CN1297608A

CN1297608A - 预失真器

Info

Publication number: CN1297608A
Application number: CN99805233.7A
Authority: CN
Inventors: 彼得·肯宁顿
Original assignee: Wireless Systems International Ltd
Current assignee: Wireless Systems International Ltd
Priority date: 1998-03-06
Filing date: 1999-03-08
Publication date: 2001-05-30
Also published as: EP1066682A1; DE69907893T2; JP2002506307A; EP1066682B1; GB9804835D0; WO1999045640A1; AU2737399A; DE69907893D1; US6437644B1

Abstract

一种用于线性化一放大器的预失真器装置。该预失真器装置使用多阶多项式逼近技术对放大器中的IMD失真进行补偿。所述预失真器装置还包括一个用于控制所述预失真器工作的反馈电路。

Description

预失真器

本发明涉及一种用于使放大器线性化的预失真器装置。具体地说，本发明涉及一种被设计成使用多阶多项式逼近技术对在一个放大器中的IMD失真进行补偿的多项式预失真器装置。

在一个理想的系统中，线性放大器在其整个动态范围内提供同一增益，从而放大器的输出信号为准确的输入信号的放大版本。但是，实际上所有的线性放大器都呈现诸如幅值和相位失真的非理想特性，这种非理想特性是不希望的，并且它使系统的性能严重失真。所述放大器这种非线性的一个影响是产生等于输入频率分量整数倍的和与差的输出频率。这种影响称之为互调失真(IMD)，并且在设计专用于宽带系统的大功率射频(RF)放大器时是特别不希望的。例如，在TDMA蜂窝系统中使用的宽带放大器将产生各种互调产物，这些互调产物是在对在具有重合激活帧的TDMA频带的一个固定频率间隔处出现的多个TDMA信道进行放大所产生的结果。

已经有了多种线性化技术来克服上述与线性放大器相关的失真问题。这些技术的一小部分以实时方式工作，从而导致在所述放大器的非线性特性中的依赖于时间的变化。这种变化可以是由例如由放大器中温度的变化、放大器部件的老化、电源波动或特别是由于输入载波信号数量或功率的变化而引起的放大器工作点的变化而导致的。在所述宽带中，基于RF的线性化技术中，两种最经常使用的技术是正向传输线性化和预失真器线性化。

所述正向传输线性化机制是建立一个表示由所述线性放大器引入的IMD产物的误差信号，并且正向传输该信号以便和所述放大器的输出频谱相结合，从而去除不希望的失真。为了使所述去除处理能够得以正确进行，所述机制在将其与放大器的输出组合之前必须精确地调节所述误差信号的幅值和相位。这通常包括使用的额外放大器和在从主放大器输出路径中出现的有损耗的延迟线以及耦合。这些损耗以及无助于增加所述系统输出功率的额外的放大器的需求导致解决方案的低效率。

通常，预失真器线性化机制包括在预想到在所述放大器内产生的不希望失真处理情况下对到达所述放大器的较低电平输入信号做慎重的改变。具体地说，所述机制在对由所述放大器产生的失真在相反的意义上对所述输入信号进行预失真，从而使整个失真减小。因此，预失真器的传递特性被尽可能地逼近于所述放大器传递特性的反转或互补函数。如果所述放大器被压缩，即其增益在较高的功率电平处被衰减，那么，所述预失真器将通过对所述输入信号进行相应的扩展来补偿这个压缩。

存在有多个使输入信号预失真的方案，每种方案在使预失真器逼近所述反转或互补函数的方式都是不同的。一种方案是利用二极管的指数特性逼近所述反转函数。一个或多个二极管可以和适当的偏压一起使用以减少10dB量级的失真。第二种方案是使用一系列首尾相连的线性增益的直线段执行对所述反转函数的逐段逼近。这种逼近方式的缺点是由于所述相连点具有两维自由度，所以，这些线段的对准和控制需要非常复杂的电路。

多项式预失真是用来逼近放大器传递特性的反转函数的另一种方案。它基于可由下式表示的反转函数的多项式展开：

y=a+bx+cx²+dx³+ex⁴+fx⁵+gx⁶+hx⁷....

所述项a是一个偏移量，在实际的多项式预失真器中，它可以被设置为零。项bx表示预失真器的增益，它是线性的，并仅仅对主放大器的增益起作用。包含x偶数幂的这些项表示在所述主放大器中所产生的并可以通过频率滤波去除的谐波失真分量，因此，这些项可以被设置为零。剩下的包含x奇数幂的这些项表示由所述主放大器引起的频带内的失真(除上述能够被滤掉的谐波以外)。事实上，这些奇数幂项中的每一项都可以被认为表示在所述主放大器中产生相应的一阶互调失真。

