CN1286520A - 具有改善的电流传感的同步整流型直流－直流变换器 - Google Patents

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Abstract

一种直流－直流降压脉宽调制变换器电路包括一个输入端,一个高侧输出端及一个低侧输出端。一个电流反馈电阻电连接在公共输出节点及虚拟接地放大器的第一输入端之间。一个可变阻抗的元件电连接到虚拟接地放大器的输出端及虚拟接地放大器的第一输入端。该可变阻抗元件的阻抗根据虚拟接地放大器的输出端改变。及一个采样及保持电路电连接在脉宽调制变换器电路的输入端及可变阻抗元件之间。

Description

具有改善的电流传感的同步 整流型直流-直流变换器
同步降压型直流-直流(DC-DC)变换器典型地使用一对开关，其布置成将电感器的一端连接到输入电源电压或地，电感器的第二端接到负载，并公知了使用场效应晶体管(FET)作这些开关。当上FET导通时负载电流从电源流经上FET及电感器，而当下FET导通时负载电流从地流经下FET及电感器。
需要传感负载电流的值来执行各种功能，例如，当负载电流增大时故意减小输出电压(即输出电压“下倾”)，以提供限制电流或过流跳闸来保护负载及变换器元件，及用于平衡多路或多相变换器中来自每路的输出电流。可通过电感器直流电阻的确定及该直流电阻上压降的检测，或一个附加串联传感电阻上压降的检测来传感负载电流。负载电流也可通过对流经上FET开关的负载电流引起的压降的检测来传感。但是，这些方法中的每个各有其缺点。使用电感器的直流电阻来传感负载电流需要在电感器上附加一个R-C滤波器来消除电流的交流分量。因此，需要附加元件并引起额外的成本。附加串联传感电阻也需要额外的元件，使成本增加及系统效率降低。此外，当上FET导通时传感它的漏-源电阻上的压降常被证明是行不通的，因为该开关的“导通”时间通常很短。
因而，在本技术中需要具有改善的电流传感的DC/DC传感器。此外，在本技术中需要一种装置及方法，其通过传感开关FET的漏-源电阻上的压降可传感DC/DC变换器中的负载电流。
本发明包括一种电源，该电源包括：一个直流-直流降压脉宽调制变换器电路，该电路设有一个输入端，一个高侧输出端及一个低侧输出端；一个电连接到公共输出节点及电源之间的高侧开关，所述高侧开关设计用于至少部分地根据所述高侧输出端控制流过它的电流；一个电连接到所述公共输出节点及地之间的低侧开关，所述低侧开关设计用于至少部分地根据所述低侧输出端控制流过它的电流；一个具有第一输入端，第二输入端及一个输出端的虚拟接地放大器，所述第二输入端电连接到地电位，其特征在于：一个电连接在所述公共输出节点及所述虚拟接地放大器的所述第一输入端之间的电流反馈电阻；一个电连接到所述虚拟接地放大器的所述输出端及所述虚拟接地放大器的所述第一输入端的可变阻抗的元件，所述可变阻抗的元件设计用于至少部分地根据所述虚拟接地放大器的所述输出端改变其阻抗；及一个电连接在所述直流-直流降压脉宽调制变换器电路及所述可变阻抗的元件之间的采样及保持电路，所述采样及保持电路设计用于通过所述可变阻抗的元件供给虚拟接地电流和采样及保持所述虚拟接地电流。
本发明还包括一种传感电源中输出电流的方法，所述电源包括具有一个输入端，一个高侧输出端及一个低侧输出端的直流-直流降压脉宽调制变换器电路，所述方法包括以下步骤：将一个高侧开关电连接到公共输出节点及电源之间，所述高侧开关设计用于至少部分地根据所述高侧输出端控制流过它的电流；将一个低侧开关电连接到所述公共输出节点及地之间，所述低侧开关设计用于至少部分地根据所述低侧输出端控制流过它的电流，其特征在于：将传感电流导向一个虚拟接地节点，所述传感电流包括当所述低侧开关处于导通状态时输出电流的已知部分，所述传感电流在将虚拟接地电流供入所述虚拟接地节点的第一方向上流入所述虚拟接地节点，所述虚拟接地电流在第二方向上流入所述虚拟接地节点，所述第二方向与所述第一方向相反，所述虚拟接地电流实质上等于所述传感电流，并由此在所述虚拟接地节点上消除了所述传感电流；及采样和保持所述虚拟接地电流的值。
