助开关的电流按照下式线性上升： $i_{a31}=i_{a32}=\frac{\left|V_{i12}\right|\·t}{L_r},$ 其中L_r＝L_r3或L_r2    (4)该电流的上升是由辅助换流器两端的正电压V_o31＝V_o32＝V_i12引起的。开关组的电流绝对值有所降低：i_sg1＝i_o1-i_a31i_sg2＝i_o2-i_a32    (5)i_sg3＝i_o3+i_a31+i_a32在时刻t₁，电流i_sg1改变了原来的极性而达到其负增电流-i_b。

时间间隔III(t₁≤t≤t₂；S₁₂的关断过程发生在t₁，S₁₁的导通过程发生在t₂)：

时间间隔III由t₁开始，这时原来导通的开关S₁₂主动关断。电流i_sg1切换到第一个开关组的三个平行电容上，并通过由这些电容与谐振电感L_r3组成的振荡电路对电容进行反向充电。第一个开关组与辅助开关AS₃₁的尖峰电流为： $i_{a31}\left(t_2\right)\≈i_{o1}+i_b+\frac{\left|V_{i12}\right|}{\sqrt{\frac{L_r}{3\·C_r}}}----\left(6\right)$ $i_{\mathrm{sg}1}\left(t_2\right)\≈-i_b-\frac{\left|V_{i12}\right|}{\sqrt{\frac{L_r}{3\·C_r}}}$ 其中C_r＝C_r11或C_r12或C_r12，L_r＝L_r3    (7)假定i_b较小(i_b ≈ 0)。主开关S₁₁在时刻t₂被迫导通，此时开关切换电压为零。

时间间隔IV(t₂≤t≤t₃；S₁₁的导通过程发生在t₂，S₂₂的关断过程发生在t₃)：既然在时间间隔IV的开始t₂开关S₁₁导通，那么第一相与第三相间的辅助换流器电压V_o31为零。因此，电流i_sg1和i_a31经过主开关S₁₁及S₃₁而在一个游滑轮电路中流通，且维持为恒量不变。线性变化的电流i_sg2和i_sg3改变了它们的极性，i_sg2在t₃时刻达到负增电流值-i_b。

时间间隔V(t₃≤t≤V₄；S₂₂的关断过程发生在t₃，S₂₁的导通与S₃₁的关断过程发生在t₄)：时间间隔V内的工作方式为：开关S₂₂在时刻t₃主动关断，电流i_sg2切换到第二个开关组的三个电容上，并在振荡过程中对电容进行反向充电。电流值达到： $i_{\mathrm{sg}2}\left(t_4\right)\≈-i_b-\frac{\left|V_{i12}\right|}{\sqrt{\frac{L_r}{3\·C_r}}}$ 其中C_r＝C_r21或C_r22或C_r33，L_r＝L_r2    (8) $i_{\mathrm{sg}3}\left(t_4\right)\≈2\·\[\frac{i_b+\left|V_{i12}\right|}{\sqrt{\frac{L_r}{3\·C_r}}}\],$ 其中C_r＝C_r21或C_r22或C_r23或C_r11或C_r12或C_r13，L_r＝L_r2或L_r3，  (9)此时i_b≈0且S₂₁在开关电压为零时被迫导通。

时间间隔VI(t₄≤t≤V₅；S₂₁的导通与S₃₁的关断过程发生在t₄，S₃₂的导通过程发生在t₅)：时间间隔VI为开关S₃₁进行主动关断的过程。电流i_sg3切换到第三个开关组的三个电容上，且电容进行反向充电直到开关S₃₂在零压时被迫导通。

时间间隔VII(t₅≤t≤V₆；S₃₂的导通过程发生在t₅，AS₃₁的关断过程发生在t₆)：两个主动辅助换流器的端电压V_o31＝V_o32＝-V_i12使得电流线性下降： $i_{a31}=i_{a31}\left(t_5\right)-\frac{\left|V_{i12}\right|\·t}{L_r}$ 其中L_r＝L_r3    (10) $i_{a32}=i_{a32}\left(t_5\right)-\frac{\left|V_{i12}\right|\·t}{L_r}$ 其中L_r＝L_r2    (11)因此，电流i_sg1、i_sg2、i_sg3按照式(5)改变它们的极性。

