CN1493106A - 利用固定和调制的电源电压和降压-升压控制的放大系统和方法 - Google Patents

Abstract

在由固定电压电源供电的第一饱和功率放大器中放大振幅变化的信号、以便产生振幅恒定的第一输出信号。还在由调制电压电源供电的第二饱和功率放大器中放大所述振幅变化的信号、以便产生振幅取决于所述振幅变化的信号、所述调制电源电压和反相/非反相控制信号的第二输出信号。在负载上组合所述第一和第二输出信号。在产生所述反相/非反相控制信号的同时调制所述调制电压电源、使得在负载上组合的所述第一和第二输出信号放大所述振幅变化的信号。所述振幅变化的信号还可以具有变化的振幅和变化的相位。

Description

利用固定和调制的电源电压和 降压-升压控制的放大系统和方法

相关申请的交叉引用

本申请是共同发明人Dent的题为“利用两个以上恒长度矢量的线性放大系统和方法”1998年12月10日提交的转让给本发明同一受让人的序列号9/209104的中请的部分继续(CIP)申请，该申请作为“CIP申请”附此作参考，后者本身又是共同发明人Dent的转让给本发明同一受让人的1998年4月2日提交的题为“混合Chireix/Doherty放大器和方法”序列号为09/054063申请的CIP申请，其公开作为在先(Parent)申请附此作参考，后者本身又是共同发明人Dent的转让给本发明同一受让人的1998年4月2日提交的题为“利用双向器件的功率波形合成”序列号为09/054060申请的相关申请，其公开附此作参考。

发明背景

本发明涉及功率放大器和放大方法，更具体地说，涉及高效功率放大器和相关的方法。

功率放大器广泛应用于通信系统，例如无线电话基站和无线电话。在无线电话通信系统中的功率放大器一般放大发射用的高频信号。

在功率放大器的设计上主要考虑的是效率。一般都要求效率高，以便减小作为热耗散的功率量。再者，在诸如卫星和便携式无线电话等许多应用中，可用的功率量是有限的。这里可能要求提高功率放大器的效率，以便能够延长卫星和无线电话的工作时间。

在Doherty的(1940年8月)的美国专利No.2210028中，描述了用单一1/4波长传输线耦合的两个真空管功率放大器的电路。最近的Upton等人的题为“微波Doherty放大器”的美国专利No.5420541中描述了半导体型式的Doherty放大器。Proc.IRE，Vol.23 No.11(1935)，pp.1370-1392题为“大功率异相调制”文献中，Chireix描述了通过结合两个带有可变相位差的恒定输出振幅的放大器给出调幅输出信号的发射机，以便使其输出的相对相位可以从相加到相减改变。在共同发明人Dent的题目均为“功率放大器中废能控制和管理”的美国专利No.5568088；5574967；5631604；和5638024中，公开了各种耦合的功率放大器电路，其中用振幅恒定的功率放大器可以产生振幅变化的信号。在申请人1964毕业论文项目中，建造并报告了一种放大器，其中Vcc的值根据所需的输出振幅是大于还是小于0.7Vcc而选择Vcc或者0.7Vcc。最后，1960年代，提出和生产了许多所谓“丁类(Class-D)”脉宽调制放大器。

发明概述

本发明的实施例可以利用固定和调制的电源电压以及升压/降压控制来放大信号。具体地说，在本发明的一个实施例中，在第一饱和功率放大器中放大振幅变化的信号，所述第一饱和放大器由固定电压的电源供电、产生恒定振幅的第一输出信号。所述振幅变化的信号还在第二饱和功率放大器中放大，后者由调制电压电源供电、以便产生第二输出信号、其振幅取决于振幅变化的信号、调制电源电压和反相及非反相控制信号。第一和第二输出信号在负载中组合。对调制电压电源进行调制、而同时产生反相和非反相控制信号、使得在所述负载中组合的第一和第二输出信号放大所述振幅变化的信号。振幅变化的信号也可以是振幅变化和相位变化的。

附图的简单说明

图1用曲线举例示出两个恒定包络信号的矢量相加；

图2是利用正交调制器和一对隔离的功率放大器的传统功率放大器的方框图；

图3是按照在先申请(the Parent Application)的功率放大器的第一实施例的方框图；

图4是按照在先申请的功率放大器的第二实施例的方框图；

图5是按照在先申请的功率放大器的第三实施例的方框图；

图6是利用双向器件的功率放大器中电流和电压关系的电路图；

图7是按照在先申请的功率放大器的第四实施例的方框图；

图8是按照在先申请的功率放大器的第五实施例的方框图；

图9用曲线举例示出按照部分继续申请的利用4个振幅恒定矢量的复矢量合成；

图10是按照CIP申请用于利用两个以上振幅恒定而相位受控的信号把振幅变化和相位差变化的输入信号规定为所需功率电平的系统和方法的实施例的方框图；

图11是图10的4相量调制器实施例的方框图；

图12是按照CIP申请用于利用锁相环对调相信号进行滤波的系统和方法一个实施例的方框图；

图13是按照CIP申请用于利用两个以上振幅恒定而相位受控的信号把振幅变化和相位变化的输入信号规定为所需功率电平的系统和方法的实施例的方框图；

图14是传统的Doherty放大器的方框图；

图15是按照本发明用于放大振幅变化的信号的系统和方法的实施例的方框图；

图16是按照本发明的可以提供分开的同相和正交相位通路的系统和方法的另一个实施例的方框图；

图17是按照本发明用于放大信号的系统和方法的再一个实施例的方框图；

图18是按照本发明的另一个实施例的方框图，其中可以分开地放大信号的同相和正交相位分量；

图19是按照本发明用于放大信号的系统和方法的再一个实施例的方框图；

图20是按照本发明用于放大信号的系统和方法的再一个实施例的方框图；

图21A是传统的前向降压稳压器的电路图；

图21B是按照本发明的反向升压稳压器几个实施例的电路图；以及

图21C是按照本发明的前向降压稳压器或反向升压稳压器几个

实施例的电路图。

最佳实施例的详细描述

现将参照表示本发明最佳实施例的附图更全面地描述本发明。但是，本发明可以用许多种不同的方式实现，而不应认为是限于这里提出的实施例。相反，这些实施例是为了使本公开更加彻底和完全，并向本专业的技术人员充分传授本发明的范围而提供的。所有图中类似的号码都代表类似的元件。将会理解，当一个元件被称为“连接”或“耦合”到另一个元件时，它可以直接连接到或耦合到另一元件，或可能存在中间元件。反之，当一个元件被称为“直接连接”或“直接耦合”到另一个元件时，其间不存在中间元件。另外，这里描述的或举例示出的每一个实施例都包括导电类型互补的实施例。

传统的功率放大器，诸如乙(B)类放大器一般都仅仅在其最大饱和功率输出电平或其附近提供最高效率。为了准确地重现振幅变化的信号，峰值输出信号电平应该等于或小于所述最大饱和功率电平。当瞬时信号输出电平小于该峰值时，传统的乙类功率放大器一般都在小于最高效率的情况下工作。

效率一般都随着输出功率的平方根而降低。这是因为，利用例如乙类(放大器)时，输出功率随着输出电流的平方而下降，但对于来自电池或其他直流电源的功率消耗只随着输出电流成正比地下降。因此，作为输出功率与电池功率之比的效率，与电流成正比地，亦即与输出功率平方根成正比地下降。

因而，在2瓦峰值输出下具有60％效率的功率放大器一般在输出1瓦(输出功率降低3dB)时效率只有42％。此外，放大振幅变化的信号时，传统的放大器不能产生与输入信号振幅成正比的输出信号振幅，因此引起非线性畸变或互调。

对于变化的输出信号功率P(t)＝A²(t)，平均效率可以估计为：

或

通过各种技术、诸如输入信号的反预畸变或反馈、包括用于线性放大带宽远小于中心频率的信号的射频功率放大器中的卡笛尔反馈等各种技术，可以减小传统放大器的非线性。不幸的是，超过以上效率公式时线性一般不变，该公式事实上已经假定输出振幅可以忠实地跟随所需的变化的振幅波形。实际上，上面计算的平均效率假定完善的线性。

造成功率损失的原因是，电流I(t)在恒定的电压Vcc下从电池拉出，但却在小于Vcc的变化的电压I(t)·RL下提供给负载。电压差Vcc-I(t)·RL在输出器件(亦即在集电结)两端损失掉，引起器件内的功率耗散。

在Doherty的美国专利No.2,210,028(1940年8月)中，描述了由单条1/4波长线耦合两个真空管的功率放大器的电路。第一放大器工作在高达Pmax/4的输出电平下，其时达到了乙类最大的实际功率。对于超过该电平的功率，使第二放大器作贡献。第二放大器影响离开1/4波长处的第一放大器的负载阻抗，使得第一放大器可以将其功率增大到Pmax/2，而第二放大器也贡献达Pmax/2，形成等于1的Pmax，此时两个放大器再次达到乙类最大的实际效率。于是，输出电平在从Pmax/4至Pmax的6dB范围内保持效率。最近在Upton的题为“微波Doherty放大器”的美国专利No.5,420,541中描述了半导体型式的Doherty放大器。

在先有技术Doherty放大器中，“正常的”功率放大器在从0功率至1/4峰值功率电平的范围内放大信号，在该功率电平下达到乙类最高效率。于是，峰值功率放大器开始影响输出功率，并通过减小从“正常”功率放大器看去的有效负载阻抗使之能够产生高达峰值功率电平一半的更大的功率输出。峰值放大器还产生一半的峰值功率电平，使得两个放大器结合起来产生所需的峰值功率电平。先有技术中的“峰值”功率放大器在反相下不能工作，以便降低输出功率电平，从而增大从“正常”功率放大器看去的有效负载阻抗，实际上使得它产生较低的功率。因此，“峰值”功率放大器不能对称地起“槽”功率放大器的作用。

Chiriex在题为“高功率异相调制”Proc.IRE，Vol.23No.11(1935)，pp.1370-1392中描述了通过把两个带有可变相位差的恒定输出振幅放大器组合起来、使得它们的输出的相对相位从相加到相减变化来形成一个能够给出调制振幅输出信号的发射机。没有把Chiriex和Doherty的技术结合起来以获得线性良好而效率高的放大器，因为Doherty放大器取决于两个共相的构成放大器，而CHIriex放大器取决于两个异相的构成放大器。当两个放大器异相时，正如它们在先有技术中那样，最好利用混合耦合器或定向耦合器把它们结合而使它们彼此隔离。定向耦合器把两个放大器的输出信号组合起来产生和信号和差信号，和信号用作所需的输出，而差信号终结在一个假负载上。因为所有放大器功率最后或者到达和端口或者到达差端口，而且不反射到任何一个放大器上，所以放大器彼此隔离，不影响彼此的负载线。

在共同发明人Dent的题目都是”功率放大器中废能量控制和管理”的美国专利No.5,568,088；5,574,967；5,631,604和5,638,024中，公开了耦合功率放大器的各种配置，其中变化的放大器信号可以利用恒定振幅的功率放大器产生。在一种配置中，两个恒定的功率放大器像在Chireix中那样由相对的相位移驱动，使得它们的输出或多或少地建设性地或破坏性地相加，以产生变化的输出。所述各放大器在它们的输出端利用形成和信号和差信号的混合耦合器或定向耦合器耦合。对这里描述的先有技术的改进包括利用整流电路在差端口回收通常被废弃的能量。Doherty的专利、Chireix的文章和上面引用的Doherty专利均包括在此作参考。

在本申请人1964年的毕业论文项目中，建造和报导了一种放大器，其中Vcc的值根据所需的输出振幅是大于还是小于0.7Vcc而选为或者Vcc或者0.7Vcc。对于纯正弦波驱动，这使峰值效率从乙(B-CLASS)类放大器的理论值π/4(～78.5％)提升到称为乙丙(BC-CLASS)类的新放大器的85.6％。在最大输出功率的一半的位置，效率为78.5％，而不是乙类的55％。

Vcc的选择是利用输出振幅小于0.7Vcc时连接到提供负载电流的0.7Vcc电源的第一对晶体管和连接到用于提供振幅在0.7Vcc和Vcc之间的负载电流的幅度Vcc电源的第二对晶体管进行的。二极管用来通过防止输出振幅被驱动到它们的电源电压时的反向电流来保护第一对晶体管。以上配置在音频范围内工作得很好，此时二极管足够快地导通和截止，但对微波频率可能无效。

另外，在1960年代，提出和制造了许多被称为”丁类”(D-Class)或脉宽调制放大器。脉宽调制放大器使输出器件在高的频率下以与瞬时所需信号波形成正比的占空比在导通和截止之间切换。低通输出滤波器使切换信号平滑，以便除去高切换频率而产生变化的占空比信号的平均值作为所需的输出信号波形。丁类放大器的缺点是必须以比待放大的所需信号高非常多的频率切换输出器件，这在所需信号已经是诸如微波信号等高频信号时是不现实的。

以上的调研指出，为了改善功率放大器的效率，已经采取了许多技术。但是，尽管有这些技术，现在仍旧需要一种能够高效地工作在最大输出下、而且在低于最大输出的输出也能高效地工作的功率放大器。另外，功率放大器最好在诸如无线电通信系统所用的高频信号的情况下高效地工作。

本专利申请描述两个利用Chireix异相调制驱动的放大器的彼此耦合，使得放大器影响彼此的实际负载线。因此这两个放大器可以在宽的范围内维持比传统的Doherty放大器高的效率。

更具体地说，本专利申请提供一种利用DC电源放大振幅变化和相位变化的AC输入信号的装置。该装置包括把AC输入信号转变为具有恒定振幅和第一相位角的第一信号以及具有恒定振幅和第二相位角的第二信号的变换器。第一放大器放大第一信号，而第二放大器放大第二信号。耦合器使第一和第二放大器彼此耦合并耦合到负载阻抗，使得第一放大器中的电压或电流与第二放大器中的电压或电流呈线性关系。