简便地，在本发明的一个形式中包括：具有一个输入端，一个高侧输出端及一个低侧输出端的直流-直流降压脉宽调制变换器电路。一个高侧开关电连接到公共输出节点及电源之间，及根据高侧输出端控制流过它的电流。一个低侧开关电连接到公共输出节点及地之间，及根据低侧输出端控制流过它的电流。一个虚拟接地放大器包括与地电连接的第二输入端。一个电流反馈电阻电连接在公共输出节点及虚拟接地放大器的第一输入端之间。一个可变阻抗的元件电连接到虚拟接地放大器的输出端及虚拟接地放大器的第一输入端。该可变阻抗元件的阻抗根据虚拟接地放大器的输出端改变。及一个采样及保持电路电连接在脉宽调制变换器电路的输入端及可变阻抗元件之间。该采样及保持电路通过可变阻抗元件供给虚拟接地电流，及采样与保持虚拟接地电流。
本发明的DC/DC变换器的一个优点是，提供了一种对具有很短“导通”时间的FET的漏-源电阻上的压降进行检测的方法及装置。
本DC/DC变换器的另一优点是，通过对电压反馈电阻适当值的选择易于响应负载电流的变化对输出电压下降量进行控制及定标。
本DC/DC变换器的又一优点是，通过对电压反馈电阻适当值的选择易于对电流限制或跳闸的灵敏度或幅值进行控制及定标。
本DC/DC变换器的又一优点是，通过对电压反馈电阻适当值的选择可提供负载电流及元件值的宽广范围。
现在将参照下面的说明及附图以例子的方式来描述本发明，附图为：
图1是本发明的DC/DC变换器一个实施例的概要原理及功能图；
图2是图1的DC/DC变换器的详细原理及功能图；
图3a及3b是表示图2的DC/DC变换器工作的定时图：
图4是图2的DC/DC变换器的节点电压相对负载电流的曲线图；
图5是用于图2的DC/DC变换器的负电流源的原理图；及
图6是本发明的DC/DC变换器的第二实施例的详细原理图。
在多个附图中相应的标记指示相应的部分。
图1表示DC/DC变换器的一个实施例。DC/DC变换器10包括低侧场效应晶体管(FET)12及高侧FET14。低侧FET12的漏极在公共输出节点16上与高侧FET14的源极电连接。高侧FET14的漏极连接到电源18。低侧FET12的源极与地电连接。低侧FET12及高侧FET14的每个栅极端子电连接到降压变换器电路20的各输出端(无标记)。电感器24及电流反馈电阻26各电连接到公共输出节点16，并由此连接到FET12的漏极及FET14的源极。更具体地，电感器24电连接在公共输出节点16及负载储能电容器28之间，及电流反馈电阻26电连接在公共输出节点16及虚拟接地电路节点30之间。一个概示为电阻的负载32与负载储能电容器28相并联。
虚拟接地放大器34具有与虚拟接地电路节点30电连接的反相输入端34a及接地的非反相输入端34b。虚拟接地放大器34的输出端34c电连接到FET36的栅极并驱动它。FET36的源极电连接到虚拟接地电路节点30。FET36的漏极电连接到采样及保持电路38。因此，如本领域的熟练技术人员明白的，虚拟接地放大器34及FET36被设计成连续地驱使虚拟接地电路节点30一直到地电位。由于虚拟接地电路节点30被连续驱向地电位，与电路节点30相连接的电流反馈电阻26的端部将处于地电位，及连接到公共输出节点16的端部将具有负电压。连接到公共输出节点16的电流反馈电阻26的端部上的负电压将等于输出电流IOUT及低侧FET12漏极及源极之间的通态电阻(RDSON)之乘积。