根据本发明的第一个方面，提供了一种用于使线性放大器线性化的预失真器装置，该预失真器装置包括：用于接收需要被放大的输入信号的输入信号路径，和对来自所述输入信号路径的输入信号进行处理以产生一个失真信号的失真路径，在该路径中，，该失真信号与所述输入信号路径中的输入信号相互组合产生预失真输入信号，该信号被提供给所述放大器的输入端，所述装置还包括一个误差校正装置，在该装置中，所述放大器的输出信号与来自所述失真路径的失真信号进行比较以产生一个误差信号，用于控制在所述失真路径中产生所述失真信号。

理想的情况是，在对所述放大器输出信号和所述失真信号进行比较之前，所述误差校正装置从所述放大器输出信号中减去来自所述输入信号路径的输入信号。

在最佳实施例中，所述误差校正装置将减去了所述输入信号的放大器输出信号提供给一个正向传输装置。

所述失真路径最好包括一个用于根据所述误差校正信号调节所述失真信号的装置，并且所述调节装置可以对所述失真信号的幅值和相位进行调节。

在一个实施例中，所述调节装置包括一个可变移相器和一个可变衰减器。

在另一个例子中，所述调节装置包括一个同相调节装置和一个正交相位调节装置。

最好是，所述校正装置校正具有失真信号的放大器输出信号以产生所述误差校正信号。

根据本发明的第二方面，提供了一种用于线性化放大器的预失真器和正向传输装置的组合。在这种组合中，该输入信号减去了放大器输出信号，提供了用于所述正向传输装置的误差信号。

根据本发明的第三个方面，提供了一种用于线性化一放大器的方法，包括：失真步骤，在该步骤中，对需要被放大的输入信号进行处理以产生一个失真信号；组合步骤，在该步骤中，所述失真信号和所述输入信号相组合以产生将被提供给放大器输入端的预失真信号；和误差校正步骤，在该步骤中，放大器输出信号与所述预失真信号相互比较以产生一个用于在所述失真步骤中控制所述失真信号的产生的误差校正信号。

根据本发明的第四方面，提供了一种用于线性化一放大器的一种预失真器装置，该预失真器装置包括：输入信号路径，用于接收需要被放大的输入信号；失真路径，在该失真路径中对来自所述输入信号路径的输入信号进行处理以便产生一个失真信号，该失真信号与输入信号路径中的输入信号相组合以产生一个将被提供给所述放大器输入端的预失真输入信号，其中，所述失真路径对输入信号进行处理以产生所述输入信号的至少两个不同的三阶或更高阶分量，并且，所述失真路径包括一个用于单独对所述至少两个分量的相位和幅值进行调节的装置。

根据本发明的第五个方面，提供了一种用于使放大器的输入信号预失真以补偿由该放大器产生的误差的装置，所述装置包括：用于接收输入信号的装置；用于将所述输入信号提供给放大器输入端的主信号路径；具有用于产生所述输入信号的失真信号的装置的失真信号路径；用于调节所述失真信号的幅值和相位的调节装置；和用于将所述失真信号加到所述主信号路径上的输入信号上的装置，其中，所述装置还包括一个用于耦合到放大器输出端并耦合到用于产生一个误差信号以控制所述调节装置的所述主信号路径的误差信号产生装置。