在一个实施例中，耦合器至少包括一个使第一和第二放大器彼此串联连接并耦合到负载阻抗的变压器。在另一个实施例中，耦合器包括把第一和第二放大器分别彼此耦合并耦合到负载阻抗的第一和第二1/4波长传输线。

按照本专利申请的另一方面，第一和第二放大器是第一和第二双向放大器，使得电流在AC输入信号的信号周期的一部分期间从第一和第二放大器流到DC电源，从而把能量返回DC电源。此外，由此还可以获得效率的提高。

相应地，利用Chireix的异相调制驱动的两个耦合放大器可以同样地工作，并能对称地影响彼此的有效负载线，使得既能有效地产生峰值功率电平又能有效地产生谷值功率电平，并在比Doherty放大器宽的动态范围内维持效率。当这两个异相的放大器影响彼此的负载线时，电流在信号波形周期一部分期间从DC电源流到负载，并在该周期的另一部分流到该电源。来自电源的平均功率消耗可以以与负载功率减小的相同比例减小。在Chireix和Doherty的公开中，当时的真空管不能在反方向上把返回电流引导到电源。反之，在在先申请中，利用双向器件构成的两个放大器由两个分开的最好是数字合成的波形驱动、并且它们的输出被组合、例如利用变压器或连接到谐振短路电路的两个1/4波长传输线。利用在先中请，甚至可以在以高于Doherty技术的效率改进的同时，获得Chireix线性的优点。

当两个振幅恒定的信号要结合以产生一个变化的振幅时，每一个信号的相位彼此朝相反的方向变化。当所得的信号的相位也变化时，所需的相位变化加到每一个信号的相位上。相位变化的方向就所述信号之一而论是加到变化的相位分量上，而从另一个减去。因此，一个信号的相位可能必须变化更快。

当锁相环用来产生所需的射频下的所需的变化相位时，跟随更加快速变化的相位所需的锁相环带宽因而可能需要加大。锁相环带宽的这种增大可能允许更加不希望有的噪音放大。

CIP申请可以提供一种不必不适当地增大用以在所需的高频下产生变化相位的锁相环带宽的功率放大器和放大方法。具体地说，按照CIP申请，振幅变化和相位变化的输入信号转变为两个以上恒定振幅和相位受控的信号。然后将这两个以上振幅恒定而相位受控的信号中的每一个在单独的放大器中单独放大。然后把这两个以上单独放大的振幅恒定而相位受控的信号组合起来，以便产生一个所需功率电平下输入信号的放大的输出信号。把输入信号转变为两个以上的信号时，控制这两个以上振幅恒定而相位受控的信号中的每一个的相位，以便产生一个作为输入信号在所需功率电平下放大的输出信号。

在CIP申请的一个最佳实施例中，这两个以上振幅恒定而相位受控的信号是4个振幅恒定而相位受控的信号。这4个振幅恒定而相位受控的信号是第一对振幅恒定而相位受控的信号，它们结合产生输出信号的第一复数部分；以及第二对振幅恒定而相位受控的信号，它们结合产生输出信号的第二复数部分。最好控制第一对振幅恒定而相位受控的信号的相位，以便反时针方向改变，以产生输出信号的第一复数部分。最好控制第二对振幅恒定而相位受控的信号的相位，以便反时针方向改变，以产生输出信号的第二复数部分。饱和功率放大器最好单独放大这两个以上振幅恒定而相位受控的信号中的每一个。

在CIP申请的一个实施例中，结合是通过串联结合单独放大两个以上振幅恒定而相位受控的信号而发生的，以便产生一个作为输入信号在所需功率电平下放大的输出信号。串联结合可以利用两个以上变压器来发生，每一个变压器都有初级和次级绕组。相应的初级绕组耦合到相应的两个以上放大器之一。次级绕组串联地耦合，以便产生作为输入信号在所需的功率电平下放大的输出信号。或者，两个以上1/4波长传输线可以用来把来自所述两个以上放大器的信号组合起来。每一条传输线都具有第一和第二端。相应的第一端耦合到两个以上放大器中相应的一个。第二端耦合在一起，以便产生输入信号在所需的功率电平下放大的输出信号。也可以使用1/4波长传输线等效网络。例如，可以采用包括电容和电感的Pi网络。

可以通过对这两个以上振幅恒定而相位受控的信号中的每一个进行相位调制，最好进行正交调制，来控制这两个以上信号中每一个的相位，以便产生输入信号的放大的在所需功率电平下的输出信号。相位调制最好利用对于所述两个以上振幅恒定的信号中每一个的单独的锁相环来产生。

按照CIP申请的另一方面，振幅变化和相位变化的信号从多个振幅恒定而相位变化的信号产生，其和信号是振幅变化和相位变化的的信号。IQ波形发生器从振幅变化和相位变化的信号产生余弦载波调制波形I(t)和正弦载波调制波形Q(t)。函数发生器从余弦载波调制波形I(t)产生互补波形Q’(t)，使得I(t)和Q’(t)的平方和为一常数。第一调制器用I(t)调制余弦载波信号，以便获得第一调制余弦载波。第二调制器用Q’(t)调制正弦载波信号，以便获得第一调制正弦载波。诸如蝶形电路等电路形成第一调制余弦载波和第一调制正弦载波的和与差，以便获得振幅恒定而相位变化的信号。

第二函数发生器从正弦载波调制波形Q(t)产生互补波形I’(t)，使得I’(t)和Q(t)的平方和为一常数。第三调制器用I’(t)调制余弦载波信号，以便获得第二调制余弦载波。第四调制器用Q(t)调制正弦载波信号，以便获得第二调制正弦载波。诸如第二蝶形电路等第二电路形成第二调制余弦载波和第二调制正弦载波的和与差，以便获得第二组振幅恒定而相位变化的信号。

相应地，CIP申请可以把两个以上振幅恒定而相位变化的矢量结合，以便获得给定的合成矢量，结合后矢量具有比较缓慢变化的相位。在一个方面，把4个振幅恒定的功率矢量组合在一起。产生、放大和组合第一对信号矢量、以便产生相位恒定而幅度变化的矢量、后者代表所需的合成矢量的实部。产生、放大和组合第二对信号矢量，以便产生代表所需的合成矢量的虚部的第二个相位恒定而振幅变化的矢量，亦即与实部成直角的矢量。因此可以限制4个振幅恒定的矢量中每一个的所需的相位变化速率，从而允许使用带宽较小的锁相环。

一个最佳实施例采用第一正交调制器，后者包括正弦和余弦或I和Q调制器来产生调幅余弦载波信号和调幅正弦载波信号。调制的余弦和正弦信号相加和相减，以产生两个逆时针旋转的振幅恒定的矢量，其合成和是一个振幅等于所需实部的余弦信号。所需的实部是施加在余弦调制器上的I调制。Q调制是(1-I²)的平方根，后者保证I+jQ和I-jQ两者都是恒定振幅。第二正交调制器用所需的合成信号的虚部或Q部来调制正弦载波，同时用(1-Q²)的平方根调制余弦载波，从而保证在形成jQ+I和jQ-I之后，它们都是逆时针旋转的振幅恒定的矢量，其和为所需的虚部。然后对4个振幅恒定的矢量进行功率放大，例如，利用4个锁相环来把4个变化的相位以所需的最终传输频率传输给各个功率放大器的输出。

可以用这样的方法产生大于2、例如3的任何数量的振幅恒定而相位变化的矢量，其合成和是所需的振幅变化和相位变化的矢量。所需的振幅变化和相位变化的矢量有规定的分量，分别是实部和虚部。但是，两个以上振幅恒定的矢量的结合提供过多的自由度，按照CIP申请这可以用来选择能够减小并且最好使任何矢量变化速率最小化的解决方案。这种解决方案可以或者实时地通过数字信号处理计算出来，或者对于数字调制，可以针对顺序的调制符号的各种组合进行离线计算、并存储在查询表中以备今后实时产生符号时用。

图1表示相位变化的矢量如何能够像Chireix在其1935年的文献首先建议的，用两个具有正确的相对相位关系的振幅恒定的矢量的相加来构造。内圆表示一个功率放大器的最大振幅，而外圆表示两个相等的功率放大器的最大振幅。如图所示，所需振幅是A(t)而所需相位是φ(t)。这可以利用第一同相和正交信号I1和Q1以及第二同相和正交信号I2和Q2获得，其中I1＝COS(φ-α)，Q1＝SIN(φ-α)，I2＝COS(φ+α)而Q2＝(φ+α)，式中α＝arcos(A/2)。

在那个时代，Chireix没有现代数字信号处理技术可用，来精确地产生两个异相位的信号。图2中示出利用由数字合成矢量波形I1，Q1，I2和Q2驱动的两个正交调制器202，204和正交振荡器206的现代实现方案。

每一个都是例如具有Pmax/2功率的丙类(Class-C)放大器的两个功率放大器212，214的输出，可以利用混合或-3dB定向耦合器220(耦合系数“k”＝0.7071)相加。混合或定向耦合器220有效地产生和及差信号。用相同的阻抗终接差端口与和端口提供两个功率放大器之间的隔离、使得来自一个放大器的功率(电压或电流)不能到达另一个放大器。当两个放大器被同相驱动时，和信号上升到Pmax，而在它们被以180度的相位差驱动时，和信号下降到0。其间，功率是Pmax.cos²(α)，式中‘α’是相对相位差。差输出是Pmax.sin²(α)，于是输出的和总是Pmax。

当所需输出小于Pmax时，差值Pmax-P(t)从差端口输出，而且一般都是损失掉。在这种情况下平均效率甚至可能比上面针对乙类放大器计算的更差，因为电池电流在输出小于Pmax时并不减小。另一方面，实际上有可能构成其效率高于有线性所需的放大器的效率的恒定包络放大器(在Pmax下)，使得在实际上可以获得好处。但是，即使可以获得丙类(Class-C)的100％效率，所述配置在峰值-平均功率比为3dB时只会给出50％的效率，而在峰值-平均功率比为6dB时则只有25％的效率。

为了帮助提高效率，共同发明人Dent在上面包括的Dent专利中建议回收一般在输出耦合器的差端口耗散掉的能量。废能量回收整流器222用来对耗散的能量进行整流，并把直流电流馈送到电池。已知即使在微波的频率下都可以构造非常有效的整流器，正如利用微波的无线电功率传输的研究已经表明的。

对于数字调制信号，已知可以把数据位期间需要的不同的I和Q波形的数目限制为2的围绕当前位的小位数次方，因为可以从当前数据位删除的数据位的作用可以忽视不计。于是，可以针对附近位的所有2的N次方组合预先计算波形I1，Q1，I2和Q2，并存入存储器，在需要时调用。这样，可以不必实时计算反余弦。

现参照图3，描述按照在先申请的功率放大器300的第一实施例。功率放大器300放大振幅变化和相位变化的AC输入信号，以便利用DC电源328在负载阻抗R_L326上产生放大了的输出信号电压和输出电流。显然，负载阻抗326可以是天线，DC电源328可以是电池。

仍旧参照图3，功率放大器300包括把AC输入信号332转换为振幅恒定并具有第一相位角的第一信号306和振幅恒定并具有第二相位角的第二信号308的转换装置330。转换装置330可以用数字信号处理器(DSP)334形成，后者产生I1，Q1，I2和Q2信号。第一和第二正交调制器302，304分别响应正交振荡器310以及同相和正交信号I1，Q1，I2和Q2，以便产生第一信号306和第二信号308。转换装置330的设计和操作及其各个组件是本专业技术人员众所周知的，故在此没有必要描述。

还是参照图3，第一放大器312放大第一信号306，以产生恒定电压振幅的第一输出信号电压SI(316)。正如下面将要详细描述的，第一放大器312最好包括双向放大器装置，后者把电流从DC电源拉出，但它也向DC电源提供电流。相应地，放大器312和DC电源328之间的连接表示为双向的。

再次参照图3，第二放大器314放大第二信号308，以便产生恒定电压振幅S2(318)的第二输出信号电压。如上所述，第二放大器314也包括双向放大器装置，后者从DC电源拉出电流，并向DC电源提供电流。放大器312和314可以是丙类功率放大器，尽管其他类别的功率放大器也可以采用。

还是参照图3，耦合器320把第一和第二放大器312和314彼此耦合，并把它们耦合到负载阻抗326，使得第一放大器的电压或电流与第二放大器的电压或电流有线性关系。耦合器320可以不同于传统Chireix电路用的定向耦合器。具体地说，耦合器320不将第一和第二放大器彼此隔离。相反，它以相互作用的方式把第一和第二放大器彼此耦合，使得每一个影响另一个的负载线。

在图3中，耦合器320包括第一变压器322和第二变压器324。它们各自的次级绕组322b和324b串联连接在负载阻抗326的两端。它们各自的初级绕组322b和324b分别连接到第一和第二放大器312和314的输出端316和318。相应地，第一和第二输出信号电压S1和S2的和在负载阻抗326两端产生放大了的输出信号电压，还产生流过负载阻抗的输出电流。与输出电流成线性关系的放大器电流流入第一和第二放大器312和314两者的双向放大器装置。

变压器322和324使相对于地的输出端的串联连接便于实现。串联连接可以保证等于负载电流或其按比例缩放值的同样电流流入两个放大器312和314的输出电路。

通过省略图2的用于把两个放大器彼此隔离的输出耦合器，允许所述两个放大器相互影响或相互作用。具体地说，当两个放大器异相驱动使得输出信号SI等于-S2时，它们输出到负载阻抗RL的和将等于零因而没有负载电流。所以，流入放大器装置的电流也将由于串联连接而为零，这保证了两个放大器的电流和负载电流相同。若没有电流流入放大器装置，则来自DC电源电压Vcc的消耗的电流亦将为零。于是，与即使在瞬时负载功率为零时也从电源消耗恒定数量功率的图2的耦合功率放大器形成对照，图3的电路可以随着瞬时输出功率减小而减小电流消耗。