电流ISENSE流过流反馈电阻26及具有由低侧FET12的RDSON与电流反馈电阻值之比所确定的值。因此ISENSE为输出电流IOUT及低侧FET12的RDSON与电流反馈电阻26的值之比的乘积，及它代表了输出电流IOUT。负载电流IL是流过电感器24的电流及实质上等于输出电流IOUT减ISENSE。典型地，由于RDSON与电流反馈电阻26的值之比相对地小，故ISENSE实质上小于输出电流IOUT。因此，输出电流IOUT及负载电流IL实质上具有类似的幅值及由此ISENSE也将代表负载电流IL。
电流反馈电阻26的值被选择得对于负载电流IL的值和/或低侧FET12的RDSON的值能提供方便的电流值。于是，如DC/DC变换器10中的电压下降、电流限制或跳闸及电流平衡的灵敏度或幅值可通过相对低侧FET12的RDSON值选择电流反馈电阻26的值来定标。此外，通常为负值的低侧FET12的RDSON上的压降在该DC/DC变换器10中可被提供，而无需负电压电源。
现在参照图2，一个系统控制电路40与采样及保持电路38相连接。如上所述，FET36的漏极与采样及保持电路38相连接。由FET36的源极供给的电流从采样及保持电路38流入FET36的漏极，在从FET36的源极出来，进入虚拟接地电路节点30。并且，ISENSE从相反方向流入虚拟接地电路节点30，及如上所述，它代表了负载电流IL。为了将虚拟接地电路节点30保持在地电位上，虚拟接地放大器34通过输出端34c使流过FET36并流入虚拟接地电路节点30的电流调节成实质上等于ISENSE。由于ISENSE代表负载电流IL，流过FET36并流入虚拟接地电路节点30的电流在虚拟接地放大器34及FET36的控制下，也代表负载电流IL。系统控制电路40对采样及保持电路38周期性地发送控制信号40a。当FET36处于导通状态，控制信号40a被发送。响应于控制信号40a，采样及保持电路38在FET36处于导通状态时采样流过FET36的电流并保持该采样值。因此，由采样及保持电路38获得的采样值也代表负载电流IL。采样及保持电路38发出采样信号38a，它代表流过FET16的采样值。
DC/DC变换器10通过电压反馈电阻44监测负载32上的电压VOUT。电压反馈电阻44的一端连接到负载32及另一端连接到误差放大器46的反相输入端46a。VFB是电压反馈电阻44上的电压。误差放大器46的非反相输入端46b与参照电压源48电连接，后者提供一个实质上等于DC/DC变换器10所需输出电压的预定电压。误差放大器46调节反相输入端46a上的电压，使其实质上等于参照电压源48的电压。由于反相输入端46a上的电压实质上等于VOUT及VFB的和，误差放大器46工作以将VOUT及VFB的和调节到实质上等于参照电压源48的电压。误差放大器46的输出端46c电连接到补偿电路节点50。误差放大器46的输出端46c及反相输入端46a之间的反馈路径包括补偿电阻52及补偿电容器54。更具体地，补偿电容器54的一端连接在补偿电路节点50上，接着该电容器的另一端连接在补偿电阻52上。补偿电阻52与补偿电容器54相背着的一端连接到求和点56。电压反馈路径中的补偿电阻52及电容器54对提供系统的稳定及控制系统响应。