时间间隔VIII(t₆≤t≤t₇；AS₃₁的关断过程发生在t₆，AS₃₂的关断过程发生在t₇)：

在时刻t₆和t₇，电流达到零：i_a31(t₆)＝0(12)i_a32(t₇)＝0(13)开关AS₃₁及AS₃₂在电流为零时被迫关断，即零电流开关切换。

时间间隔IX(t₇≤t；AS₃₂的关断过程发生在t₇)：在AS₃₂于t₇时刻关断后，开关便处于时间间隔IX所示的状态。

在ARCP换流过程中，电流自开关S_x2换到S_x1(x＝1，2)，自开关S_x1换到S_x2(x＝3)。上述的振荡过程也可能发生迭加。

如果采用附图4所示的脉冲触发，那么在每个60°的电压间隔内都会发生上述类似的换流过程，而输出的电流极性将是任意的。有一点很重要，就是在ARCP换流期间，输出相间的两个辅助开关一直保持工作，且输出相电流极性相反。在ARCP换流期间，主动辅助换流电路两端的电压总等于输入线电压，且处于最大值。除了ARCP换流外，在开关频率周期Ts内每个开关组均有两个不同步的自然ZVS换流过程(容性换流过程)，该换流过程不需要辅助换流器。

如果在一个电压间隔的末端采用附图4所示的脉冲触发，而且新的电压间隔开始时一个周期T_s还没有结束，那么在每个开关组中可以实现感性换流，即对四象限开关实行主动导通的硬开关切换过程。直到新的周期T_s开始才在新电压间隔中使用脉冲触发。既然感性换流过程中的换流电压总等于输入线电压，它的值很低，且在电压间隔末端改变其极性，那么，只要开关频率f_s足够大，则在四象限开关硬导通过程中所造成的能量损失可忽略不计。

如果输出相电流在周期T_s内任一点改变其极性，且直到进入新的开关频率周期T_s后才使用新的脉冲触发，那么将进行的ARCP换流过程基本与上述一样。即使输出电流在ARCP换流前或ARCP换流期间进行极性转换，上述情况也会发生。

然而，最坏的情形是，如果在输出电流改变极性后还采用原来的开关切换顺序，那么两个容性换流过程也可能转变为两个感性换流过程。因此，可以进行两个主动导通过程，其中在开关主动导通过程中，贮存在开关组谐振电容上的能量转变为热能。但是，在60°的电压间隔内，上述的两个感性换流过程的换流电压总等于两个输入线电压，它的值很小。

感性换流由输入电压的60°电压间隔中的电压变化来进行，或者由变换器改变输出电流极性来完成，除此之外，本发明的准谐振矩阵变换器的开关原则上可以进行零压切换。但是，如果输出的相电流在过零前后其值很小，那么在最大换流周期t_cmax还没有结束前，容性换流就已经通过硬开关主动导通而结束了，这样便可以避免过长的换流时间。因此，存在一个区域： $\frac{t_{\mathrm{hard}}}{T_o}=\frac{2}{\mathrm{\π}}\arcsin \frac{3\·\sqrt{3}\·C_r\·V_N}{\sqrt{2}\·t_{c\max }\·i_o}-----\left(14\right)$ 其中，t_hard＝硬开关导通时间(为避免变换器的输入输出端产生变坏的电流电压波形，其中留有ZVS区域)。T_o＝输出电流周期，V_N＝额定输入线电压，t_cmax＝容性换流最大换流周期，i_o＝输出电流幅值，C_r＝谐振电容C_r11～C_r33中之一，其中，由于一个或两个容性换流过程是通过开关硬导通来完成的，所以留有零压开关切换区域。与上述主动导通过程一样，各开关组的谐振电容经过开关主动导通来更换其极性，并带有损耗。如果输入电压与输出电流由特定的设备进行控制，那么新的准谐振变换器的零压开关切换剩余区域为： $\frac{t_{\mathrm{soft}}}{T_o}=1-\frac{t_{\mathrm{hard}}}{T_o}$ 它由谐振电容和t_cmax决定。上文已经表明，对于每个开关组的最长开关过程，在两个60°的电压间隔边界上也可留有ZVS区域。