现将参照图4，它表示按照在先申请的功率放大器的第二实施例。如图4所示，功率放大器400类似于图3的功率放大器300。但是，把第一和第二放大器312和314连接到负载阻抗326的相互作用耦合器320’分别用第一和第二1/4波长传输线422和424实现。负载阻抗包括输入节点440，而第一和第二1/4波长传输线422和424最好连接到该输入节点440。

如图4所示，微波频率下的串联连接可以更现实地利用两条1/4波长传输线422和424、通过1/4波长距离的(distant)并联连接来实现。当两条1/4波长传输线的输出并联时，输出电压在输入节点440上被强制变为相同(Vo)。若这些传输线具有相同的阻抗，像图3所示地在串联连接中建立相同的状态，则这迫使这些电流在功率放大器312和314同样地相隔1/4波长。若传输线具有不同的阻抗Z01和Z02，则迫使功率放大器的输出电流I1和I2按照与该阻抗成反比的方式缩放。

功率放大器理想的是每一个都在它们的1/4波长传输线的两端产生Vcc的输出摆动。因为该电压在该端相同，所以相隔1/4波长的另一端的电流在相同传输线的情况下必须相同。若传输线阻抗不相等，则在传输线连接处电流分别为Vcc/Zo1和Vcc/Zo2。于是总的输出电流Io＝Vcc(1/Zo1+1/Zo2)或者对于相同的传输线为2Vcc/Zo。

若功率放大器产生相对相位电流VccEXP(jα)和VccEXP(-jα)，则总的输出电流为：

$\mathrm{Io}=\mathrm{VCC}(\frac{\left(\mathrm{EXP}(\mathrm{j\α}\right)}{\mathrm{Zo}}+\frac{\mathrm{EXP}(-\mathrm{j\α})}{\mathrm{Zo}})$

$=2\mathrm{Vcc}\·\mathrm{Cos}\left(\mathrm{\α}\right)/\mathrm{Zo},$

假定传输线阻抗Zo相等。

于是电压Vo由下式给出：

$\mathrm{Io}\·R_L=\frac{2\mathrm{VCC}\·R_L\mathrm{Cos}\left(\mathrm{\α}\right)}{\mathrm{Zo}}$

而这本身又迫使功率放大器电流为

$\frac{2\mathrm{Vcc}\·R_L\mathrm{Cos}\left(\mathrm{\α}\right)}{{\mathrm{Zo}}^2}$

表明每一个功率放大器的峰值电流减小了Cos(α)，在混合耦合的情况下并非如此。当α＝90度时，两功率放大器反相，输出信号Vo，Io为零，但是，功率放大器电流却是如此，即使它们仍旧被驱动至满幅度Vcc输出摆动。这就像是负载阻抗增大至无穷大。于是，通过调制α(用DSP编码)，从功率放大器看去的有效负载阻抗也被调制、使得它们只产生瞬时所需的输出功率。

为了获得最大效率，最好避免流入功率放大器输出电路的谐振电流。这可以利用与功率放大器输出端串联的串联谐振电路以便提供对基波的低阻抗和对谐波的高阻抗获得。但是，如图5中放大器500中所示，可以不这样，而是把单一并联谐振电路550连接到离开两个1/4波长传输线的节点一个1/4波长。并联谐振器迫使传输线连接点(节点440)电压波形为正弦波，因此在功率放大器件处迫使一个1/4波长处的电流为正弦波。

如上所述，第一和第二放大器312和314最好分别包括双向放大器件，后者从DC电源326拉取电流，并把电流提供给DC电源。相应地，在AC输入信号332信号周期的一部分期间，电流从第一和第二放大器流到DC电源，把能量送还DC电源。图6举例示出包括按照在先申请的双向放大器件的功率放大器的一个实施例。

如图6所示，该功率放大器312的一个实施例包括P型场效应晶体管602和N型场效应晶体管604，它们各自连接在正和负电源328a和328b之间。输入信号332耦合到P型场效应晶体管602和N型场效应晶体管604。这些场效应晶体管产生提供给1/4波长传输线422的输出信号。类似的考虑也适用于第二放大器314。

当α处在0和90度之间时，正如图6举例示出的，所述功率放大器件中的正弦电流不同相、使得所述器件导通和截止。也如图6所示，来自电源的平均电流相对于峰值电流Ipk再减小一个系数cos(α)。因为Ipk也随着cos(α)减小，电源电流净减小cos²(α)，这是输出功率因α调制而减小的同一个系数。因此电源功率和负载功率都减小了，同时在截止和在导通时维持同一个理论效率。这取决于双向功率放大器件的采用，它们可以在输入信号周期一部分期间在反方向流通电流，把能量送还电池。

如图6所示，利用理想的双向器件时理论效率为100％，在单端推挽输出级的情况下可以理解这一点。在从0到(π-α)的范围“a”内，电流从-Vcc/2流到负载，与此同时N型器件导通，降低。这是把能量从-Vcc/2电源328b输送到负载。在范围“b”内，电流仍旧是负的，但P型器件导通。平均电流和能量反向流到Vcc/2电源328a。在范围“c”，电流从Vcc/2电源328a流到负载，同时P型器件导通，而在范围“d”，当N型器件导通时电流仍旧是负的，把电流和能量送回-Vcc/2电源328b。于是，平均电流为：

$\frac{\mathrm{Ipk}}{2\mathrm{\π}}[\underset{0}{\overset{\mathrm{\π}-\mathrm{\α}}{\∫}}\sin \left(\mathrm{\θ}\right)\mathrm{\δ\θ}-\underset{0}{\overset{\mathrm{\α}}{\∫}}\sin \left(\mathrm{\θ}\right)\mathrm{\δ\θ}]=I_{\mathrm{pk}}\cos \left(\mathrm{\α}\right)/\mathrm{\π}$

来自-Vcc/2和+Vcc/2每个电源的平均电流，与同相电流相比按照系数cos(α)减小。

在图6中，来自分开的电源-Vcc/2和+Vcc/2的平均电源电流在α＝0时计算为Ipk/π。因此，来自两个电源的总功率为

Ipk.Vcc/π.    (1)

单端功率放大器输出端的方波电压摆幅为-Vcc/2到I-Vcc/2，亦即Vcc/2峰值，使得阻抗为Zo的1/4波长传输线端部的电流必须是峰值电流为+/-Vcc/2Zo的方波，使得驱动图5谐振器的基波电流为：

$\frac{2\mathrm{Vcc}}{\mathrm{\π}\·\mathrm{Zo}}\mathrm{peak}---\left(2\right)$ 该电流引起数值如下的峰值负载电压：

$\frac{2\mathrm{Vcc}.R_L}{\mathrm{\π}\·\mathrm{Zo}}---\left(3\right)$

因而负载功率为峰值电流×峰值电压：

$=\frac{{2\mathrm{Vcc}}^2\·R_L}{{(\mathrm{\π}\·\mathrm{Zo})}^2}---\left(4\right)$

方程式(3)给出1/4波长传输线端部谐振器上的正弦电压摆幅。因而，该传输线功率放大器件一端的电流是它被Zo除，亦即

$\mathrm{Ipk}=\frac{2\mathrm{Vcc}\·R_L}{\mathrm{\π}\·{\mathrm{Zo}}^2}---\left(5\right)$ 把方程式(5)中的Ipk代入方程式(1)得出总的DC输入功率为：

$=\frac{{2\mathrm{Vcc}}^2\·R_L}{{(\mathrm{\π}\·\mathrm{Zo})}^2}---\left(6\right)$

与方程式(4)相同，表明效率为100％。

众所周知，把方波转换成正弦波输出的带有无损滤波的开关方式逆变器给出理论上的100％效率。但是，在包括于图7的发射机实施例中的图3至6的配置中，即使是振幅变化的信号或者在发射机被逆转至满输出以下时，仍能维持该效率。在图7中，放大器700可以采用开关方式(丁类(Class-D))功率放大器。负载326是天线。于是，理论上不限制效率的本发明是一个比其理论效率即使采用理想器件也已经小于100％的先有技术好的起点。

本申请采用诸如数字信号处理器(DSP)334等装置来把具有变化振幅和变化相位的复调制信号转换为振幅恒定而相位以不同方式变化的两个调制信号。于是，它采用装置来产生两个用相应的调相的信号来调制的信号。一个装置已经举例示于图2，亦即采用分别用它们相应的调相信号的余弦和正弦驱动的两个正交调制信号302，304。另一种技术示于图8的实施例，其中采用两个频率合成器802和804，每个均为相位可调制的，诸如可调制分数N合成器802和804。可调制分数N合成器包括累加器，后者的数值决定受该合成器控制的振荡器812，814的相位。一般，在分数N合成器中，累加器通过重复加上斜率值而连续加大(带返转)，它提供频率偏移量。为了改变相位，累加器通过仅一次加上等于所需相位改变量的方法来额外增大。该配置示于图8。

利用两个单独的分数N合成器802，804，各增加的相位增量值的累加性质可能不同步。因此，实际上，需要维持同步就意味着两个合成器必须结合在单一芯片上。另外，Dent在1998年11月10日授予的题为“采取DC响应的三点调制用的频率合成系统和方法”的转让给本申请的受让人的包括在此作参考的美国专利No.5,834,987中公开的称作“倒分数N”的合成器类型可能是有利的，因为它调制受固定基准频率控制的基准分频器，后者在需要两个调制的合成器时易于同步。

另一种可以直接调相的合成器技术是直接数字合成器或DDS，其中累加器连续地计算(ωt+φ)的值，并利用正弦查用表把最高有效位部分转换为正弦波。其他任何产生调相信号的传统方法也均可用于在先申请。

当在先申请的发明的一个实施例可以用来产生振幅和相位都变化的信号时，两个恒定包络线放大器通过分别求出确定相位分量的所需相位变化量和振幅的和与差来产生相位变化的信号。当两个相位分量的变化量具有同一方向时，和相位变化较快；而差相位变化较快。于是一个相位变化比另一个快，而当所需的信号矢量具有从靠近复平面原点(0，0)通过的轨迹时，相位变化速率可以变得非常大。若信号矢量刚好通过原点，即、信号振幅达到零，则两种相位变化都具有有限的微商。但是，对于从无限接近原点处通过的矢量，相位的微商可以任意大。

仅仅相位改变的振幅恒定的信号可以利用调制锁相环产生，这是一个潜在的优点。但是，由锁相环产生的相位的变化速率受该环带宽限制。需要避免利用过分宽的锁相环带宽，使得锁相环有助于滤除不希望有的噪音，并防止来自要发射的信号的宽带噪音。但是，利用窄的锁相环会限制精确重现从靠近原点处通过的复信号矢量轨迹。CIP申请可以解决这个设计矛盾，并且可以允许利用更加合乎要求的锁相环参数，而不必影响重现复信号轨迹的准确度。

参照图9描述第一实施例。图9表示通过单独地合成其虚部I和其实部Q来合成复矢量Z。它们每个又都是通过对恒定振幅逆时针旋转的相位变化的矢量相加而合成的。于是，图9表示4个恒定振幅矢量V1，V2(它们结合产生虚部I)和V3，V4(它们结合产生实部Q)。

利用一对矢量来只合成实部或虚部的好处是实部或虚部的轨迹仅仅在改变符号时才必须通过原点。数值通过零点的速率受合成复信号有限带宽的限制。于是，在合成有限带宽的信号时，可以保证4个矢量V1，V2，V3和V4中每一个的旋转速率是有限的。

此外，每一个矢量永远只必须相对于平均相位旋转+/-90度，以便产生在正最大和负最大信号振幅之间改变的实部或虚部。这样，与只用两个振幅恒定矢量(这时每个矢量可能都必须旋转整个360度，并继续旋转360度的任何倍数)相比，锁相环的设计可以易于实现。

图10表示按照CIP申请一个实施例的4个耦合的振幅恒定功率放大器1011a，1011b，1011c和1011d的配置。向4相调制器1010馈送有关所需的待发射信号的信息，后者可以例如用复信号实部I波形(余弦分量)和虚部波形Q(正弦载波分量)来描述。调制器1010产生4个表示如下的恒定振幅相位变化的信号：

e^(jωt+φ1)

e^(jωt+φ2)

e^(jωt+φ3)

和e^(jωt+φ4)

式中φ1＝arcos(I)；φ2＝-φ1；φ3＝90-arcos(I)；φ4＝180-φ3，“ω”是可以在另一个输入端提供的载波频率信号的频率。

因为ARCOS函数对于大于1的自变量没有定义，所以必须正确地缩放所需的信号Z＝I+jQ，使得它的峰值振幅永远不超过1，而且最好刚刚小于1。对所需功率电平的缩放是由放大器1011a…1011d完成的。放大器1011a…1011d的输出相当于图9的矢量V1，V2，V3和V4，利用变压器1012a和1012b串联相加来产生实部I。实部I只由余弦载波分量组成，后者是从正振幅到负振幅的振幅调制的，亦即双边带、受抑制的载波调制(DSBSC)。类似地，放大器1011c，1011d的对应于图9的矢量V3，V4的输出利用变压器1012c，1012d串联相加以便产生虚部Q，它是DSBSC调制的正弦载波分量。然后把所有变压器的输出串联连接，以便把I和Q加起来、获得所需的复信号调制Z＝I+jQ。

正如在先申请中所公开的，串联连接使相同的输出或负载电流流入所有放大器件，而不管其影响总的输出信号的电压。当电流与放大器的电压贡献同相时，该放大器从DC电源向负载提供功率。当放大器的电压贡献与负载电流反相时，假如采用双向输出器件，则该放大器便起同步同步整流器的作用，把电流送还DC电源。当放大器的电压贡献与负载电流相位成90度时，在AC信号周期一部分期间从DC电源消耗电流，而在AC信号周期另一部分期间把电流还回DC电源，平均不从DC电源消耗净电流。于是，仅仅放大器1011a…1011d从它们公共的DC电源(未示出)消耗的平均电流相当于输送到输出电路或负载的功率，因此它只与所需信号波形Z相符合。因此，采用理想双向放大器件的放大器的理论效率为100％，与先有技术的放大器形成对照，后者即使采用理想器件也具有较低的理论效率。