由采样及保持电路38发出的并代表负载电流IL的采样信号38a也被连接到误差放大器46的反相输入端。除了通过电压反馈电阻44外，在误差放大器46的反相输入端46a上无直流电流的通路。因此，通过采样信号38a来校正电压反馈电阻44上的电压、即VFB。如上所述，误差放大器46将它的反相输入端46a上等于VOUT与VFB的电压调节到实质上等于参照电压源48。因此，例如当采样信号38a增加时，VFB正比地增加及误差放大器46减小VOUT，以保持反相输入端46a上的电压等于参照电压源48。因为采样信号38a代表负载电流，VOUT实际上以与负载电流IL成反比的方式被调节。于是，如图4所示，VOUT至少根据负载电流IL变化或下倾。通过选择反馈电阻44的值，VOUT相对负载电流IL的变化或下倾量可被控制。
比较器58的反相输入端58a与锯齿波发生器60电连接，并从它接收具有预定特性的锯齿波。比较器58的输出端58c与置位-复位(SR)锁存器62。SR锁存器62的输出62a电连接到驱动器64并受其缓冲，接着驱动低侧FET12及高侧FET14。DC/DC变换器例如被设计成，SR锁存器62的输出端62a上的高位信号使低侧FET12关断及使高侧FET14导通。锯齿波发生器60接收来自系统控制电路40的同步脉冲66。SR锁存器62也接收同步脉冲66。
误差放大器46在其输出端46c上产生一个信号，它代表相对于-如减去或加上-参照电压源48的电压的实际输出电压VOUT，并代表DC/DC变换器10的所需输出电压。例如，当VOUT增加到超过参照电压源48的电压时，误差放大器46的输出端46c产生更负或在负向上增加的信号。相反地，作为另一例子，当VOUT减小到低于参照电压源48的电压时，误差放大器46的输出端46c产生具有减小负幅值(即更正的幅值)的信号。误差放大器46的输出端46c于比较器58的非反相输入端电连接。比较器58将电连接在其反相输入端58a上的锯齿波与电连接在其非反相输入端58b上的误差放大器46的输出46c相比较。当由锯齿波发生器60产生的锯齿波在正向上小于误差放大器46的输出46c的期间，比较器58的输出端58c为有效、例如高位。
参照图3a，它表示输出电压VOUT小于所需输出电压，或小于参照电压源48的电压的状态。因此误差放大器46的输出46c相对地高，由此在比较器58的非反相输入端58b上置成相对高的信号。至少锯齿波周期的一个相当大的部分将在正向上小于非反相输入端58b上的相对高位信号。当锯齿波具有的值在正向上小于非反相输入端58b上的相对高位信号的周期中相当大的部分期间，比较器58的输出端58c为有效、例如高位。因此，当VOUT小于参照电压源48的电压时，输出端58c上的脉冲宽度将相对地宽，或输出端58c的有效周期在时间上将相对地长。
相反地，并由其参照图3b，当VOUT大于参照电压源48的电压时，误差放大器46的输出46c相对地低。该状态将在比较器58的非反相输入端58b上置成相对低位的信号。锯齿波周期的一个相当小的部分将在正向上小于非反相输入端58b上的相对低位信号。如果有的话，仅在相对小的周期部分期间，即锯齿波周期的一部分(例如，最低点或下峰值)在正向上小于非反相输入端58b上的相对低的信号的期间，比较器58的输出端58c将为有效。因此，当VOUT大于参照电压源48的电压时，输出端58c上的脉冲宽度将相对地窄，或输出端58c的有效周期在时间上将相对地短。
当输出端58c为有效时，SR锁存器62的输出端62a被置位，例如高位。相反地，当输出端58c为无效时，SR锁存器62的输出端62a被复位，例如低位。因此，当锯齿波比参照电压源48的电压更正时，SR锁存器62的输出端62a被复位、即低位。当锯齿波降到该预定电压以下时，SR锁存器62的输出端62a被置位、即高位。SR锁存器62的输出62a电连接到驱动器64并受其缓冲，接着驱动低侧FET12及高侧FET14。DC/DC变换器例如被设计成，SR锁存器62的输出端62a上的高位或置位状态使低侧FET12关断及使高侧FET14导通。