选择好谐振电容、谐振电感以及增电流值，可以基本上控制准谐振变换器工作时的损耗、换流时间、最小占空比、di/dt(电流增减率)以及du/dt(电压增减率)。选择所有这些值时，一方面应该满足损耗最小，另一方面又能实现换流时间足够短。事实上，ARCP换流过程的换流电压变化极小，所以选择谐振电感时可以简化。除了外部电容外，时刻存在的电力半导体输出电容也可用作谐振电容。

在含有直流中介电路的ARCP变换器中，必须满足一些折衷条件，与之相比，在设计ARCP矩阵变换器时(具体地说是设计谐振电容)也有必要留有零压切换区域。由增电流引入调谐电路的附加能量应该比ARCP振荡阶段造成的能量损失小得多。在准谐振矩阵变换器中，三个辅助开关中有两个开关以相同的频率运行在稳定状态作零压开关切换。由于辅助开关只流经很短的脉冲电流，所以其开关额定电流较主开关额定电流小得多。具体地讲，MCT可以用于中高开关频率，或者，反向关断的晶闸管可用于低开关频率及高输出功率情况等。

附图6为电压间隔6内的开关电压V_c11、V_c12、V_c13和开关组电流i_sg1的波形图。由于输出电流i_o1的极性为正，根据附图4的表格就可以实现第一个开关组的脉冲触发S₁₂→S₁₁→S₁₃→S₁₂。i_sg1的极性更换为一种ARCP换流过程，输出电流i_o1由S₁₂切换到S₁₁。另外两个换流过程为从S₁₁切换到S₁₃从S₁₃切换到S₁₂，它们为自然ZVS换流过程，不需要辅助换流器。

在电压间隔6中，由S₁₁至S₁₃为一个极慢的容性换流过程，它由值很小的输出电流i_o1来完成，这点由附图7可以看出。首先，开关S₁₁关断(参看主开关S₁₁的开关状态变量S₁₁)，S₁₁两端的电压缓慢上升。一旦最大换流周期t_cmax结束，该容性换流过程便通过开关S₁₃主动导通来完成。电压V_c11迅速上升至一新值V_c11＝V_i13，而S₁₃便接过输出电流i_o1。

附图8为准谐振矩阵变换器的三个开关组输出电流i_sg1、i_sg2、i_sg3，在这段时间内，输出电流都有各自不同的零电流穿越时刻。正如等式(7)、(8)、(9)所期望的一样，在ARCP换流期间，有两个开关组的电流幅值相等，数学表示符也一样，它们的幅值为另一开关组的一半。假定输入点的功率因数cosφ_i＝1，那么附图9便为输出电压V_o1与输入电流i_i1的波形，此时输出的相移为φ_o＝30°。

参考符号清单1，2，3，4，5，6      电压间隔(Vi间隔)a                     ARCP换流AS₁₂，  AS₃₂  A_S31 辅助换流器的辅助开关AS                    辅助开关，通符B                     反向c                     自然电容换流(ZVS)Cc                    换流电容C_cmin                换流电容最小值C_f1，C_f2，C_f3      滤波电容Cr                    谐振电容，通符C_r11，C_r12，C_r13   第一个开关组的谐振电容C_r21，C_r22，C_r23   第二个开关组的谐振电容C_r31，C_r32，C_r33   第三个开关组的谐振电容D_i，D₂              反向二极管F                     正向f_i                   电网频率f_s                   开关频率i_a32，i_a31，i_a21   流经辅助换流器的电流i_b                   增电流i_L                   负载电流(＝电机相电流)i_o                   输出电流幅值i_o1，i_o2，i_o3      负载引线端的输出电流i_i1，i_i2，i_i3      开关组的输入电流i_sg1，i_sg2，i_sg3   开关组电流L_c                   换流电感L_cmin                换流电感最小值L_I1，L_I2，L_I3      负载电感L_f1，L_f2，L_f3      滤波电感L_r                   谐振电感，通符L_r1，L_r2，L_r3      谐振电感SC₁，SC₂            开关S₁₁，S₁₂，S₁₃      第一个开关组的主开关S₂₁，S₂₂，S₂₃      第二个开关组的主开关S₃₁，S₃₂，S₃₃     第三个开关组的主开关S                    主开关，通符S_i1                 S_i1的开关状态变量T₁，T₂             IGBT半导体T_i                  电网周期T_s                  开关频率周期T_o                  输出电流周期t                    时间，通符t_cmax               最大换流周期t_hard               硬换流时间间隔t_soft               软换流时间间隔V_i                  输入电压幅值V_o1，V_o2，V_o3     开关组的输出电压V_o12，V_o32，V_o31  辅助换流器电压V_i1，V_i2，V_i3     开关组的输入电压V_i12，V_i23，V_i31  输入线电压V_I1，V_I2，V_I3     负载电压V_c                  换流电压V_c11，V_c12，V_c13V_c21，V_c22，V_c23  开关电压＝谐振电容两端的电压V_c31，V_c32，V_c33V_m1，V_m2，V_m3     电网电压V_N                  额定输入线电压V_sc1，V_sc2         开关两端的电压x                    变量，x＝1，2，3φ_i                 输入电压与输入电流间相移φ_o                 输出电压与输出电流间相移ω_i                 电网角频率ω_o                 输出角频率θ_i                 输入电压的相移角θ_o                 输出电流的相移角ZCS                  零电流开关切换ZVS                  零压开关切换ARCP                 辅助谐振换流极