对于非常高的频率和微波操作，在在先申请中公开了串联连接的比较现实的形式可以是采用离放大器1/4波长的并联耦合，利用适当阻抗的1/4波长传输线。阻抗的选择是使放大器与负载阻抗、亦即与天线匹配，以便产生所需的总输出功率。1/4波长耦合线的长度还应根据需要缩短，以补偿放大器件的输出电容。1/4波长传输线的等效电路还可以例如如图13所示、在π网络1302配置中利用分立的电感和电容构成。每一个π网络C1，L，C2的第一个电容C1可以吸收放大器件的输出电容，而第二电容C2可以结合成单一的电容4C2。这样的网络最好应该利用附加的LC组件设计成在尽可能多的奇次谐波下反映放大器的高阻抗，而且该放大器最好是推挽放大器，它抑制载波频率的偶次谐波。

图11示出图10的4相量调制器1010的实施例的更多细节。I信号馈送到第一平衡调制器1101a，其中它乘以余弦载波分量，以产生Icos(wt)。I信号还馈送到函数发生器1100a，后者从I产生信号Q’，使得I和Q’的平方和是个常数。若用函数发生器1100a实现的函数f(x)是 函数，则实现这一点。Q’馈送到第二平衡调制器1101b，其中它乘以正弦载波分量，以便获得Q’sin(wt)。蝶形电路1102a既形成调制器1101a，1101b输出的和又形成它们的差，以便获得：

Icos(wt)+Q’sin(wt)和

Icos(wt)-Q’sin(wt)，两者均具有恒定振幅 $\sqrt{I^2+Q^2}.$

这两个恒定振幅的驱动信号对应于图9的矢量V1和V2，并驱动图10的放大器1011a和1011b。

所需的Q信号分量馈送到类似的电路，除了在平衡调制器1101c中把Q乘以正弦载波分量以及在平衡调制器1101d中把产生的信号I’(利用函数发生器1100b产生的)乘以余弦载波。然后蝶形电路1102b形成调制器1101c和1101d输出的和与差，以便获得两个恒定振幅信号Qsin(wt)+I’cos(wt)和Qsin(wt)-I’cos(wt)，这相当于图9的矢量V3和V4，并驱动图10的放大器1011c和1101d。

一般对传输信息进行编码，并利用数字信号处理把编码后的信息转换成基带调制信号I和Q。首先可以利用数字信号处理以一系列的数字样值的形式产生I和Q，然后用数模转换器(D/A)将其转换成模拟波形。在共同发明人Dent的美国专利5,530,722中描述了取消D/A转换器的技术，该专利包括在此作参考。该技术涉及把数字I/Q样值流转换成高的位速率，∑-Δ调制，然后通过低通滤波将其转换成模拟信号。

平衡调制器1101a，1101b，1101c，1101d，可以例如具有易于用半导体工艺生产的称为Gilbert单元(cell)的型式。来自Gilbert单元的输出信号是平衡(亦即推挽)电流，因此两个Gilbert单元的输出可以通过使它们的输出并联来相加，以便把它们的输出电流相加。然后，一个Gilbert单元的连接反转引起相减。这样，蝶形电路1102a，1102b可以通过把Gilbert单元的输出并联耦合来获得，利用对一个Gilbert单元连接的反转实现差输出。可以利用电流镜复制Gilbert单元的电流输出，以便获得用于形成和的一个平衡输出和用于形成差的类似的平衡输出。从包括在此的参考文献还知道，为了调制数据信号，可以预先计算整个∑-Δ位流，并贮存在查用表中，供不同的有限长度的数据符号序列之用，并通过用调制数据序列对该表寻址而获得正确的∑-Δ波形。

只利用调相信号来合成发射信号的一个潜在的好处是，相位调制可以施加在直接运行于输出频率并具有比从先有技术正交调制器所能达到的更高的功率输出的振荡器上。于是，功率放大器可能需要较小的增益来放大振荡器输出，因而对宽带噪音的放大较弱。防止功率放大器放大宽带噪音可能有助于避免诸如蜂窝电话机等同一台设备或邻近设备中从发射机到接收机的干扰。首先以发射中频产生调相信号、然后用锁相环把该相位调制转换为发射频率VCO的技术，在共同发明人Dent的美国专利5,535,432中有进一步的描述(该公开包括在此作参考)，并且从1992年起已经用于由L.M.Ericsson公司制造并在欧洲销售的符合GSM数字蜂窝电话标准的蜂窝式电话。这一方案的应用示于图12。

现参见图12，4相量调制器1010’以发射中频(TXIF)产生调相信号。发射频率电压控制振荡器1215a以发射频率Ftx产生信号，后者被功率放大器1211a放大。振荡器1215a输出的一部分被馈送到下变频混频器1214a，在这里与频率为Flo本机振荡器信号进行外差处理，该信号与所需的发射频率Ftx有一个TXIF偏移量，亦即

Flo＝Ftx+/-TXIF。

在蜂窝电话中，本机振荡器信号往往与已经用于接收部分的信号相同，这通过正确选择TXIF来保证，使得发射频率与接收频率偏移一个称为“双间隔”(Duplex Spacing)的量。

外差式下变频器(混频器1214a)在频率TXIF下的差频输出在相位检波器1213a中与来自调制器1010’的调相TXIF信号进行相位比较。若比较的相位不匹配，则由集成在锁相环1216a中的相位检波器1213a产生相位误差信号，以便产生给VCO 1215a的正确的控制信号，从而控制VCO 1215a的相位和频率，以便跟随来自调制器1010’的相位调制。

包括元件1213a，1214a，1215a和1216a以及功率放大器1211a的整个锁相环相位转换电路1220a复制为1220b，1220c和1220d，用于其他3个相量信道。4相量调制器1010’示于图12，具有信号数据输入，而不是I和Q输入。于是，4相量调制器1010’被假定包括数据符号序列向I，Q波形的转换，利用例如预先计算好的上述查用表。

当要把发射输出频率在不同的信道之间改变时，现在只要改变本机振荡器的频率Flo即可，而产生的发射信号将在改变为Flo的步骤中改变为新信道。利用锁相环来把相位调制转换为输出频率的好处是由环路滤波器16a…16d决定的锁相环带宽只需要具有足以正确地通过调制的带宽即可，因而有助于抑制宽带噪音，不然后者会被功率放大器1211a…1211d放大，可能干扰接收机。

现将描述CIP申请的另一个方面，这对应于通过结合两个以上振幅恒定的矢量来合成相位和振幅变化的矢量的比较一般的发明原理。上面参照图13详细地讨论了4个矢量结合的特定情况。在该示例中这些矢量是成对结合的，以便产生所需的复信号矢量的实部和虚部。一个目的是消除对任何矢量需要大的改变速率的可能性。利用两个以上振幅恒定的矢量合成复矢量时可用的过多的自由度较一般的目的可能是减小任何矢量所需的最大相位改变速率。最小相位改变速率解决方案的结果不一定是结合两个矢量来产生实部、结合两个矢量来产生虚部，若使用5个矢量中的3个，则这可能不是解决方案。

一般的问题可以在数学上列成公式如下：

找出N个相位波形φ(1)…φ(N)，使得

$\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\mathrm{j\φ}\left(k\right)}=Z\left(t\right),$ 所需的复波形

并使最大的|φ(k)|最小化。

一个替代的目标是使相位微商的平方和最小化，亦即

找出N介相波形φ(1)…φ(N)，使得

$\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\mathrm{j\φ}\left(k\right)}=Z\left(t\right),$ 所需的复波形

并使 $\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}|\stackrel{\·}{\mathrm{\φ}}\left(k\right){|}^2$ 最小化。

以上可以重新表述为标准语言的多重问题：

使 $\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}|\stackrel{\·}{\mathrm{\φ}}\left(k\right){|}^2$ 最小化，服从 $\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{je}}^{\mathrm{j\φ}\left(k\right)}\mathrm{\φ}\left(k\right)=Z\left(t\right)$

把上述涉及Z的复数方程分解为它的实部和虚部波形I和Q，并定义2xN矩阵A如下：

$\left[A\right]=\left[\begin{array}{c}\cos \left(\mathrm{\φ}1\right)\cos \left(\mathrm{\φ}2\right)......\cos \left({\mathrm{\φ}}_N\right)\\ \sin \left(\mathrm{\φ}1\right)\sin \left(\mathrm{\φ}2\right)......\sin \left({\mathrm{\φ}}_N\right)\end{array}\right]$

拉格朗日乘数问题有解

$\left[\begin{array}{c}\stackrel{\·}{\mathrm{\φ}}1\\ \stackrel{\·}{\mathrm{\φ}}2\\ \underset{.}{\overset{.}{.}}\\ {\stackrel{\·}{\mathrm{\φ}}}_N\end{array}\right]=A^{\#}{[A.A^{\#}]}^{-1}\left[\begin{array}{c}\stackrel{\·}{Q}\left(t\right)\\ -\stackrel{\·}{I}\left(t\right)\end{array}\right]$

上列方程式是一组N个非线性微分方程，原理上可能解出N个相波形，给出用实部I(t)和虚部Q(t)表示的所需的复信号波形Z(t)。这样的解实时完成可能是繁重的，但因为数字信号处理变得日益功能强大，如果不是已经有了经济可行地实现的实时解的话，不久也会有。该问题可以用dt的离散时间步骤陈述，以便获得各dt步骤中相位波形的采样、在dt离散步骤给出的Z(t)的值(如：Z1＝I1+jQ1；Z2＝I2+jQ2…等等)。

然后可以从上述微分方程求出时间步骤“i”的相位值为：

${\left[\begin{array}{c}\mathrm{\φ}1\\ \mathrm{\φ}2\\ \underset{.}{\overset{.}{.}}\\ {\mathrm{\φ}}_N\end{array}\right]}_i=A^{\#}{[A.A^{\#}]}^{-1}\left[\begin{array}{c}Q\left(i\right)-\stackrel{\‾}{Q}(i-1)\\ \stackrel{\‾}{I}(i-1)-I\left(i\right))\end{array}\right]+{\left[\begin{array}{c}\mathrm{\φ}1\\ \mathrm{\φ}2\\ \underset{.}{\overset{.}{.}}\\ {\mathrm{\φ}}_N\end{array}\right]}_{i-1}$ 式中I，Q是以前达到的值，由下式给出

$\stackrel{\‾}{I}(I-1)+j\stackrel{\‾}{Q}(I-1)=\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\mathrm{j\φk}(i-1)}$

以前达到的I，Q在时间步骤(i-1)用作步测点(steping-off point)、根据该步测点在时间步骤“i”达到新的所需的I，Q值，这就可以保证诸如以前达到的值中的取整误差等计算误差可以通过计算从以前达到的值包括误差、移到新的所需的值所需的相位值的步进变化来补偿。于是，可以防止计算误差积累。

在上述中，从每个步骤之后的新相位值再次计算矩阵A。在每个步骤之后，还把新的相位值用于相位调制，这可以包括任何或所有相位值的数模转换、转换后相位值的滤波、用于把相位调制转换为发射机输出频率的锁相环、诸如分数N合成器或直接数字合成器(DDS)等可相位调制的频率合成器、或者利用正交调制器把每对I和Q值调制成所需的射频载波信号后利用余弦/正弦函数或表把相位值重新转换成I，Q值，以便获得N个恒定振幅信号，其和即为所需的相位和振幅调制了的信号。

当从数字信息信号产生所需的调制时，往往可以利用任何时刻复调制波形Z(t)都只是有限个过去和将来数字信息符号的函数这一事实来简化计算。于是，每一时刻Z(t)都只可能有有限个M^L的可能值，其中M是可能的信息符号的字母大小。因而可以针对所有可能的M符号序列预先计算出所有可能的波形Z(t)。类似地，可以利用上列方程式预先计算出所有可能的N个相位波形的组，并使其与波形查用表中的符号序列相联系。然后用实际的符号序列来寻址该表，以便取出预先算出的相位波形或相当的I，Q波形，从而省去所需的实时计算。预先计算的好处之一是检测然后通过在相继出现的可能暂时脱离相位解的最小变化速率的各点之间采取替代例程来避免任何矩阵A.#A变为奇异矩阵的趋势，以便避免随后需要较大的相位变化速率。

相应地，在CIP申请中，在串联组合(或其等效操作)两个以上恒定功率电平的放大后的信号的基础上，可以有效地以传输功率电平产生振幅和相位变化的信号。提出了用于计算每一个恒定振幅信号所需的相位变化量的一般方法和系统，它可以使用3个或更多的信号。还提出了用于产生和组合4个信号的方法和系统的实施例，它可能比较简单，可能是最佳解决方案。

本发明的实施例可以利用固定的和调制的电源电压和升压/降压控制来放大信号。具体地说，本发明一个实施例在用固定电压的电源工作的第一个饱和功率放大器中产生振幅变化的信号，以便产生振幅恒定的第一输出信号。振幅变化的信号还在用调制电压电源工作的第二饱和功率放大器中放大，以便产生振幅取决于振幅变化的信号、调制的电源电压和反相/非反相的控制的第二输出信号。第一和第二输出信号在负载上组合。对所述调制的电压电源进行调制、同时产生反相/非反相的控制信号，使得负载中的组合的第一和第二输出信号将振幅变化的信号放大。振幅变化的信号可以是振幅变化和相位变化的。