通过过流检测电路70设置了电流跳闸或过流保护。过流检测电路70将采样信号38a与参照电流(未示出)相比较，并当采样信号38a超过参照电流时对系统控制电路40发出过流信号70a。系统控制电路40通过关断DC/DC变换器10来响应过流信号70a。系统控制电路40例如被设计成，在预定时间后再启动DC/DC变换器10的工作。
一个负电流源72被连接在系统控制电路40及虚拟接地电路节点30之间。在一定工作状态下，例如当负载电流具有低平均值及由电感器24上的电压开关引起的锯齿波降至负值时，负载电流IL变为负的。当这些工作状态期间，即当IL为负时，低侧FET12漏极上的电压为正。低侧FET12漏极上的正电压引起了通过电阻26供给电流并流入虚拟接地电路节点30，由此驱使虚拟接地电路节点30至正电位。负电流源72响应信号40N将IPULL DOWN供给到虚拟接地电路节点30，由此在IL为负的状态下使虚拟接地电路节点30维持在地电位上。因此，虚拟接地放大器46、可变阻抗元件36及采样和保持电路不需要以双向方式工作(即，它们仅在一个方向上供给电流)及无需在DC/DC变换器10中包括负电压源。
如从图5中清楚地看到的，负电流源72包括开关80，82及84。每个开关80，82及84例如为MOS晶体管。电流源86为下拉式电流源，例如为NMOS镜，并电连接在地与节点90之间。开关80电连接在节点90及电压源88之间，并可选择地将节点90连接到电压源88。电容器92电连接在节点90及节点94之间。每个开关82及84具有电连接到节点94的第一侧。开关82的另一侧电连接到地，而开关84的另一侧电连接到虚拟接地电路节点30。当由电流源86供给的反向电流不需要将虚拟接地电路节点30维持在地电位上时，例如当低侧FET12关断时，开关80及82闭合及开关84打开。因此电压源88的供电电压存储在电容器92上，并有节点90为正电位及节点94为负电位。为了从电流源86供给下拉电流，开关80及82各被打开，及开关84闭合。因此IPULL DOWN在与由低侧FET12上的压降引起的常规正向电流相同的方向上流入虚拟接地节点30。电流IPULL DOWN的加入使虚拟接地电路节点30维持在地电位，并可在以后被任意地减去，由此不会影响随后的电路工作，例如限流跳闸点。
在使用时，继续参照图3a及3b，DC/DC变换器的操作顺序如下。锯齿波发生器60接收来自系统控制电路40的同步脉冲66。SR锁存器62也接收同步脉冲66。该同步脉冲将锯齿波及SR锁存器62的输出62a复位到低位。SR锁存器62被设计成基于同步脉冲66复位其输出62a，而不管比较器58的输出条件或状态如何。因此，如果比较器58的输出譬如连续地大于锯齿波，在同步脉冲66为高位时，SR锁存器62的输出62a将为低位。如图3a及3b所示，分别在点200a及200b上，同步脉冲66将锯齿波发生器60产生的锯齿波复位到低位，及复位SR锁存器62的输出62a。DC/DC变换器10例如被这样地设计，即当复位SR锁存器62的输出62a为低时，高侧FET14关断及低侧FET12导通。因此，SR锁存器62的输出62a的复位使低侧FET12导通。在该时间周期中，即当低侧FET12导通时，将测量低侧FET12的RDSON。在同步脉冲66的后沿上，即分别在点210a及210b上，锯齿波开始向下倾斜(即具有负斜率)。
现在参照图3a，它表示DC/DC变换器10具有的输出电压VOUT低于所需或目标电位的状态。因此，负载32上的电压低于所需值。该状态引起了误差放大器46的输出46c相对锯齿波具有高位。在点300a上，锯齿波的前沿或正向倾斜边与误差放大器46的输出46c的电位相交并将超过它，由此使比较器58的输出58c置到低位。输出58c的该具体瞬变不会影响SR锁存器62的输出62a，因为同步脉冲仍有效，并由此输出62a保持复位或低位。