Claims (9)

1.单级转换的三相矩阵变换器将幅值频率一定的交流电压转换为幅值频率可变的交流电压，由四段开关组成主开关(S₁₁，S₁₂，S₁₃，S₂₁，S₂₂，S₂₃，S₃₁，S₃₂，S₃₃)，这些主开关又构成三个开关组，其特征在于：每个主开关分别带有一个与之并联的谐振电容(C_r11、C_r12、C_r13、C_r21、C_r22、C_r23、C_r31、C_r32、C_r33)，或者选择采用主开关的电力半导体输出电容作为谐振电容，开关组有三个相输出接头，每两个输出接头有一个辅助换流器，辅助换流器带有一个辅助开关(AS₃₁、AS₃₂、AS₁₂)和一个与之串联的谐振电感(L_r3，L_r2，L_r1)，辅助开关设计为一种四段开关。

2.根据权利要求1的矩阵变换器，其特征在于主开关和/或辅助开关均由IGBT半导体(T₁、T₂)分别与反向二极管(D₁、D₂)并联，然后两者再串联而成。

3.根据权利要求1的矩阵变换器，其特征在于每个主开关都采用两个并联连接的可关断GTO晶闸管组成，在辅助开关中采用两并联的可关断GTO晶闸管或快速晶闸管组成。

4.根据权利要求1的矩阵变换器，其特征在于主开关和/或辅助开关均由一个不对称GTO同一反向二极管并联，然后两个这样的并联电路相串接而成。

5.根据权利要求1的三相矩阵变换器的操作方法，其特征在于：选用开关组的开关切换顺序为输入电压间隔(1至6)和输出电流(i_o1至io3)极性的函数，通过这种方法产生两个容性换流和一个感性换流过程；选用脉冲触发，这样在每个开关频率(f_s)周期(T_s)内，将产生与脉冲同时的感性换流过程；在主开关主动切换之前，利用辅助换流器改变主开关电流(i_sg1、i_sg2、i_sg3)的极性，使得自然感性换流过程转变为容性换流过程。

6.根据权利要求5的方法，其特征在于：在转变后的感性换流过程中，具有最大值的输入线电压(V_i12、V_i23、V_i13)一直被用作换流电压。

7.根据权利要求5和/或6的方法，其特征在于：在三个开关组中，三个主开关最初导通且占空比最小的开关组最先进行换流。

8.根据权利要求5和/或6的方法，其特征在于：选用一种开关切换顺序，以便先进行两个不经转变的容性换流过程，在开关频率周期末进行转变后的换流过程。

9.根据权利要求5至8之一的方法，其特征在于：开关组的三相输出端子间并联有三个辅助换流器，利用其中两个辅助换流器的辅助开关进行换流过程转换，其中开关组的输出电流(i_o1、i_o2、i_o3)极性相反。

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