在另一实施例中，可以对所述调制的电压电源进行调制、同时产生反相/非反相的控制信号，以便在振幅变化的信号的瞬时振幅小于第一饱和放大器在负载上产生的振幅时相对于振幅变化的信号反转第二输出信号，并且在振幅变化的信号的瞬时振幅大于第一饱和放大器在负载上产生的振幅时相对于振幅变化的信号不反转第二输出信号，使得所述负载中的组合的第一和第二输出信号放大振幅变化的信号。在另一个实施例中，第二饱和放大器采用双向放大器件，它从调制电压电源拉取电流，并向调制电压电源提供电流。反之，第一饱和放大器从固定电压电源拉取电流，而不向固定电压电源提供电流，以便产生振幅恒定的第一输出信号。在再一个实施例中，第二饱和功率放大器当反相/非反相控制信号指示非反相时从调制电压电源拉取电流，而当反相/非反相控制信号指示反相时向调制电压电源提供电流。

在再一个实施例中，通过利用负载串联组合第一和第二信号而在负载上组合第一和第二信号。在第一实施例中，第一和第二输出信号中的一个直接耦合到负载上，而第一和第二输出信号中的另一个通过隔离变压器耦合到负载。在第二实施例中，第一和第二输出信号分别通过各自的第一和第二1/4波长传输线耦合到负载。

在本发明的另一实施例中，两个放大器的输出端口可以与公共负载串联，例如把每一个放大器通过1/4波长传输线连接到同一个负载端。在这个实施例中，所述放大器之一可以由恒定振幅的AC驱动信号驱动，并由恒定电压DC电源供电，使得其输出信号为恒定的AC电压，而它对负载电流的贡献是与恒定AC电压成正比的固定的AC负载电流。第二放大器由可能是恒定驱动电平的适当驱动电平的驱动信号驱动至饱和，而第二放大器的DC电源端子连接到由高电平调制器响应调幅信号而产生的变化电压。另外，第二放大器驱动信号的相位可以是与第一放大器驱动信号同相或相差180度，取决于第二放大器对负载信号的贡献是与第一放大器的贡献相加(升压)还是相减(降压)。

在另一个实施例中，当第二放大器在“降压”制式下被驱动时，电流和功率从其DC电源端子流出，而且最好用可变的切换方式功率变换器、诸如反向应用的升压方式的功率变换器送回DC电源。或者，当第二放大器在“升压”制式下被驱动时，功率从DC电源通过诸如开关方式的“降压”稳压器等适当的可变的功率变换器流到放大器电源端。于是，这个实施例可以不是配置为“只降压”Doherty放大器，其中第一放大器提供所需的最大功率，否则用第二放大器“降压”；就是配置为升压/降压放大器，其中输出信号通过为第二放大器选择降压驱动相位或升压驱动相位，既可以向上又可以向下改变第一放大器输出信号电平。放大器还可以配置为“只升压”放大器。

本发明的实施例还可以用于具有同相分量(I)和正交相位分量(Q)的振幅变化的信号。在这个实施例中，第一和第二饱和功率放大器可以放大信号的同相分量。第三和第四饱和功率放大器可以放大信号的正交相位分量。因此所产生的第一、第二、第三和第四输出信号可以在负载上组合。第二和第四饱和功率放大器用的第一和第二调制电压电源可以相同或者可以是彼此无关的。另外，第一和第三饱和功率放大器用的第一和第三固定电压电源可以是相同或彼此无关的。

在本发明的再一个实施例中，信号是通过产生第一输入信号、第二输入信号、反相/非反相信号和来自所述信号的可变电源电压来放大的。利用固定电源电压放大第一输入信号来产生第一输出信号。利用可变电源电压响应非反相/反相控制信号而选择性地反相或非反相放大所述第二输入信号。第一和第二输出信号耦合到负载中，从而放大该信号。当选择性地进行反相和非反相放大第二输入信号时，可以从调制电压电源拉取电流和向调制电压电源提供电流。另一方面，当利用固定电源电压放大第一输入信号时，只从固定电源电压拉取电流。第一和第二输出信号可以在上面描述的电路中在负载中组合。此外，信号的同相和正交相位分量可以单独地放大，然后如上所述地组合。

在在先申请和CIP申请的实施例中，利用Chireix异相调制驱动的两个或两个以上耦合放大器可以相同地工作或对称地影响相互的有效负载线，使得有效地产生峰值和谷值功率电平，从而在比Doherty放大器宽的动态范围内维持功率效率。当两个放大器异相或影响彼此的负载线时，在信号波形周期的一部分期间电流从DC电源流到负载，在另一部分期间流到电源。这可以按照负载功率减小的比率减小来自电源的平均功率消耗，因而允许高效率。

不幸的是，功率放大器中的有源器件可以具有非线性。这些非线性引起调相信号的产生不够精确。本发明的实施例可以通过只用0或180度的相对相位关系驱动放大器来减小甚至可以消除非线性的影响。

因此，本发明的实施例可以提供这样一种射频发射机，它可以有效地产生中心处在载波频率上的大功率调制信号，调制具有分别由代表振幅的调制信号和调相信号决定的振幅和/或相位变化的分量。本发明的实施例可以用来在减小的功率电平下以高得多的效率从发射机产生可变输出功率电平，。

在本发明一个实施例中，两个放大器的输出端口等效地与公共负载串联，使得通过它们自己的1/4波长传输线连接到同一个负载端来连接每一个放大器。在这个实施例中，放大器中的一个可以用恒定振幅的AC驱动信号驱动，并由恒定电压电源供电，使得它们在放大器输出端的输出信号为恒定的AC电压，它们对负载电流的贡献是与恒定的AC电压成正比的固定的AC负载电流。第二放大器由一个可以是恒定驱动电平的适当驱动电平的驱动信号驱动到饱和，并且该放大器的DC电源端子连接到由高电平调制器响应调幅信号而产生的可变电压。另外，第二放大器驱动信号的相位可以与第一放大器的驱动信号同相或相差180度，取决于第二放大器对负载信号的贡献是与第一放大器的贡献相加(升压)还是相减(降压)。当第二放大器在“降压”的制式下被驱动时，电流和功率最好从它的DC电源端流出，而且最好例如通过诸如反向应用的升压方式功率变换器等适当可变的开关方式的功率变换器返回到DC电源。或者，当第二放大器在升压制式下被驱动时，通过诸如开关方式“降压”稳压器等适当的可变的功率变换器由DC电源向放大器电源端供电。

这个实施例可以配置为“只降压”Doherty放大器，其中第一放大器提供所需的最大功率，除非由第二放大器“降压”，或者配置为降压-升压放大器，其中可以通过为第二放大器选择降压驱动相位或升压驱动相位使输出信号从第一放大器的输出信号电平向上或向下改变。该放大器也可以配置为“只升压”放大器。

在本发明的第二实施例中，第一和第二放大器都可以利用它们各自的电源的高电平调制而被调幅。第一放大器可以从零到最大输出电平被调制，而同时第二放大器保持零电源电压，不对公共负载处的输出信号作贡献。可以通过保持第一放大器电源电压恒定在最大电平上来获得比第一放大器本身所能提供的高的输出，而同时从零到它的最大贡献对第二放大器进行调制，于是将(例如)负载信号电流加倍，并将相对于第一放大器本身的负载功率乘以4。

在这第一和第二实施例中，相位调制可以例如通过利用同一相位调制信号对第一和第二放大器的驱动信号进行相位调制，来同时获得振幅调制和相位调制。在第三实施例中，两个以上的放大器可以等效地与公共负载阻抗串联，例如，通过经由1/4波长传输线并联。一个实施例采用4个放大器，其中一对产生对负载信号电流的调幅余弦波贡献，而另一对产生独立地振幅调制的对负载电流的正弦波贡献，从而在公共负载上产生任意的复调制输出信号。

开关方式的电源电路可以用来利用可变电压的降压来控制从DC电源到负载的功率流，并利用可变电压的升压来控制从负载到DC电源的功率流，正如构造上面任何一个实施例的降压-升压Doherty放大器所需要的那样。

图14示意地表示传统的Doherty放大器。第一乙类功率放大器140用驱动信号DRIVE1驱动，以便在负载RL建立零和Pmax/4之间的功率电平。对于高于Pmax/4的功率电平，第一功率放大器1410允许达到饱和，而同时第二功率放大器1420在离第一功率放大器14101/4波长处通过1/4波长传输线1430连接到负载、用驱动信号DRIVE2驱动。第二功率放大器1420是一个电流源，对负载RL贡献电流，并提升输出电压。由于1/4波长传输线的特性，流入左手侧的电流与从右手侧流到负载的电压成正比，结果这也使从第一放大器流出更多的电流，这可以造成它的饱和输出电平，而同时它的效率可以在饱和乙类放大器的78.5％理论值上保持恒定。

于是，传统的Doherty放大器可以表现出这样的效率：它从零输出功率处的0％上升到Pmax/4输出处的78.5％，然后当第一和第二放大器1410和1420都饱和时，在Pmax/4的最大输出下大体上维持恒定。采用传统的Doherty放大器，一般试图采用第二放大器1420来“降压”第一放大器的输出是低效率的，而利用第一放大器不同相地驱动第二放大器，当它们两端的电压高时，一般导致源器件通过电流，给出不希望有的热耗散的功率消耗。Doherty放大器还可以在建立两个振幅调制驱动信号DRIVE1和DRIVE2方面面临设计挑战，使得在负载RL中组合的振幅线性地跟随所需的波形。

以上图3表示按照在先申请在它们的输出端串联连接的一对放大器312，314。举例示出变压器322，324，以便各输出端相对于地串联连接。串联连接可以保证等于负载电流的同一电流流入放大器312，314的输出电路316，318。当仅仅串联连接两个放大器时，可能只需要一个变压器来隔离一个放大器的输出，因为其次级绕组可以直接连接到另一个放大器的输出端并且连接到负载。

在微波频率下的串联连接也可以如图4所示，利用两条1/4波长传输线，通过相隔1/4波长的并联来达到。当1/4波长传输线422，424的输出如图4所示地并联时，可以迫使输出电压在节点440上的为相同电压(Vo)。若这些传输线具有相等的阻抗，则这可以迫使电流I1和I2离开各PA同样的1/4波长，建立与图3的串联连接一样的条件。若这些传输线具有不同的阻抗201，202，则会迫使PA的输出电流与阻抗成反比。

当如图4所示它们由相同的电源电压供电时，各PA 312，314每一个都理想地在它们的1/4波长传输线422，424的各端产生Vcc的输出摆幅。因为在该端电压相同，所以若传输线阻抗相等，则一般在离1/4波长处另一端的电流相等。传输线阻抗不相等时，在这些传输线的连接点上电流将分别为Vcc/Zo1和Vcc/Zo2。于是，若放大器312，314被同相驱动，总的输出电流为

Io＝Vcc(1/Zo1+1/Zo2)或在传输线相同时为2Vcc/Zo。

或者，若在相位相差180度的条件下驱动各放大器，则负载上的输出电流为

Io＝Vcc(1/Zo1-1/Zo2)或在各传输线相同时为零。

于是，通过对大于Vcc/Zo1的振幅选择驱动的相对相位差为0度，而对小于Vcc/Zo1的振幅选择180度，即可产生0和2Vcc/Zo之间的输出信号振幅。但是，通过调制传输线阻抗Zo2来产生特定值的输出振幅是不现实的。反之，在本发明的第一实施例中，第一放大器由固定电压Vcc1电源供电，而同时第二放大器用可变电压Vcc2电源供电。

于是，负载电流的表达式为：

Io＝Vcc1/Zo1+/-Vcc2/Zo2，或传输线阻抗相等时为(Vcc1+/-Vcc2)/Zo。

这样，通过在0和Vcc1之间调制Vcc2，并选择正和负号，即可得到0和2Vcc1/Zo之间的输出信号的电流振幅。

图15是按照本发明实施例用于放大变化振幅的信号的系统和方法的方框图。如图所示，这些系统和方法包括固定电压电源1566和调制电压电源1570。第一饱和功率放大器1510响应振幅变化信号1550，并用固定电压电源1566供电，以产生恒定振幅的第一输出信号1512。第二饱和功率放大器1520响应振幅变化信号1550和反相/非反相控制信号1562，并用调制电压电源1570供电，以产生恒定振幅的第二输出信号1522，后者取决于变化振幅的信号1562。耦合器1530把第一和第二输出信号耦合到负载1540，例如利用上述的任何耦合技术。控制器1560调制已调制的电压电源1570，而同时产生反相/非反相控制信号1562。显然，振幅变化的信号可以具有变化的振幅和/或变化的相位。

如图15所示，控制器利用调制信号1564来调制调制电压电源1570，而同时产生反相/非反相控制信号1562，以便当振幅变化的信号1550的瞬时振幅小于由第一饱和放大器1510在负载1540上产生的振幅时相对于振幅变化的信号1550反转第二输出信号1522，并当振幅变化的信号1550的瞬时振幅大于由第一饱和功率放大器1510在负载1540上产生的振幅时相对于振幅变化的信号1550不反转第二输出信号1522。另外，如上所述，在一个实施例中，第二饱和功率放大器1520包括双向放大器件，后者从调制电压电源1570拉取电流，并向调制电压电源1570提供电流。相应地，在调制电压电源1570和第二功率放大器1520之间示出双向箭头。反之，第一功率放大器1510从固定电压电源1566拉取电流，而不向固定电压电源1566提供电流。因此示出单向箭头。更具体地说，第二饱和功率放大器1520最好在反相/非反相控制信号1562指示非反相时从调制电压电源1570拉取电流，而在反相/非反相控制信号1562指示反相时向调制电压电源1570提供电流。

显然，有许多途径用来响应反相/非反相控制信号1562反转第二输出信号1522。例如，可以将连接到第二功率放大器1520的输入连接反转。或者，可以将在第二功率放大器1520的一个或奇数个内部级之间的连接反转。连接的反转可以用机械方法、电气方法和/或电机方法完成。在再一个方案中，可以设置第二缓冲放大器，它反转施加在第二功率放大器1520的振幅变化的信号。