在点310a上，锯齿波的后沿或负向倾斜边与误差放大器46的输出46c的电位相交并将低于它，由此使比较器58的输出58c置到高位。输出58c至高位的该瞬变接着使SR锁存器62的输出62a置成高位，由此使高侧FET14导通及使低侧FET12关断。输出46c相对锯齿波的高位引起了锯齿波在锯齿波周期中较早地降到输出46c的电位以下(在点310a上)。因此，点300a及310a在时间上相对靠近，及由此低侧FET12关断的时间周期相应地短。相反地，高侧FET14导通及供给电流的时间周期相对地长。因此，当VOUT小于所需输出电压时，高侧FET14导通相对长的时间周期并将更多量的电流供给负载32。
现在参照图3b，它表示DC/DC变换器10具有的输出电压高于所需或目标电位的状态。因此，负载32上的电压大于所需值。因此误差放大器46的输出相对锯齿波具有低位。在点300b上，锯齿波的前沿或正向倾斜边与误差放大器46的输出46c的电位相交并将超过它，由此使比较器58的输出58c置到低位。SR锁存器62的输出62a已预先被同步脉冲66复位。
在点310b上，锯齿波的后沿或负向倾斜边与误差放大器46的输出46c的电位相交并将低于它，由此使比较器58的输出58c置到高位。输出58c至高位的该瞬变接着使SR锁存器62的输出62a置成高位，由此使高侧FET14导通及使低侧FET12关断。输出46c相对锯齿波的低位引起了锯齿波在锯齿波周期中较晚地降到输出46c的电位以下(在点310b上)。因此，点300b及310b分开的时间量实质上大于图3a中所示的情况(即当输出46c相对锯齿波为高位和/或当VOUT小于目标值时)。因此，低侧FET12导通的时间周期相应地长。相反地，高侧FET14导通及供给电流的时间周期相对地短。因此，当VOUT大于所需输出电压时，高侧FET14将较小量的电流供给负载32。
在这两种情况下，无论负载32上的电压高于或低于所需值，SR锁存器62的输出62a将根据同步脉冲而不是根据负载32上电压的相对值变低。SR锁存器62的输出62a至少在同步脉冲66期间保持为低。当SR锁存器62的输出62a处于低态时，高侧FET14处于关断状态及低侧FET12处于导通状态，及低侧FET12的RDSON上的压降被采样及保持。但是，当低侧FET12处于导通状态时，负载电流IL的方向是向着负载32。因此，当低侧FET12处于导通状态时，负载电流IL从地经过低侧FET12的源极流到漏极。该流经低侧FET12的电流方向在低侧FET12的漏极上产生了负电压。该负电压的幅值为IL及低侧FET12的RDSON的乘积。
在图示的实施例中，低侧FET12的源极与地电连接。但是，应当理解，低侧FET12的连接可以被改变，例如，它具有通过一个电阻与地相连接的源极，及将传感电阻26电连接到低侧FET12的源极。但基本功能是相同的，及虚拟接地放大器持续地将虚拟接地节点30驱使到虚拟地电位。在该替换构型中，采样及保持电路38的电流仍代表负载电流IL。不同的是所测量的是附加传感电阻上负载电流引起的压降而非低侧FET12的RDSON上的压降。该替换实施例可在图6上清楚地看到。
在图示的实施例中，参照电压源48被描述成固定的电压源。但是应理解，该参照电压源48也可改变结构，例如，作成带隙或另外形式的固定电压源，或可设计成数模转换器或其它可变电压源。
在图示的实施例中，FET36作为一个FET构成。但应理解，该FET36可变换构型，例如，一个NPN晶体管，用其基极代替栅极、用其发射极代替源极及用其集电极代替漏极。