从下面的描述可以清楚地看出本发明的其它特性和优点。

下面将结合附图借助于举例的方式描述本发明的多个实施例，其中：

图1的框图示出了多阶标量的多项式预失真器；

图2到图6的框图示出了多阶矢量的多项式预失真器的不同方案；

图7的图形示出了一个放大器I信道传递特性和三阶最合适的逼近；

图8的图形示出了放大器I信道传递特性和五阶最合适的逼近；

图9的图形示出了放大器Q信道传递特性和三阶最合适的逼近；

图10的图形示出了放大器Q信道传递特性和五阶最合适的逼近；

图11的框图示出了用于产生适于在图1到6的多项式预失真器中使用的三阶失真分量的电路；

图12的框图示出了在图11所示电路中使用的反馈控制电路；

图13的框图示出了在图11所示电路中使用的使用数字信号处理技术的增强型的反馈控制电路；

图14的框图示出了适于在图1到6所示多项式预失真器中使用的用于产生第三和五阶失真分量的电路；

图15的框图示出了适于在图1到6所示多项式预失真器中使用的用于产生第三和五阶失真分量的另一个电路；

图16的框图示出了用于根据图14所示电路产生五阶失真分量并包括一个反馈控制电路的电路；

图17的框图示出了用于根据图11和图16所示电路产生三阶和五阶失真分量并包括一个反馈控制电路的电路；

图18的框图示出了根据图13所示电路在图17所示电路中使用的反馈控制电路；

图19的框图示出了用于产生三阶、五阶和七阶失真分量的电路；

图20a、20b、20c、20d、20e和20f分别示出了工作过程中与在图1到6和图11到19所示电路中各点处产生的信号相关的频谱；

图21的框图示出了经过修改从而包括一个预失真控制电路的图1的标量预失真器；

图22示出了与在图21所示点(1)处的误差信号和在点(2)处的参考三阶失真信号对应的两个频谱；

图23的框图示出了被修改后具有数字信号处理器(DSP)优点的图21所示的受控预失真器；

图24的框图示出了用于控制三阶矢量预失真器的预失真器控制电路；

图25的框图示出了应用到图6所示多阶矢量预失真器的预失真器控制电路；

图26的框图示出了一个组合的预失真器和正向传输放大器装置；

标量预失真器

参看图1，这里示出了一个具有用于接收RF输入信号的输入端和用于将一个预失真信号提供给RF功率放大器100的输出端的多阶多项式预失真器200。利用在两个信道或路径之间的分割器205分割在所述预失真器输入端处接收的RF输入信号，所述主路径210提供用于后续放大的主RF信号，所述失真路径215提供用于加到所述主RF信号上的多阶失真。

在被RF功率放大器100放大之前，来自主路径210的主RF输入信号和来自失真路径215的失真信号在加法器220中相加。所述主路径包括一个延时部件225，用于保证所述RF信号和失真信号在加法器220处彼此一致。在理想的所述预失真器操作中，如前所述，RF功率放大器100的输出信号将表现为一种线性放大的方案。图20a示出了以两个间隔彼此靠近的单频形式表示的可能的RF输入信号。

进入到失真路径215的RF信号被馈送到失真产生电路230，该电路230根据所述RF输入信号工作，以产生一组非线性的失真分量，其中的每一个分量对应于一个特定阶的失真。在图1中，在失真产生电路230的三个输出路径处产生的各阶失真是三阶、五阶和七阶，其频谱分别如图20b、20c和20d所示。所述失真产生电路还可以产生诸如九阶之类的更高阶的失真分量，或仅仅产生三阶、或第三和五阶失真分量。

利用一组可变移相部件235可以单独对失真产生电路230输出信号的相位进行调节以补偿在失真产生电路230中产生的任何不同相移。然后利用一组可变衰减器240单独对所述失真信号的幅值进行调节。所述幅值调节保证使各失真分量的相对电平被设置得与在RF功率放大器100中产生的各失真阶的相对电平准确对应。

然后，在加法器245中将表示三阶、五阶和七阶失真的准确调节的信号相加，以产生一个单一的多阶失真信号。该信号被馈送给RF放大器250，RF放大器250控制在主路径210上的有关主RF信号的多阶失真信号的电平。

如前所述，预失真器通过在对由所述放大器产生的失真执行反转读出过程中预失真一个输入信号而进行工作。在图1所示的预失真器中，较高阶的失真分量被同相地加到所述输入信号上，以消除在所述放大器内产生的相应失真。假设，在所述放大器内产生的失真信号也被与所述信号同相地放大，即所述失真主要是由所述放大器内的幅值调制-幅值调制(AM-AM)传递特性导致的。因此，图1所示的预失真器可以被称之为标量预失真器。

但是，还存在另一种产生效果与功率放大器相关的失真，这种失真是由所述放大器内的幅值调制-相位调制(AM-PM)导致的。这种失真方案的特点是在被放大信号中的相位变化取决于所述输入信号的幅值变化。

标量预失真器只能够使用AM-AM对在整个AM-AM失真中AM-PM失真占据主导地位的点进行补偿来线性化一个放大器。对于诸如高质量A类放大器之类的具有少量AM-PM转换的放大器来说，这通常不是个问题。但是，在放大器中AM-PM失真的幅值可与AM-AM失真的幅值相比较的情况下，或在预失真器/放大器组合中需要高度线性化的情况下，可能会产生问题，在这些情况下，所述标量预失真器的工作效率将减小。例如，在C类放大器中，所述AM-PM失真通常与AM-AM失真具有类似的幅值，所以，所述标量预失真器将很少或不能改善所述放大器的线性度。类似的，在所述标量预失真器使用五阶多项式逼近或更高阶多项式逼近的情况下，由于强烈的AM-PM失真，通过所述放大器线性度的相应改善不能反映AM-AM补偿的改善。

一个放大器的AM-AM和AM-PM传递特性的组合可以被反映到所述放大器的同相I传递特性和所述放大器的正交相位Q传递特性上。在I和Q信道的每一信道中单独产生反转失真分量的预失真器可以补偿由所述放大器的非线性I和Q传递特性引起的放大器产生的I和Q信道失真。由于使用能够在信号间隔中定义失真信号矢量的相互正交的I和Q预失真器部件，所以，这种预失真器可以被称之为矢量预失真器。

矢量预失真器

图2到图6的框图示出了根据本发明矢量预失真器的不同方案，所述矢量预失真器用于补偿在同相I信道和正交相位Q信道中的三阶、五阶和七阶预失真。这些矢量预失真器被修改成图1所示标量预失真器的方案且相同的特性用相同的标号标记。