图16是按照本发明的放大系统和方法的另一个实施例的方框图，其中设置单独的同相(I)和正交相位(Q)通路。正交分离器1602可以用来从振幅变化的信号1650分别提供同相和正交输入信号1604和1606。然后，第一饱和功率放大器1610a响应振幅变化的信号1650的同相分量1604，并由固定电压电源1666a供电，产生恒定振幅的第一输出信号1612a。第二饱和功率放大器1620a响应振幅变化的信号1650的同相分量1604，并由第一调制电压电源1670a供电，产生振幅取决于振幅变化的信号1650的同相分量1604、调制电压电源1670a和第一反相/非反相控制信号1562a的第二输出信号1622a。

还设置第三和第四饱和功率放大器1610b和1620b，它们响应振幅变化的信号1650的正交分量1606。第三饱和功率放大器1610b由与第一固定电压电源1666a相同的第二固定电压电源1666b供电，产生恒定振幅的第三输出信号1612b。第四饱和功率放大器1620b响应正交分量1606，并由第二调制电压电源1670b供电，产生振幅取决于正交分量1606、第二调制电源1670b电压和第二反相/非反相控制信号1562b的第四输出信号1622b。显然，第二调制电压电源1670b一般不同于第一调制电压电源1670a，而且第一和第二反相/非反相控制信号1562a和1562b一般也是不同的。但是，它们也可以相同。耦合器1630把第一、第二、第三和第四输出信号1612a，1622a，1612b和1622b耦合到负载1640。控制器1660分别利用调制信号1664a和1664b调制第一和第二调制电压电源1670a和1670b，以便把第一、第二、第三和第四信号耦合到负载1640，放大振幅变化的信号。

图17是按照本发明再一个实施例的放大信号的系统和方法的方框图。如图17所示，信号发生器1710从信号1720产生第一输入信号1714、反相/非反相控制信号1716和可变电压电源1718。第一功率放大器1730利用固定电压电源1732放大第一输入信号1712、产生第一输出信号1734。第二功率放大器1740利用可变电压电源1718选择性地反相或不反相地放大第二输入信号1714、产生第二输出信号1744。耦合器1750把第一和第二输出信号1734和744耦合到负载1760，从而放大信号1720。如上所述，第二功率放大器1740最好选择性地向可变电压电源1718提供电流。反之，第一功率放大器1730最好从固定电压电源1732拉取电流，但并不向固定电压电源1732提供电流。耦合器可以如上所述地设置。

图18是按照本发明再一个实施例的方框图，其中信号的同相分量和正交分量分开放大，然后组合。

具体地说，如图18所示，信号发生器1810从信号1820产生第一同相(I)输入信号1812a、第二同相输入信号1814a(它们可以相同，也可以不同)、第一正交相位(Q)输入信号1812b、第二正交输入信号1814b(它们可以相同，也可以不同)、第一可变电压电源1818a、第二可变电压电源1818b(它们可以相同，也可以不同)、第一反相/非反相信号1816a、第二反相/非反相信号1816b(它们可以相同，也可以不同)。第一同相功率放大器1830a和第二同相功率放大器1830b利用第一固定电压电源1832a和第二固定电压电源1832b工作，它们可以相同，也可以不同。第三正交相位功率放大器1740a和第四正交相位功率放大器1740b分别利用第一和第二可变电压电源1818a和1818b工作。所有4个功率放大器的输出1834a，1844a，1834b，1844b通过耦合器1850耦合到负载1860。本专业的技术人员将会明白，信号发生器1810可以包括单独的同相和正交相位信号发生器，后者设置在正交分离器之前。此外，单独的信号发生器可以用来提供施加在功率放大器上的信号的组合。

图19是按照本发明的用于放大信号的系统和方法的再一个实施例的方框图，可以和图14所示的传统Doherty放大器进行对比。图19的实施例可以减轻Doherty放大器的上述缺点。

在图19中，不用作为直接连接到把第一放大器连接到负载的1/4波长传输线的一端的电流源(亦即不饱和的)的Doherty配置的第二(升压)放大器，图19的第二放大器1920是饱和放大器(电压源)，并通过第二1/4波长传输线1930a连接到第一1/4波长传输线与负载1940的连接点。在这一方面，该放大器耦合配置可以与在先申请公开的相同。但是，在在先申请中，建议通过在同相、给出相加、而在异相、给出相消之间连续地改变各个放大器1910和1920的驱动信号DRIVE1和DRIVE2的相对相位来改变负载信号的振幅。

反之，在在先申请的实施例中，信号DRIVE1和DRIVE2相对于各个放大器1910和1920的相对相位不是连续变化的，而是根据放大器信号1920的输出信号1922对功率放大器1910的输出信号1912要求相加还要求相减，或者为0度或者为180度。可以利用高电平振幅调制器1970改变来自放大器1920的信号电压1922的振幅来连续地改变负载1940的输出信号。高电平振幅调制器1970连接到一次电源，后者可以是手持蜂窝电话中的电池，例如在诸如3伏标称值的固定电压Vcc1下。振幅调制器1970把连接到PA2 1920的电压调制到不同的值Vcc2，它可以改变，以便产生负载1940的输出信号1922的所需的振幅调制。

驱动信号发生器1960产生用所需的复合振幅/相位调制的所需相位调制的相位角调制的驱动信号DRIVE1。DRIVE2与DRIVE1相同，只是它可以根据要求把PA1和PA2的输出相加还是相减而同相地或相位相差180度地跟随DRIVE1。信息调制发生器1950从要放大的信息信号1958产生调相信号1952、0/180度信号1954(也称为降压/升压或反相/非反相信号)以及调幅信号1956。

若所需的信号调制包括直至负载1940的零输出振幅的整个过程的振幅调制，那么，功率放大器PA1 1910和PA2 1920以及1/4波长传输线阻抗Z1和Z2最好相等。有时会遇到不需要调制到0、而是调制到平均振幅的-10dB或0.3的滤波数字调制。这可以通过使Z2为Z1的1.4倍来达到，使得功率放大器1920贡献功率放大器1910贡献的70％的相减电流，给出平均0.3倍的振幅谷。于是峰值振幅为0.7或大致上为平均值以上的5dB。5dB或更小的峰值与平均值的比率对这样的线性数字调制也是典型的。

通过不充分利用0到两倍平均振幅的可用振幅调制的满量程，在相等的Z1和Z2和相同的功率放大器的情况下，也可以产生这样的调制。这样的信号也可以通过以下方法放大：利用仅仅向上(亦即升压)调制的本发明的实施例、通过把第一放大器对输出电流的相对贡献设定为0.3并允许第二放大器贡献一个在0和1.4(亦即峰值是平均值的1.7倍)之间变化的相对量。也可以选择两个放大器相对贡献的任何其他分割，在实践中可能存在最优值，对于给定的信号振幅的可能分布函数，它使实际上达到的效率最优化。这可以通过计算机模拟确定，其中建立效率损失主要来源的模型。

现参见图20，在本发明的其他实施例中，可以分别利用第一和第二调制电压电源2066和2070对第一和第二功率放大器2010和2020进行振幅调制。第一功率放大器2010可以从0到最大输出功率电平调制，而同时把第二放大器2020保持在零电源电压，使得它不需要通过耦合器2030对公共负载2040上的输出信号作贡献。现在比第一放大器2010本身可以提供的高的输出是通过使第一放大器的电源电压2066在最大电平上保持恒定即可达到，而同时第二放大器2020从0到它的最大贡献由第二调制电压电源2070进行调制，从而使负载电流(例如)加大一倍，并使相对于第一放大器本身的负载功率(例如)加大为4倍。控制器2060可以根据振幅和/或相位2050变化的信号控制第一和第二电压电源的操作。也可以用例如图16的上述方法提供单独放大信号2050的同相和正交相位分量的实施例。信号发生器也可以与振幅和/或相位变化的信号连接，以便产生控制第一和第二调制电压电源2066和2060的信号，并如图17所示产生第一和第二放大器2010和2020用的输入信号。

与在先申请的实施例形成对比，第一放大器可以安排得永远不起同步整流器的作用，把电流返回电源。只有第二放大器需要具有这种能力，以便达到最高效率。这样，在本发明的实施例中，第一放大器可以利用诸如砷化镓异质结双极性晶体管(HBT)等非双向器件来构造，而第二放大器最好用诸如隔离栅极场效应晶体管(FET)等对称双向器件来构造。

已知提供极性调制，其中可以对单一个放大器同时进行振幅和相位调制，以便产生任何复调制。但是，在传统上，振幅调制处理满幅度的峰值功率输出。反之，在本发明的实施例中，振幅调制器只处理半峰值功率输出。于是，当利用本发明时，振幅调制器中的损失不必引起这么多效率损失。即使在利用耗散性稳压器(诸如发射极跟随器)作为振幅调制器1970，功率放大器1910可以在产生平均输出振幅电平时在满电源电压下工作，而同时传统的极性调制器可以操作其单个功率放大器在半电源电压下工作，产生平均振幅电平，在这方面本发明的实施例可以是有利的。因为它可能较易于以较高的电源电压来构造高效率放大器，本发明的实施例可以等效于使电源电压加大一倍，使较高效率得以实现。

当选择降压制式以获得小于Vcc1/Zo的负载电流时，第二放大器1920一般是反相驱动的。这样，尽管输出信号1930a仍旧是正的，但放大器件切换到与输出电流呈反相关系，结果输出器件起同步整流器的作用，而不是放大器件。在这种制式下，第二放大器可以变为整流DC功率源，而不是消耗DC功率，正如在在先申请中解释的。但不同于在先申请的差别是，在整个射频周期中放大器或者工作在放大制式或者工作在同步整流制式，而不是在同样的射频周期中既消耗来自DC电源的DC电流又把DC电流返回DC电源。

在降压制式中，可能需要把功率从第二放大器的瞬时电压Vcc2返回到Vcc1的主电源，这可以使用反向操作的升压转换器，因为Vcc2＜Vcc1。或者，当选择正符号以便获得大于Vcc1/Zo的负载电流时，与第一放大器同相地驱动第二放大器。在这种制式下，第二放大器对负载贡献功率，并在Vcc2的电压下消耗功率，这可以通过工作在正常(前向)方向的降压稳压器从电压Vcc1的初级电源产生。为了获得连续的振幅调制，振幅调制器1970需要一个功率变换器电路，后者可以从前向降压通过反向升压而被连续地调制。

振幅调制器1970的最佳实施例应该属于“无损失的”开关方式型，而且应该能够把功率从Vcc1的电源传输到放大器升压方式下Vcc2的PA2(转换器前向降压方式)，或者相反地把功率从Vcc2下的PA2反向转移到放大器降压方式下Vcc1的电源，图21C是按照本发明振幅调制器实施例的电路图，并将称为“前向降压或反向升压稳压器”。其操作将参见图21A进行描述，它表示前向降压稳压器。

在图21A中，DC电源2110通过开关S1馈送到由电感L和电容C组成的低通滤波器，后者滤除开关S1的开关频率。开关S1由控制器2130控制，以便在分数Vcc2/Vcc1的时间接通，从而把平均电压从电源的Vcc1减小到放大器处的Vcc2。改变占空比，因此开关控制器2130可以调制放大器2130用的电源电压Vcc2。在图21A中，当开关S1突然断开时，利用捕捉二极管D1来“捕捉”电感L的回授电压。

电感中的电流不能立即减小到零，因此D1上的电压突然变负，直至D1将其箝位到刚好低于地电位。开关周期的剩余部分电流从地电位流出。电流I在电源电压Vcc2下从电源流动分数Vcc2/Vcc1的时间。因而由电源提供的平均功率为(Vcc2/Vcc1)×Vcc1×I＝Vcc2×I。电流I在电压Vcc2下连续流入放大器2120，使得消耗的功率为Vcc2×I，等于由电源提供的功率。因此，当忽略诸如二极管D1的电压降等损失时，从电压Vcc1转换到电压Vcc2的效率为100％。开关控制器2130最好检测放大器处的电压Vcc2，并控制开关的通/断比，以便达到所需值，因而形成反馈控制系统。

在图21B中，按照本发明的实施例，现在放大器2120用来使另一个放大器的功率输出“降压”时，它是功率源，而不是功率阱。因此，电流在受控电压Vcc2下向相反方向从放大器2120流出，希望把功率Vcc2×I转换为高于Vcc2的电源电压Vcc1，并假定电流I×(Vcc2/Vcc1)没有损耗。这是通过接通开关S2达到的，使得电感L中建立来自放大器2120的电流。当开关S2随后断开时，突变至正，并被D2捕捉，把能量反向传输到DC电源2110。若Vcc2太高，则控制器2140通过增大开关S2接通的时间比例，或者若Vcc2太低，则控制器2140通过减小开关S2接通的时间比例，来调节Vcc2，于是形成一个反馈控制系统，用作反向升压稳压器。在原理上，当用电压降低的FET开关作为S2时，这样的升压稳压器在来自放大器2120的Vcc2低到几乎为零都能工作。

在利用诸如从单个可充电的锂电池获得的标称3伏等Vcc1低值的系统中，D1或D2上0.6伏二极管电压降会代表显著的功率损失。在先有技术中已知，D1最好用另一个开关代替，它在D1应该导通的瞬时，亦即S1断开的同一瞬时，用控制器2140接通。

这一点示于图21C，结合图21A和21B即可理解，图中开关S2代替图21A的D1，而S1代替图21B中的D2。于是，适当控制图21C中的S1和S2，控制器2150即可使电路工作，或者作为前向降压稳压器或者作为反向升压稳压器，刚好如本发明实施例所希望那样。但是，与先有技术形成对照，图21B和21C的反向升压稳压器控制器起控制电源SOURCE电压Vcc2的作用，而不是起控制负载电压Vcc1的作用。