在图示的实施例中，虚拟接地放大器34被设计成连续地工作。但应理解，该虚拟接地放大器34可变换构型，例如自回零放大器或另外非连续工作的放大器，因为仅当低侧FET12在导通状态才需要它。
在图示的实施例中，DC/DC变换器10被设计成，SR锁存器62的输出端62a的高位信号关断低侧FET12及导通高侧FET14。但应理解，DC/DC变换器10也可变换地被设计成将FET12及FET14的操作极性颠倒。
在图示的实施例中，系统控制电路40被设计成，在检测到过流状态一个预定时间量后再启动DC/DC变换器的工作。但应理解，该系统控制电路40也可变换地被设计成，例如发出可视或音响警报信号或完全关断DC/DC变换器10。
在图示的实施例中，系统控制电路40被设计成具有连接于节点16的电感器24，负载电容器28及负载32。但应理解，该系统控制电路40也可变换地被设计成，例如不用电感器24，负载电容器28及负载32，而用户、设计者或制造者可选择及制定与DC/DC变换器10的节点16相连接的电路。
该直流-直流降压脉宽调制变换器电路包括一个输入端，一个高侧输出端及一个低侧输出端。一个高侧开关电连接到公共输出节点及电源之间，及根据高侧输出端控制流过它的电流。一个低侧开关电连接到公共输出节点及地之间，及根据低侧输出端控制流过它的电流。一个虚拟接地放大器包括与地电连接的第二输入端。一个电流反馈电阻电连接在公共输出节点及虚拟接地放大器的第一输入端之间。一个可变阻抗的元件电连接到虚拟接地放大器的输出端及虚拟接地放大器的第一输入端。该可变阻抗元件的阻抗根据虚拟接地放大器的输出端改变。及一个采样及保持电路电连接在脉宽调制变换器电路的输入端及可变阻抗元件之间。

Claims (10)

1．一种电源，包括：一个直流-直流降压脉宽调制变换器电路，该电路设有一个输入端，一个高侧输出端及一个低侧输出端；一个电连接到公共输出节点及电源之间的高侧开关，所述高侧开关设计用于至少部分地根据所述高侧输出端控制流过它的电流；一个电连接到所述公共输出节点及地之间的低侧开关，所述低侧开关设计用于至少部分地根据所述低侧输出端控制流过它的电流；一个具有第一输入端及第二输入端及一个输出端的虚拟接地放大器，所述第二输入端电连接到地电位，其特征在于：一个电连接在所述公共输出节点及所述虚拟接地放大器的所述第一输入端之间的电流反馈电阻；一个电连接到所述虚拟接地放大器的所述输出端及所述虚拟接地放大器的所述第一输入端的可变阻抗的元件，所述可变阻抗的元件设计用于至少部分地根据所述虚拟接地放大器的所述输出端改变其阻抗；及一个电连接在所述直流-直流降压脉宽调制变换器电路及所述可变阻抗的元件之间的采样及保持电路，所述采样及保持电路设计用于通过所述可变阻抗的元件供给虚拟接地电流和采样及保持所述虚拟接地电流。
2．根据权利要求1的电源，其特征在于：一个系统控制电路与所述采样及保持电路电连接，所述系统控制电路输出第一控制信号，所述采样及保持电路被设计成响应所述第一控制信号采样及保持所述虚拟接地电流，所述采样及保持电路至少部分地根据所述虚拟接地电流输出采样信号，所述系统控制电路至少部分地根据所述采样信号选择性地使所述高侧开关及所述低侧开关中至少一个导通及关断，所述系统控制电路输出一个同步信号，所述同步信号至少复位所述高侧开关及所述低侧开关中的一个。
3．根据权利要求2的电源，其特征在于：一个过流检测电路电连接在所述采样及保持电路及所述系统控制电路，所述过流检测电路被设计成，当所述采样信号超过预定阈值时输出过流信号，其中所述系统控制电路被设计成响应所述过流信号关断所述直流-直流降压型脉宽调制变换器电路，及所述系统控制电路被设计成在接收到所述过流信号后一个预定时间上再启动所述直流-直流降压型脉宽调制变换器电路。