图2示出了一个矢量预失真器，在该矢量预失真器中，利用相位正交部件255将进入失真路径215的RF信号分割成同相路径215i和正交相位路径215q。如结合图1所述那样，每个正交路径被单独调节，以在加法器260i的输出端提供一个同相多阶失真信号、在加法器260q的输出端提供一个正交相位多阶失真信号。

图3示出了一个矢量预失真器，除了在所述多项式阶路径分割内套用同相和正交相位路径分割以外，该矢量预失真器等效于图2所示电路。这个方案需要增加两个额外的相位正交部件。

当由所述矢量调制器结构本身提供考虑到各阶失真的任一分割矢量信息时，图2和3所示电路中的多个可变移相部件对于所述矢量预失真器的适当操作并不重要。因此，图3所示的电路可以被简化，从而通过将所述相位正交部件直接置于所述可变衰减器之前使所产生的每阶失真仅具有一个可变相移部件，如图4的框图所示。

如果来自失真产生电路并与不同阶失真对应的一组输出被同相提供，即所有的输出具有相等的延时，那么，在所述失真路径中可以使用单一的相位控制，见图6。这个单一的相位控制只需要保证由RF放大器250提供的失真信号被正确地在加法器105处与所述RF输入同相。图4所示的电路还包括加法器265、270和275，这些加法器能够使它们输入的一个或两个反相以使得所述失真信号矢量落入到4个信号间隔象限的任何一个中。另外，图6所示更通用的方法可代替具有混频器的可变衰减器或被馈送有DC控制信号的乘法器以在每个非线性阶中提供360度的矢量调制器。

多项式逼近

图7的图形示出了与一般放大器相关的I信道传递特性。使用具有高达三阶分量项的一个多项式逼近在图7的图形上叠加了一个与所述传递特性相关的最接近吻合线。所述多项式逼近分量项的系数被相反地应用在根据本发明三阶矢量预失真器的I信道失真产生电路中。图8示出了与I信道传递特性相关并与使用五阶多项式逼近的最接近吻合线一起的相同图形。同样的，所述多项式逼近的分量项的系数被相反地应用在根据本发明五阶矢量预失真器的I信道失真产生电路中。很清楚，所述五阶逼近比三阶逼近提供与所述放大器实际特性更加精确的匹配。图9和图10示出了与Q信道相关的等效图形。应当说明，图7所示I信道三次幂吻合是相当好的，而图9所示Q信道的三次幂吻合就差一些。在这两种情况下的五阶吻合比较好，所以，最明显的改善是在所述Q信道。

由于很多放大器在一个或多个频率特性中都具有主要的五阶特性，所以，矢量多项式预失真器几乎都必须是多阶的，以便在它的单一阶标量副本中提供任一有用的益处。

失真产生电路

下面将结合图11到19所示的框图以及图20所示的频谱描述适于在图1到图6所示标量和矢量预失真器中使用的不同方案的失真产生电路。

图11的框图示出了用于产生三阶失真分量的电路。分割器405将进入到所述电路中的RF输入信号分成三路。然后，所述RF信号之一经过定向耦合器415馈送给混频器或乘法器410的第一输入端。所述定向耦合器对经过衰减器420馈送给所述混频器或乘法器410的第二输入端的部分RF信号进行采样。通过对相同RF输入信号的两种方案进行混频，混频器410的输出理想地产生包含在DC区域中的频率分量、即低频分量和在第一谐波区域中的频率分量、即两倍于原频率的频率分量的被平方的RF信号。被平方的RF信号的频谱示于图20e。

然后，从混频器410输出的被平方的RF信号经过衰减器430和DC注入加法器435馈送给混频器425到第一输入端。来自所述分割器的另一个RF输入信号构成混频器425的第二输入信号，并可以经过包括延时元件(未示出)的路径440被提供，以便保证两个混频器输入信号同相位。通过将所述被平方的RF信号和原来的RF输入信号进行混频，混频器425的输出理想地产生一个单纯的三次幂信号。该三次幂RF信号的频谱示于图20f(经过滤波，删除DC区、谐波和三次谐波分量之后)。

理想的三次幂RF信号应当只由输入的RF信号能量加上带内的三阶分量组成。但实际上，在混频器425的输出中，存在有更高阶的频带内失真，将包括与比理论分析所期望的更多的输入信号能量。选择与衰减器420和430相关的衰减值以及耦合器425相关的耦合系数，以便使混频器410和425的性能最佳。最佳性能是在减少通过所述混频器的泄露所引起的不希望的输入信号能量和减少混频器410和425的不理想性能所引起的较高阶频带内失真最小之间的一种折中。在具有OdBm RF输入信号电平并且构成标准的Gilbert单元为基础的硅IC混频器的电路中，在每种情况下，在“LO”、“RF”或“IF”驱动电平之间的差别通常都在20dB的量级。