回到图19，要在射频发射调制的信息1958在信息调制器1950中被转换为要加上驱动信号DRIVE1和DRIVE2等的相位调制1952，相对相位表示值为0或180度。包括可调制的分数N合成器和/或可调制直接数字合成器(DDS)的驱动信号发生器1960把所需的相位调制施加在选定的载波射频上，并输出调制的信号作为DRIVE1，并按照所指示的相对相位为0度还是180度，输出DRIVE2作为反相的或非反相的DRIVE1的复制信号。信息调制器1950还以|A-Amean|的形式产生调幅信号1956，式中A为所需的瞬时振幅，而Amean是平均振幅电平。另外，0/180度表示值1954由SIGN(A-Amean)给出，使得在A＞Amean时指示0度，而其他时间指示180度。

若通过首先产生I，Q信号(亦即，复平面上的笛卡尔表示)来产生信息调制，则 $A=\sqrt{I^2+Q^2},$ 瞬时相位调制由φ＝ARCTAN(I，Q)给出。已知极坐标分量(A，φ)表现出比笛卡尔分量更大的带宽，因而当利用采样时最好用比利用笛卡尔(I，Q)分量调制器时高的采样速率来表达A和φ。一般采样速率至少可能是I，Q信号带宽Nyquist速率的3倍，使得所采样的A和φ信号可以利用适当带宽的低通滤波器转换回连续时间信号。在给定的情况下这个带宽可以通过模拟计算出来，以便检查诸如调制矢量准确度和相邻信道能量抑制等所需的系统参数是否得到满足。

本发明还可以扩展到使用两个以上耦合的功率放大器的实施例。例如，最好采用第一对放大器来产生只对应于要求复调制的实部(“I”)的信号，而第二对放大器产生虚部(“Q”)。然后4个放大器到负载的等效串联结合产生所需的I+jQ的复调制。这在CIP申请中已经公开。在该CIP申请中，4个放大器放大恒定振幅，纯相位调制的信号，但本发明的实施例结合改变振幅的矢量，作为另一个方案可以如上所述地应用。

在附图和说明书中，已经公开本发明典型的最佳实施例，尽管使用了具体的术语，但是它们只用于一般的和说明性的意义上，目的并非限定，本发明的范围在以下的权利要求书中提出。

Claims (63)

1.一种放大振幅变化的信号的方法，它包括：

在由固定电压电源供电的第一饱和功率放大器中放大所述振幅变化的信号、以便产生振幅恒定的第一输出信号；

在由调制电压电源供电的第二饱和功率放大器中放大所述振幅变化的信号、以便产生其振幅决定于所述振幅变化的信号、所述调制电源电压和反相/非反相控制信号的第二输出信号；

在负载上组合所述第一和第二输出信号；以及

在产生所述反相/非反相控制信号的同时调制所述调制电压电源，使得所述在负载上组合的第一和第二输出信号放大了所述振幅变化的信号。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于：所述振幅变化的信号具有变化的振幅和变化的相位。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于：对所述调制电压电源的所述调制包括在产生所述反相/非反相控制信号的同时调制所述调制电压电源、以便当所述振幅变化的信号的瞬时振幅小于所述第一饱和功率放大器在负载上产生的振幅时，相对于所述振幅变化的信号反转第二输出信号；而当所述信号的瞬时振幅大于所述第一饱和放大器在负载上产生的振幅时，相对于所述振幅变化的信号不反转所述第二输出信号、使得所述负载上组合的第一和第二输出信号放大所述振幅变化的信号。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于：所述利用第二饱和功率放大器放大所述信号包括利用由调制电压电源供电并采用从所述调制电压电源拉取电流并向所述调制电压电源提供电流的双向放大器件的第二饱和功率放大器放大所述振幅变化的信号、以便产生振幅取决于所述振幅变化的信号、所述调制电源电压和反相/非反相控制信号的第二输出信号。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于：在所述第一饱和功率放大器中放大所述信号包括在由固定电压电源供电的第一饱和功率放大器中放大所述振幅变化的信号、以便产生振幅恒定的第一输出信号，所述第一功率放大器从所述固定电压电源拉取电流但不向所述固定电压电源提供电流。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于：所述在负载上组合第一和第二输出信号包括利用所述负载串联组合所述第一和第二输出信号。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于：所述利用负载串联组合所述第一和第二输出信号包括把所述第一和第二输出信号中的一个直接连接到负载以及通过隔离变压器把所述第一和第二输出信号中的另一个连接到负载。

8.如权利要求6所述的方法，其特征在于：所述利用负载串联组合所述第一和第二输出信号包括通过各自的第一和第二1/4波长传输线把相应的所述第一和第二输出信号连接到负载。

9.如权利要求1所述的方法，其特征在于：利用所述第二饱和功率放大器放大所述信号包括利用所述第二饱和功率放大器放大所述振幅变化的信号，所述第二饱和功率放大器由调制电压电源供电并且当所述反相/非反相控制信号指示非反相时从所述调制电压电源拉取电流、而当所述反相/非反相控制信号指示反相时、向所述调制电压电源提供电流、以便产生其振幅取决于所述振幅变化的信号、所述调制电源电压和所述反相/非反相控制信号的第二输出信号。

10.如权利要求1所述的方法，其特征在于：

所述振幅变化的信号包括同相分量和正交相位分量；

在所述第一饱和功率放大器中放大所述信号包括在由固定电压电源供电的所述第一饱和功率放大器中放大所述振幅变化的信号的所述同相分量、以便产生振幅恒定的第一输出信号；

在所述第二饱和功率放大器中放大所述振幅变化的信号包括在由第一调制电压电源供电的所述第二饱和功率放大器中放大所述振幅变化的信号的同相分量、以便产生振幅取决于所述振幅变化的信号的同相分量、所述第一调制电源电压和第一反相/非反相控制信号的第二输出信号；

所述方法还包括：

在由第二固定电压电源供电的第三饱和功率放大器中放大所述振幅变化的信号的所述正交相位分量、以便产生振幅恒定的第三输出信号；以及

在由第二调制电压电源供电的第四饱和功率放大器中放大所述振幅变化的信号的正交相位分量、以便产生振幅取决于所述振幅变化的信号的正交相位分量、所述第二调制电源电压和第二反相/非反相控制信号的第四输出信号；

所述组合包括在负载上组合所述第一、第二、第三和第四输出信号；以及

所述调制包括在产生所述第一和第二反相/非反相控制信号的同时调制所述第一和第二调制电压电源、使得所述在负载上组合的第一、第二、第三和第四输出信号放大所述振幅变化的信号。

11.一种放大振幅变化的信号用的系统，它包括：

固定电压电源；

调制电压电源；

第一饱和功率放大器，它响应振幅变化的信号并由所述固定电压电源供电、以便产生振幅恒定的第一输出信号；

第二饱和功率放大器，它响应所述振幅变化的信号和反相/非反相控制信号并由所述调制电压电源供电、以便产生其振幅取决于所述振幅变化的信号、所述调制电源电压和所述反相/非反相控制信号的第二输出信号；

耦合器，它把所述第一和第二输出信号耦合到负载；以及

控制器，它在产生所述反相/非反相控制信号的同时调制所述调制电压电源。

12.如权利要求11所述的系统，其特征在于：所述振幅变化的信号具有变化的振幅和变化的相位。

13.如权利要求11所述的系统，其特征在于：所述控制器在产生所述反相/非反相控制信号的同时调制所述调制电压电源、以便当所述振幅变化的信号的瞬时振幅小于所述第一饱和功率放大器在负载上产生的振幅时相对于所述振幅变化的信号反转所述第二输出信号、而当所述信号的瞬时振幅大于所述第一饱和放大器在负载上产生的振幅时、相对于所述振幅变化的信号不反转所述第二输出信号。

14.如权利要求11所述的系统，其特征在于：所述第二饱和功率放大器包括双向放大器件，后者从所述调制电压电源拉取电流并向所述调制电压电源提供电流。

15.如权利要求11所述的系统，其特征在于：所述第一饱和功率放大器从所述固定电压电源拉取电流，但不向所述固定电压电源提供电流。

16.如权利要求11所述的系统，其特征在于：所述耦合器利用负载串联耦合所述第一和第二输出信号。

17.如权利要求11所述的系统，其特征在于：所述耦合器包括所述第一和第二输出信号之一与负载的直接连接以及把所述第一和第二输出信号中的另一个耦合到负载的隔离变压器。

18.如权利要求11所述的系统，其特征在于：所述耦合器包括把所述第一输出信号连接到负载的第一1/4波长传输线和把所述第二输出信号连接到负载的第二1/4波长传输线。

19.如权利要求11所述的系统，其特征在于：所述调制电压电源包括双向直流(DC)功率变换电路，后者把DC功率沿正向从第一电压下的第一端子输送到第二电压下的第二端子并沿反向从所述第二电压下的所述第二端子反向输送到所述第一电压下的所述第一端子，其中相对于公共端子上的公共电压，所述第一电压高于所述第二电压，所述双向DC功率变换电路包括：

电感，它具有第一和第二电感引线；

第一开关，它连接在所述第一端子和所述第一电感引线之间、以便形成它们之间的节点；

第二开关，它连接在所述节点和所述公共端子之间；

所述第二电感引线连接到所述第二端子；以及

开关控制器，它同时接通所述第一开关和断开所述第二开关、同时断开所述第一开关和接通所述第二开关、并且维持所述第一开关接通和第二开关断开的时间百分比约为所述第一电压对所述第二电压的比值。

20.如权利要求11所述的系统，其特征在于：

所述振幅变化的信号包括同相分量和正交相位分量；

所述第一饱和功率放大器响应所述振幅变化的信号的同相分量并由所述固定电压电源供电、以便产生振幅恒定的第一输出信号；

所述第二饱和功率放大器响应所述振幅变化的信号的同相分量和所述反相/非反相控制信号并由所述调制电压电源供电、以便产生振幅取决于所述振幅变化的信号、所述调制电源电压和所述反相/非反相控制信号的第二输出信号；

所述系统还包括：

所述第三饱和功率放大器，它响应所述振幅变化的信号的所述正交相位分量并由第二固定电压电源供电、以便产生振幅恒定的第三输出信号；以及

第四饱和功率放大器，它响应所述振幅变化的信号的所述正交相位分量并由第二调制电压电源供电、以便产生振幅取决于所述振幅变化的信号的所述正交相位分量、所述第二调制电源电压和第二反相/非反相控制信号的第四输出信号；

所述耦合器在负载上组合所述第一、第二、第三和第四输出信号；以及

所述控制器在产生所述第一和第二反相/非反相控制信号的同时调制所述第一和第二调制电压电源、使得所述在负载上组合的第一、第二、第三和第四输出信号放大所述振变化的信号。

21.一种放大振幅变化的信号的系统，它包括：

第一放大装置，用以由固定电压电源来放大所述振幅变化的信号、以便产生振幅恒定的第一输出信号；

第二放大装置，用以由调制电压电源来放大所述振幅变化的信号、以便产生振幅决定于所述振幅变化的信号、所述调制电源电压和反相/非反相控制信号的第二输出信号；

用于在负载上组合所述第一和第二输出信号的装置；以及

用于在产生所述反相/非反相控制信号的同时调制所述调制电压电源、使得所述在负载上组合的第一和第二输出信号放大所述振幅变化的信号。

22.如权利要求21所述的系统，其特征在于：所述振幅变化的信号具有变化的振幅和变化的相位。

23.如权利要求21所述的系统，其特征在于：所述调制用的装置包括在产生所述反相/非反相控制信号的同时调制所述调制电压电源、以便当所述振幅变化的信号的瞬时振幅小于所述第一饱和功率放大器在负载上产生的振幅时、相对于所述振幅变化的信号反转所述第二输出信号、而当所述信号的瞬时振幅大于所述第一饱和放大器在负载上产生的振幅时、相对于所述振幅变化的信号不反转所述第二输出信号、使得所述在负载上组合的所述第一和第二输出信号放大所述振隔变化的信号。

24.如权利要求21所述的系统，其特征在于：所述第二放大装置包括第二装置，它用于由调制电压电源放大所述振幅变化的信号并且采用双向放大器件，后者从所述调制电压电源拉取电流并向所述调制电压电源提供电流、以便产生振幅取决于所述振幅变化的信号、所述调制电源电压和所述反相/非反相控制信号的第二输出信号。

25.如权利要求21所述的系统，其特征在于：所述第一放大装置包括第一装置，它用于在由固定电压电源供电的第一饱和功率放大器中放大所述振幅变化的信号并且从所述固定电压电源拉取电流但不向所述固定电压电源提供电流、以便产生振幅恒定的第一输出信号。

26.如权利要求21所述的系统，其特征在于：所述组合装置包括利用负载串联组合所述第一和第二输出信号的装置。

27.如权利要求26所述的系统，其特征在于：所述用于串联组合的装置包括用于把所述第一和第二输出信号之一直接连接到负载的装置和用于通过隔离变压器把所述第一和第二输出信号中的另一个连接到负载的装置。

28.如权利要求26所述的系统，其特征在于：所述用于串联组合的装置包括用于通过各自的第一和第二1/4波长传输线把相应的所述第一和第二输出信号连接到负载的装置。

29.如权利要求21所述的系统，其特征在于：所述第二放大装置包括第二装置，它用于利用由调制电压电源供电的所述第二饱和功率放大器放大所述振幅变化的信号，当所述反相/非反相控制信号指示非反相时，从调制电压电源拉取电流，而当所述反相/非反相控制信号指示反相时，向调制电压电源提供电流、以便产生其振幅取决于所述振幅变化的信号、所述调制电源电压和所述反相/非反相控制信号的第二输出信号。

30.如权利要求21所述的系统，其特征在于：

所述振幅变化的信号包括同相分量和正交相位分量；

所述第一放大装置包括第一装置，用于由第一固定电压电源放大所述振幅变化的信号的所述同相分量、以便产生振幅恒定的第一输出信号；

所述第二放大装置包括第二装置，用于由第一调制电压电源放大所述振幅变化的信号的所述同相分量、以便产生振幅取决于所述振幅变化的信号的所述同相分量、所述第一调制电源电压和第一反相/非反相控制信号的第二输出信号；