4．根据权利要求2的电源，其特征在于：一个电源输出端，在所述电源输出端及所述直流-直流降压型脉宽调制变换器电路的所述输入端之间电连接了一个电压反馈电阻，及其中所述系统控制电路包括一个电流镜，所述电流镜供给一个下倾状电流，所述下倾状电流至少部分地取决于所述虚拟接地电流，所述下倾状电流被电连接到所述直流-直流降压型脉宽调制变换器电路的所述输入端，以修改所述电压反馈电阻上的反馈电压，及由此至少部分地根据所述下倾状电流调节所述电源的输出电压。
5．根据权利要求1的电源，其特征在于：一个负电流源，所述系统控制电路输出第二控制信号，所述第二控制信号与所述负电流源电连接，所述负电流源响应所述第二控制信号供给负电流，所述负电流流入所述虚拟接地放大器的所述第一输入端，由此当流过所述电流反馈电阻的电流为负时使所述电流反馈电阻接地。
6．根据权利要求1的电源，其特征在于：所述可变阻抗元件包括一个场效应晶体管及NPN型晶体管中的一种，包括具有第一端及第二端的电感器，所述第一端电连接到所述公共输出节点，所述第二端用于电连接到负载。
7．一种传感电源中输出电流的方法，所述电源包括具有一个输入端，一个高侧输出端及一个低侧输出端的直流-直流降压脉宽调制变换器电路，所述方法包括以下步骤：将一个高侧开关电连接到公共输出节点及电源之间，所述高侧开关设计用于至少部分地根据所述高侧输出端控制流过它的电流；将一个低侧开关电连接到所述公共输出节点及地之间，所述低侧开关设计用于至少部分地根据所述低侧输出端控制流过它的电流，其特征在于：将传感电流导向一个虚拟接地节点，所述传感电流包括当所述低侧开关处于导通状态时输出电流的已知部分，所述传感电流在将虚拟接地电流供入所述虚拟接地节点的第一方向上流入所述虚拟接地节点，所述虚拟接地电流在第二方向上流入所述虚拟接地节点，所述第二方向与所述第一方向相反，所述虚拟接地电流实质上等于所述传感电流，并由此在所述虚拟接地节点上消除了所述传感电流；及采样和保持所述虚拟接地电流的值。
8．根据权利要7的方法，其特征在于：还包括，至少部分地根据所述采样及保持步骤选择性地使所述高侧开关及所述低侧开关中至少一个导通及关断的步骤，及至少根据周期性或随机性中的一种选择性地使所述高侧开关及所述低侧开关中至少一个导通及关断的另一步骤。
9．根据权利要7的方法，其特征在于：还包括，将所述虚拟接地电流的所述采样及保持值与预定最大限值相比较，及当所述虚拟接地电流超过预定最大限值时关断所述电源的步骤，在所述关断步骤后一个预定时间周期上再启动所述电源的另一步骤，及至少部分地根据所述虚拟接地电流的所述采样及保持值调节所述电源的输出电压的又一步骤。
10．一种电源，它用于具有一个输入端，一个高侧输出端及一个低侧输出端的直流-直流降压脉宽调制变换器电路；一个高侧开关电连接到公共输出节点及电源之间，所述高侧开关用于至少部分地根据高侧输出控制流过它的电流；一个低侧开关电连接到公共输出节点及通过一个传感电阻连接到地，所述低侧开关至少部分地根据低侧输出控制流过它的电流；一个虚拟接地放大器具有第一输入端，第二输入端及一个输出端，所述第二输入端电连接到地电位，其特征在于：一个电流反馈电阻电连接在所述传感电阻及所述虚拟接地放大器的所述第一输入端之间，一个可变阻抗的元件电连接到所述虚拟接地放大器的所述输出端及所述虚拟接地放大器的所述第一输入端，所述可变阻抗元件用于至少部分地根据所述虚拟接地放大器的所述输出改变阻抗，及一个采样及保持电路电连接在所述直流-直流降压型脉宽调制变换器电路及所述可变阻抗元件之间，所述采样及保持电路用于通过所述可变阻抗元件供给虚拟接地电流，及采样与保持所述虚拟接地电流。
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