在图11所示三阶失真产生电路的一种经过修改的方案(未示出)中，所述来自混频器410的平方RF信号在进入混频器425之前被滤波。这使得可以借助于低通滤波器选择所述平方RF信号的DC区频率分量，或者可以借助于高通滤波器选择所述平方RF信号的二次谐波区频率分量。每种选择方案都有其特有的优点，但是，如果将其与DC偏置输入单频抑制机构结合使用时，两种方案都有效地提供了在所述输出端处输入单频能量的衰减。

在低通滤波器方案中，比起所述二次谐波区来讲，该DC区的选择实际能够在增益和相位平坦度方面提供更适当的响应，并且作为一个结果能够在图20b所示的两个三阶失真分量之间提供一致性。虽然二次谐波区方案的增益和相位的平坦度受到电路元件高频响应的影响，但是，这种方案具有如下优点，即它能够产生一个输出频谱，在该频谱中，所述输入单频电平处于与三阶失真分量类似的电平而不需要进行额外校正。

为了改进对三阶分量产生的控制，最好尽可能多地消除存在于所述输出中的输入单频能量。参看图11所示的电路，这是通过经过加法器435向处于一个适当电平的平方RF信号注入一个DC信号从而使得当与所述RF输入信号混频时所述电路输出端处的输入能量被消除实现的。当输入到混频器410的RF信号电平相对较高时，图11所示DC信号的注入位置是最佳的。尽管效率较低和不可预测，但是通过在失真产生电路中的其它位置处注入一个DC信号也能够实现输入能量的消除。例如，与DC注入相关的另一个位置可以是将RF输入信号输送到混频器425的路径440。然后，所述DC信号将消除存在于由经过混频器410的泄露所导致的被平方RF信号中伪RF输入信号的任何泄露。DC信号的注入也可能在通向混频器410的信号路径中被注入。

虽然DC信号的电平可以被设置成能够最大限度地消除失真产生电路输出中的输入信号能量，但是，由于例如电路部件温度变化、电路部件老化、电源不可预见的变化以及输入信号电平变化的结果都可能产生电路内各种信号的波动和漂移。因此，所述失真产生电路包括一个用于在精确电平上初始化、保持和控制所述DC信号的自动控制机构445，以便最大限度地消除所述输入信号能量。所述自动控制机构按照反馈回路原理工作。所述失真产生电路的输出被分割器450采样并馈送给所述控制机构的一个输入。所述控制机构的第二输入最好经过一个延时元件(未示出)从分割器405接收一个RF输入信号并将之用做与所述RF输入相关的参考信号。所述自动控制机构将来自所述输出的采样与所述RF输入参考信号进行比较，并根据在所述输出采样中检测到的RF输入能量的电平提供作为输出的DC信号电平。

图12示出了所述自动控制机构的一种结构，其中，检测混频器455在一个输入端接收所述输出信号的采样并在另一个输入端接收所述参考输入信号。该检测混频器输出一定频率范围之间各成分的信号。但是，检测混频器的主要输出是所述DC信号分量，它提供了一种用所述参考输入信号覆盖输出中所不希望的输入信号能量的手段。通过在积分器460中对所述输出积分，而将这个DC输出与所述检测混频器输出中的其它信号分量隔离。所述积分器具有对于消除不希望的非DC信号分量来说足够地长而对于却提供毫秒反馈响应来说却足够地短的一时间常数。所述积分器的DC输出提供用于向加法器435注入的DC信号。

这种控制机构的缺点是所述检测混频器和积分器可能产生一个在反馈控制DC信号上占优势的DC偏移信号。当输入能量拒绝电平处于10-15dB量级时，通常会产生这种情况。使用精度更高的混频器和积分器实现较低的DC偏移以减少这种影响是可能的。但是，这种类型的混频器和积分器难以实现并比较昂贵。

图13示出了经过改进的一种自动控制机构，这种机构采用了偏移频率和数字信号处理(DSP)技术以克服上述的DC偏移问题。虽然所述电路比图12所示电路要复杂，但是，将非DSP部件集成在一专用集成电路(ASIC)芯片上，这个解决方案所增加的元件费用并不很多。所述自动控制机构包括和如图12所示的电路同样的两个输入和一个输出，其工作情况如下。工作在数字信号处理器(DSP)470数字域内的低频(LF)固定震荡器465经过数/模转换器475向混频器480的一个输入端提供低频单频信号。理想LF单频信号是位于1到5kHz之间的音频fLF处。输入给混频器480第二输入端的是由图11所示分割器450提供的所述输出采样，并且包含频率相对比所述LF单频信号高、即在500和2000MHz之间的信号分量。对所述输出信号和所述LF单频信号进行混频的效果是产生所述输出采样频率下移fLF的一个镜像以及所述输出采样频率上移fLF的一个镜像。利用高通滤波器485对混频器480的输出进行处理，所述高通滤波器485具有如下选择的截止频率，即它可以消除经过混频器480泄露的任何LF单频信号。然后，所述频率偏移的输出采样被提供给检测混频器490的输入端，同时，第二输入端接收所述参考RF输入信号。按照图12所示的机构，检测混频器490在其输出端提供一个信号，该信号包含一定范围频率之间的各分量。但是，在这个机构中，单频频率fLF信号成分覆盖了参考输入信号的输出中不希望输入信号能量。