所述系统还包括：

第三装置，用以由第二固定电压电源放大所述振幅变化的信号的正交相位分量、以便产生振幅恒定的第三输出信号；

第四装置，用以由第二调制电压电源放大所述振幅变化的信号的所述正交相位分量、以便产生振幅取决于所述振幅变化的信号的所述正交相位分量、所述第二调制电源电压和第二反相/非反相控制信号的第四输出信号；

所述组合装置包括用于在负载上组合所述第一、第二、第三和第四输出信号的装置；以及

所述调制装置包括用于在产生所述第一和第二反相/非反相控制信号的同时调制所述第一和第二调制电压电源的装置、使得所述在负载上组合的第一、第二、第三和第四输出信号放大所述振幅变化的信号。

31.一种放大信号的方法，它包括：

从所述信号产生第一输入信号、第二输入信号、反相/非反相控制信号、可变电源电压；

利用固定电源电压放大所述第一输入信号，以便产生第一输出信号；

利用可变电源电压、响应所述反相/非反相控制信号，选择性地反相和非反相地放大所述第二输入信号，以便产生第二输出信号；以及

在负载上组合所述第一和第二输出信号，从而放大所述信号。

32.如权利要求31所述的方法，其特征在于：所述选择性地反相和非反相地放大所述第二输入信号包括选择性地从所述调制电压电源拉取电流和选择性地向所述调制电压电源提供电流。

33.如权利要求32所述的方法，其特征在于：所述放大所述第一输入信号包括利用固定电压电源、通过从所述固定电压电源拉取电流而不向所述固定电压电源提供电流来放大所述第一输入信号。

34.如权利要求31所述的方法，其特征在于：所述耦合包括把所述第一和第二输出信号之一直接连接到负载和通过隔离变压器把所述第一和第二输出信号中的另一个耦合到负载。

35.如权利要求31所述的方法，其特征在于：所述耦合包括通过相应的第一和第二1/4波长传输线把相应的所述第一和第二输出信号耦合到负载。

36.如权利要求31所述的方法，其特征在于：

所述信号包括同相分量和正交相位分量；

所述产生包括从所述同相分量和所述正交相位分量产生第一同相输入信号、第二同相输入信号、第三正交相位输入信号、第四正交相位输入信号、第一反相/非反相控制信号、第二反相/非反相控制信号、第一可变电源电压和第二可变电源电压；

所述放大第一输入信号包括利用利用第一固定电源电压放大所述第一输入信号以便产生所述第一输出信号；

所述选择性地反相和非反相地放大所述第二输入信号包括利用所述第一可变电源电压、响应所述第一反相/非反相控制信号、选择性地反相和非反相地放大所述第二同相输入信号，以便产生所述第二输出信号；

所述方法还包括：

利用第二固定电压电源放大第三正交相位输入信号、以便产生第三输出信号；和

利用所述第二调制电源电压、响应所述第二反相/非反相控制信号、选择性地反相和非反相地放大第四正交相位输入信号，以便产生第四输出信号；以及

所述耦合步骤包括把所述第一、第二、第三和第四输出信号耦合到负载，从而放大所述信号。

37.如权利要求43所述的系统，其特征在于：

所述信号发生器包括双向直流(DC)功率变换电路，后者把DC功率沿正向从第一电压下的第一端子输送到第二电压下的第二端子并且沿反向从所述第二电压下的所述第二端子输送到所述第一电压下的所述第一端子，其中，相对于公共端子上的公共电压，所述第一电压高于所述第二电压，所述双向DC功率变换电路包括：

电感器，它具有第一和第二电感引线；

第一开关，它连接在所述第一端子和所述第一电感引线之间、以便形成它们之间的节点；

第二开关，它连接在所述节点和公共端子之间；

所述第二电感引线连接到所述第二端子；以及

开关控制器，它同时接通所述第一开关和断开所述第二开关、同时断开所述第一开关和接通所述第二开关、并且维持所述第一开关接通和所述第二开关断开的时间百分比约为所述第一电压对所述第二电压的比值。

38.一种用于放大信号的系统，它包括：

用于从所述信号产生第一输入信号、第二输入信号、反相/非反相控制信号和可变电源电压的装置；

用于利用固定电源电压放大所述第一输入信号、以产生第一输出信号的装置；

用于利用所述可变电源电压、响应所述反相/非反相控制信号、选择性地反相和非反相地放大所述第二输入信号、以产生第二输出信号的装置；以及

用于在负载上组合所述第一和第二输出信号、从而放大所述信号的装置。

39.如权利要求38所述的系统，其特征在于：所述用于选择性地反相和非反相地放大第二输入信号的装置包括用于选择性地从所述可变电压电源拉取电流的装置和用于选择性地向所述可变电压电源提供电流的装置。

40.如权利要求39所述的系统，其特征在于：所述放大装置包括利用固定电压电源、通过从所述固定电压电源拉取电流而不向所述固定电压电源提供电流来放大所述第一输入信号的装置。

41.如权利要求38所述的系统，其特征在于：所述耦合装置包括用于把所述第一和第二输出信号之一直接耦合到负载的装置和用于通过隔离变压器把所述第一和第二输出信号中的另一个耦合到负载的装置。

42.如权利要求38所述的系统，其特征在于：所述耦合装置包括用于通过各自的第一和第二1/4波长传输线把相应的所述第一和第二输出信号耦合到负载的装置。

43.如权利要求38所述的系统，其特征在于：

所述信号包括同相分量和正交相位分量；

所述产生装置包括从所述同相分量和所述正交相位分量产生第一同相输入信号、第二同相输入信号、第三正交相位输入信号、第四正交相位输入信号、第一反相/非反相控制信号、第二反相/非反相控制信号、第一可变电源电压和第二可变电源电压用的装置；

用于放大所述第一输入信号的装置包括利用第一固定电源电压放大所述第一输入信号以产生所述第一输出信号用的装置；

用于选择性地反相和非反相地放大所述第二输入信号的装置包括利用所述第一可变电源电压、响应所述第一反相/非反相控制信号而选择性地反相和非反相地放大所述第二同相输入信号、以产生所述第二输出信号的装置；

所述系统还包括：

用于利用第二固定电压电源放大第三正交相位输入信号、以产生第三输出信号的装置；和

用于利用所述第二可变电源电压、响应所述第二反相/非反相控制信号而选择性地反相和非反相地放大第四正交相位输入信号、以产生第四输出信号的装置；以及

所述耦合装置包括用于把所述第一、第二、第三和第四输出信号耦合到负载上、从而放大所述信号的装置。

44.一种用于放大信号的系统，它包括：

信号发生器，它从所述信号产生第一输入信号、第二输入信号、反相/非反相控制信号和可变电源电压；

第一功率放大器，它利用固定电源电压放大所述第一输入信号、以产生第一输出信号；

第二功率放大器，它利用所述可变电源电压、响应所述反相/非反相控制信号而选择性地反相和非反相地放大所述第二输入信号、以产生第二输出信号；以及

耦合器，它把所述第一和第二输出信号耦合到负载上、从而放大所述信号。

45.如权利要求44所述的系统，其特征在于：所述第二功率放大器选择性地从所述调制电压电源拉取电流并选择性地向所述调制电压电源提供电流。

46.如权利要求44所述的系统，其特征在于：所述第一功率放大器从所述固定电压电源拉取电流但不向所述固定电压电源提供电流。

47.如权利要求44所述的系统，其特征在于：所述耦合器包括把所述第一和第二输出信号之一直接连接到负载的直接连接器和把所述第一和第二输出信号中的另一个耦合到负载的隔离变压器。

48.如权利要求44所述的系统，其特征在于：所述耦合器包括把所述第一输出信号耦合到负载的第一1/4波长传输线和把所述第二输出信号耦合到负载的第二1/4波长传输线。

49.如权利要求44所述的系统，其特征在于：

所述信号包括同相分量和正交相位分量；

所述信号发生器从所述同相分量和所述正交相位分量产生第一同相输入信号、第二同相输入信号、第三正交相位输入信号、第四正交相位输入信号、第一反相/非反相控制信号、第二反相/非反相控制信号、第一可变电源电压和第二可变电源电压；

所述第一功率放大器利用第一固定电源电压放大所述第一输入信号以产生第一输出信号；

所述第二功率放大器利用所述第一可变电源电压、响应所述第一反相/非反相控制信号而选择性地反相和非反相地放大所述第二同相输入信号、以产生第二输出信号；

所述系统还包括：

第三功率放大器，它利用第二固定电压电源放大第三正交相位输入信号、以产生第三输出信号；和

第四功率放大器，它利用所述第二可变电源电压、响应所述第二反相/非反相控制信号而选择性地反相和非反相地放大第四正交相位输入信号、以产生第四输出信号；以及

所述耦合器把所述第一、第二、第三和第四输出信号耦合到负载上、从而放大所述信号。

50.一种双向直流功率变换电路，它把功率沿正向从相对于公共端子的较高的电压下的第一端子输送到相对于公共端子的较低的电压下的第二端子并且沿反向从所述较低电压下的所述第二端子输送到所述较高电压下的所述第一端子，它包括：

电感，它具有第一和第二电感引线；

第一开关，它连接在所述第一端子和所述第一电感引线之间，所述第二电感引线连接到所述第二端子，所述电感和所述第一开关形成它们之间的节点；

第二开关，它连接在所述节点和所述公共端子之间；以及

开关控制器，它控制所述第一开关和第二开关、使得接通所述第一开关的时间比例约等于所述较低电压对所述较高电压的比值；所述第二开关在所述第一开关接通时断开并且在所述第一开关断开时接通、使得当电流从所述较低电压流入所述第二端子时功率从所述较低电压输送到所述较高电压、而当电流从所述较高电压流入所述第一端子时功率从所述较高电压输送到所述较低电压；并且这样确定所述电流流动的方向、使得电流流动的方向与功率流动的方向相同。

51.如权利要求50所述的双向功率变换电路，其特征在于：所述双向功率变换电路用于至少一个射频发射机的功率放大器的电源的振幅调制。

52.一种双向直流(DC)功率变换电路，它把DC功率沿正向从第一电压下的第一端子输送到第二电压下的第二端子并且沿反向从所述第二电压下的所述第二端子输送到所述第一电压下的所述第一端子，其中相对于公共端子上的公共电压、所述第一电压高于所述第二电压，所述双向DC功率变换电路包括：

电感，它具有第一和第二电感引线；

第一开关，它连接在所述第一端子和所述第一电感引线之间、以便形成它们之间的节点；

第二开关，所述连接在所述节点和所述公共端子之间；

所述第二电感引线连接到所述第二端子；以及

开关控制器，它同时接通所述第一开关和断开所述第二开关、同时断开所述第一开关和接通所述第二开关、并且维持所述第一开关接通和所述第二开关断开的时间百分比约为所述第一电压对所述第二电压的比值。

53.如权利要求52所述的功率变换电路，其特征在于：

所述开关控制器同时接通所述第一开关和断开所述第二开关、同时断开所述第一开关和接通所述第二开关、并且维持所述第一开关接通和所述第二开关断开的时间百分比约为第一电压对第二电压比值、使得当电流从所述第一端子流向所述第二端子时功率从所述第一端子输送到所述第二端子、而当电流从所述第二端子流向所述第一端子时功率从所述第二端子输送到所述第一端子。

54.如权利要求52所述的功率变换电路，其特征在于：所述第一端子是DC电源的DC输出端子，而所述第二端子是功率放大器的电源输入端子。

55.一种放大信号的方法，它包括：

从所述信号产生第一和第二输入信号以及第一和第二可变电源电压；

利用所述第一可变电源电压放大所述第一输入信号，以产生第一输出信号；

利用所述第二可变电源电压放大所述第二输入信号，以产生第二输出信号；以及

把所述第一和第二输出信号耦合到负载上，从而放大所述信号。

56.如权利要求55所述的方法，其特征在于：所述耦合包括把所述第一和第二输出信号之一直接耦合到负载以及通过隔离变压器把所述第一和第二输出信号中的另一个耦合到负载。

57.如权利要求55所述的方法，其特征在于：所述耦合包括通过各自的第一和第二1/4波长传输线把下相应的所述第一和第二输出信号耦合到负载。

58.一种放大信号的系统，它包括：

用于从所述信号产生第一和第二输入信号以及第一和第二可变电源电压的装置；

用于利用所述第一可变电源电压放大所述第一输入信号、以产生第一输出信号的装置；

用于利用所述第二可变电源电压放大所述第二输入信号、以产生第二输出信号的装置；以及

用于把所述第一和第二输出信号耦合到负载上、从而放大所述信号的装置。

59.如权利要求58所述的系统，其特征在于：所述耦合用的装置包括用于把所述第一和第二输出信号之一直接耦合到负载的装置和用于通过隔离变压器把所述第一和第二输出信号中的另一个耦合到负载的装置。

60.如权利要求58所述的系统，其特征在于：所述耦合用的装置包括用于通过各自的第一和第二1/4波长传输线把相应的所述第一和第二输出信号耦合到负载的装置。

61，一种用于放大信号的系统，它包括：

信号产生器，它从所述信号产生第一和第二输入信号以及第一和第二可变电源电压；

第一功率放大器，它利用所述第一可变电源电压放大所述第一输入信号、以产生第一输出信号；

第二功率放大器，它利用所述第二可变电源电压放大所述第二输入信号、以产生第二输出信号；以及

耦合器，它把所述第一和第二输出信号耦合到负载上、从而放大所述信号。

62.如权利要求61所述的系统，其特征在于：所述耦合器包括把所述第一和第二输出信号之一直接耦合到负载的直接连接器和把所述第一和第二输出信号中的另一个耦合到负载的隔离变压器。

63.如权利要求61所述的系统，其特征在于：所述耦合器包括把所述第一输出信号耦合到负载的第一1/4波长传输线和把所述第二输出信号耦合到负载的第二1/4波长传输线。

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