在使用模/数转换器495将检测混频器490的输出转换回到所述数字信号处理(DSP)的数字域之后，所述信号被馈送到数字混频器500。应当说明，所述数字信号处理器和模/数转换器应当能够对音频信号进行处理并因此能够对所需单频频率fLF处的信号进行准确的处理。数字混频器500将检测混频器490的输出与来自LF固定震荡器465的LF单频信号进行混频，以便将同样处于所述单频频率处的所需信号分量转换为DC信号。如图12所示的机构，通过在数字积分器505中对所述数字混频器的输出积分，这个DC信号将与在所述检测混频器中产生的其它信号分量相隔离。但是，与图12所述机构不同，这个频率偏移机构不受在所述模拟域中，即在混频器480、490、D/A475、A/D495和高通滤波器485中任何伪信号建立的影响。DC信号经过模/数转换器(A/D)495进入所述数字信号处理器，并立即被数字混频器500转换为单频信号频率fLF，随后在积分器505中被消除。由于数字混频器500和积分器505两者都工作在所述数字信号处理器(DSP)的数字域中，所以，它们都不会遇到相应的模拟信号所面临的诸如由于温度变化和电源波动而造成的信号泄露或伪DC偏移的问题。从所述积分器输出的DC信号经过数/模转换器510提供一个用于注入到图11所示加法器435的DC信号。

图14和15的框图示出了用于产生三和五阶失真分量并以图11所示三阶产生电路的设计和基本原理为基础的一个电路的两个实施例。相同的部件使用相同的标号。

在图14所述的产生电路中，所述二阶信号被分割器520分成第二路径515，三阶信号被分割器530分成第二路径525。分别利用RF放大器535和衰减器540调节路径515上的二阶信号电平和路径525上的三阶信号电平。然后在混频器545中将经过调节的第二和三阶信号进行混频以产生五阶RF输出。第二DC注入信号被加到二阶信号路径515上用于和路径525上的三阶信号混频。通过将所述二阶信号调节到一个适当的电平，可去除反之将存在于所述五阶RF输出中的所述三阶信号。

在图15所示的产生电路中，所述RF输入信号进一步被分割器550分成路径555和560，所述三阶信号被分割器530分成路径525。所述三阶信号被衰减器565和570进行适当的衰减然后馈送给混频器575和580。混频器575和580分别将所述三阶信号与路径555和560上的RF输入信号混频。第一混频器575的输出产生四阶信号，第二混频器580的输出产生用于输出的所述五阶失真信号。

在图14所示产生电路上执行的模拟表明，对于产生五阶失真来讲，可以不需要为加法器435提供第一DC注入(DCl)。所述第三DC注入能够基本消除所述主信号能量和所述三阶能量，从而仅仅保留希望的五阶失真。省略第一和第二DC注入的消除可简化所述五阶失真的控制，但是，这种方案的缺点是所述三阶输出不再包含单纯的三阶失真信号。

图16示出了在图14中加有用于控制和保维持注入到加法器的第二DC注入的反馈控制机构的电路。除了简单地将所述五阶输出与从三阶输出采样的参考信号比较以外，这个反馈控制机构以和三阶产生电路类似的方式执行操作。因此，该反馈DC信号提供了一种同时覆盖五阶输出中不希望的输入信号能量和三阶信号能量的手段。所述反馈控制机构可以使用图12或13所示的反馈电路加以实施。

图17的框图示出了具有组合控制的三阶和五阶失真产生电路。该电路是图11所示三阶产生电路与图16所示五阶产生电路的组合。图18所示的用于这个电路的组合的反馈控制机构是以图13所示的频率偏移机构的基础建立起来的。

图19的框图示出了依据在图14所示五阶产生电路中使用原理的产生七阶失真信号的一个电路。所述五阶信号与二阶信号相互组合以产生七阶失真输出。用于上述这些电路的类似DC注入和控制机构也可以用于该系统，以使得仅仅产生七阶IMD产物(即：没有原始输入信号，或第三或五阶产物)。

预失真器控制机构

参看图21，该图示出了经过图1所示的改进而包括一个预失真器控制电路的标量预失真器。为简单起见，仅仅示出了该标量预失真器的三阶失真路径以及相关的三阶预失真器控制电路。但是很明显，如将要示出的，所述预失真器控制电路可以被扩展到对所述标量预失真器的所有失真路径，即第三、第五和七阶提供不连续控制。

所述预失真器控制机构包括两级(在图21中标记为A和B)。级A包括对RF功率放大器输出采样和消除在受控读出中基本数量的主信号能量以形成一个包含由放大器产生的失真分量中相对较高分量的信号(即误差信号)。级B包括使这个误差信号与特定阶失真发生器的输出相关联以建立一个表示在所述输出频谱中剩余的那个特定阶的剩余互调失真量的控制信号。级B的关联发生在单独的I和Q信道以提供用于相位和幅值减法处理的独立控制。

图21所示预失真器控制电路的级A的工作如下。通过定向耦合器610获得RF功率放大器(PA)输出的采样，该采样经过延时部件615馈送给减法器620的非反相输入端。与所述RF输入对应的一个信号以一个适当的幅值和相位被提供给减法器620的反相输入端以消除或去除PA输出采样中的主信号能量。这个去除信号由定向耦合器625得自于所述预失真器的主信号路径，并经过用于提供适当幅值和相位调节的可变相移部件630和可变衰减器635提供给减法器620。延时部件615保证到减法器620的输入信号相互一致。

消除或去除所述PA输出采样中主信号的处理取决于分别对所属可变移相部件630和可变衰减器635的精确控制。因此，级A包括一个反馈控制回路，该回路包括两个耦合到减法器620输出端并串行装置的分割器640和645，用于将所述误差信号提供给两个正交混频器650和655。分割器660将去除信号(在相位和幅值调节之前)提供给相位正交部件665，该部件665工作以将一个同相方案的去除信号提供给混频器650的第二输入端并将正交相位方案的去除信号提供给混频器655的第二输入端。除了不希望的频率分量以外，混频器650的输出还包含一个表示在去除信号的同相方案上主信号能量(包含在所述误差信号中)注入的DC信号。相反，除了不希望的频率分量以外，混频器655的输出还包含一个表示在去除信号的正交相位方案上主信号能量(包含在所述信号中)预测的DC信号。从混频器650和655输出的不希望频率分量分别在积分器670和675中被去除，从而产生两个用于分别控制可变衰减器635和可变移相部件630的平滑的DC控制信号。

当反馈回路调节所述去除信号的相位和幅值以使在所述误差信号中的主信号能量最小时，来自混频器650和655的所述DC信号将发生变化。所述反馈回路最后将达到一个稳定状态，借此，任何来自所述最小的主信号能量的偏差都将导致抵制所述变化的相应调节。

所述预失真器控制电路的级B使用与级A反馈电路类似的原理和电路。但是，用从所述预失真器主信号路径获得的参考RF输入信号替代相关联的所述误差信号中的剩余主信号能量，级B使存在于所述误差信号中的特定阶的互调失真(IMD)与相同阶的参考失真信号相关联。因此，在图21所示的三阶的例子中，在级B混频器680和685输出的DC信号除了包含不希望的频率分量以外，还将包含表示在三阶参考失真信号的同相或正交形式上的剩余三阶失真(包含在所述误差信号中)的预测(projection)的一个信号。所述参考失真信号被优先地从所述预失真器失真路径中的适当的失真发生器获得。

图22示出了与图21中点(1)处的误差信号和在图21中点(2)处的参考三阶失真信号对应的两个频谱。可以看出，这两个信号都损害了将在级B的混频器680和685中相关联从而在混频器输出处产生附加的不希望DC信号的主信号能量。很明显，这个不希望的DC信号必须处于足够低的电平，以便不会与用于调节可变移相部件690和可变衰减器695的所希望的三阶相关DC信号相互干扰。因此，在三阶预失真器发生器和所述预失真器控制电路的级A中将对主信号进行消除处理，从而在级B的关联过程中使所述三阶能量处于支配地位。图22所示值D1和D2可以适当地设置为满足下述等式：

D1-D2＜-10dB

图23示出了经过改进的具有数字信号处理器(DSP)优点的图21所示受控预失真器。这个装置的优点在于将前面结合所述失真发生电路所描述的频率偏移技术用于所述DSP中，以克服与模拟混频器和积分器相关的DC偏移和温度漂移等问题。但是应当说明，由于所述预失真器控制电路是与相位相关的，所以，混频器810必须是镜像载波抑制混频器，以便保持所述控制信号中的相位信息。

在图24中，所述预失真器控制电路被用于控制三阶矢量预失真器。在这实施例中，级B中的所述同相(I)DC控制信号和所述正交(Q)DC控制信号被用于直接控制在所述预失真器适当失真路径中的相应I和Q信道混频器。

图25示出了应用于图6所示多阶矢量预失真器的预失真器控制电路。在这个实施例中，用于五和七阶控制的级B的关联处理也必须在与前面讨论的用于三阶的B级关联中类似标准的基础上支配受到损害的(contaminating)较低阶和主信号的关联处理。

除了在前述实施例中描述的预失真器线性化技术以外，在前面所述的正向传输线性化技术也可以被应用于所述的RF功率放大器中。在这种情况下，图21、23、24和25所示的预失真器控制电路能够提供另外的惊人优点，即在级A中产生的误差信号能够被用做所述正向传输系统中的一个误差信号。图26的框图示出了一个组合的预失真器和正向传输放大器装置。所述正向传输系统的控制，特别是所述误差关联回路能够以与所述预失真器控制无关的多种已知方案提供。

从前面的描述来看很明显，在本发明的范围内可以做出各种修改。例如，所述描述提到了使用诸如分别可以被乘法器和低通滤波器替换的混频器和积分器的某些部件。

Claims

1．一种用于线性化一放大器(100)的预失真器装置(200)，所述预失真器装置包括一个用于接收需要被放大的输入信号的输入信号路径(210)，还包括一个失真路径(215)，在该失真路径中，对来自所述输入信号路径的输入信号进行处理以产生一个失真信号，该失真信号与所述输入信号路径中的输入信号相组合以产生一个将被提供给所述放大器的预失真输入信号，其中，所述装置还包括一个误差校正装置，在该装置中，所述放大器的输出信号与来自所述失真路径的所述失真信号相比较以产生一个用于控制在所述失真路径中所述失真信号的发生的误差校正信号。

2．根据权利要求1所述的预失真器装置，其中所述误差校正装置(620)在将所述放大器输出信号与所述失真信号进行比较之前从所述放大器输出信号中减去来自所述输入信号路径的所述输入信号。

3．根据权利要求2所述的预失真器装置，其中所述误差校正装置包括一个控制装置，在该控制装置中，减去所述输入信号的放大器输出信号被利用单频信号进行频率变换，利用所述输入信号进行关联并在一个数字信号处理器中使用所述单频信号进行处理以产生一个用于控制从所述放大器输出信号中减去所述输入信号的控制信号。

4．根据权利要求2或3所述的预失真器装置，其中所述误差校正装置向一个正向传输装置(A)提供一个减去所述输入信号的放大器输出信号。

5．根据前述权利要求中的任何一个权利要求的预失真器装置，其中所述失真路径包括用于根据所述误差校正信号对所述失真信号进行调节的装置(690、695)。

6．根据权利要求5所述的预失真器装置，其中所述调节装置能调节所述失真信号的相位和幅值。

7．根据权利要求6所述的预失真器装置，其中所述调节装置包括一个可变移相器(695)和一个可变衰减器(690)。

8．根据权利要求6所述的预失真器装置，其中所述调节装置包括一个同相调节装置和一个正交相位调节装置。

9．根据前述权利要求中的任何一个权利要求的预失真器装置，其中所述校正装置使所述放大器输出信号与所述失真信号相关联以产生一个误差校正信号。

10．根据前述权利要求中任何一个权利要求的预失真器装置，其中所述失真路径处理所述输入信号以产生第一失真分量，该分量是所述输入信号的三阶或更高阶的分量。

11．根据权利要求10所述的预失真器装置，其中所述误差校正装置将所述放大器输出信号与来自所述失真路径的第一失真分量进行比较以产生一个用于在所述失真路径中控制所述第一失真分量产生的第一误差校正信号。

12．根据权利要求10或11所述的预失真器装置，其中所述失真路径处理所述输入信号以产生第二失真分量，该分量是与所述输入信号不同的三阶或更高阶分量。

13．根据权利要求12所述的预失真器装置，其中所述误差校正装置将所述放大器输出信号与来自所述失真路径的所述第二失真分量进行比较以产生用于在所述失真路径中控制所述第二失真分量的发生的第二误差校正信号。

14．一种用于线性化一放大器的如权利要求3所述的预失真器装置与一个正向传输装置(A)的组合，其中，减去所述输入信号的放大器输出信号被用于所述正向传输装置的所述误差信号。

15．一种用于线性化一放大器的方法，包括：用于对需要被放大的输入信号进行处理以产生一个失真信号的失真步骤；用于将所述失真信号与所述输入信号相互组合以产生一个将被提供给所述放大器输入端的预失真输入信号的组合步骤；和用于将所述放大器输出信号与所述失真信号相互比较以产生一个用于控制在所述失真步骤中的所述失真信号的产生的误差校正信号的误差校正步骤。

16．一种用于线性化一放大器(100)的预失真器装置(200)，该预失真器装置包括用于接收需要被放大的输入信号的输入信号路径(210)，和失真路径(215)，在该失真路径中，来自所述输入信号路径的输入信号被处理以产生一个失真信号，该失真信号与所述输入信号路径中的输入信号相互组合以产生一个将被提供给所述放大器输入端的预失真输入信号，其中，所述失真路径对输入信号进行处理以产生所述输入信号的至少两个不同的三阶或更高阶分量，所述失真路径包括用于单独调节所述至少两个分量的相位和幅值的装置(235、240)。