CN1502182A - 并行扩频通信系统和方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及扩展正交编码数据的并行扩谱(“PSS”)技术。在推荐实施例中，适用于通信数据的方法和系统包括采用使用正交Walsh函数方案来编码和扩展数据流，并将数据流分成伪多个位数据包，各个数据包可表示一系列真或逆Walsh码中的一个。随后，数据流进行差分编码以适用于BPSK或QPSK调制，并且采用PN序列扩展。调制并行扩展的数据流，以适用于发射至接收机。在接收机，通过计算在数字数据流和可编程序列之间的交叉相关性来恢复数据流。PSS技术胜过常规通信系统，其益处之一是能够同时获得附加的处理增益和数据前向误差校正。

Description

并行扩频通信系统和方法
相关申请专利
本发明请求以2001年2月16日申请的美国临时专利申请60/268.942为优先权，并且在此引述供参考。
发明背景
1.技术领域
本发明涉及数字通信，更具体地说，涉及提供与扩谱相关通信的系统和方法。
2.相关技术的描述
扩频通信技术有着十分广泛的应用。例如，扩谱起源于对侦破/截获极其敏感以及容易受到有意介入干扰/人为干扰损失的军事通信。然而，已经发展了适用于扩谱的商业应用的主机，特别是在无线通信的领域中，例如，蜂窝式移动通信。
扩谱的基本概念不同于长期的标准通信实践。特别是，常规的实践是集中于减小信息承载信号的频率带宽，以便于将更多的信号适应于通信链路(信道)。扩谱的目标恰恰相反，是充分增加信息承载信号的带宽。的确，扩频通信链路占据了比标准通信链路所需的最小带宽大得多的带宽。即，扩谱信号一般所占据的带宽要远远超过根据奈奎斯特理论所需传输数字数据的带宽。正如以下将要更详细讨论的那样，该带宽增加有助于减小各种形式的干扰的不利效应。
在扩谱系统中，发射机扩展(增加)发射前的信息承载信号的带宽。接收机一旦接收到信号，就以基本相同的量来解扩(减小)带宽。理想的是，解扩所接收到的信号相同于扩展之前的传输信号。然而，通信信道一般都会引入某种形式的窄带(相对于扩展带宽)的干扰。
一种普遍类型的扩谱系统是直接序列扩谱系统(“DSSS”)。采用DSSS系统，扩谱是通过将数字数据与伪噪声序列“PN-序列”或“PN码”相乘而获得的，这也被称之为伪随机序列或片段码(chipping code)，她的符号率是二进制数据码率的许多倍。扩展序列的符号率又是被称之为片断率。该片段码与数据无关且包括适用于要传输的各位的冗余位模型。该码在效果上提供了所传输信号的抗干扰的能力。如果在传输过程中损失了在模型中的一位或多位，但由于传输中的冗余度原始的数据仍能够恢复。伪噪声序列是以-1或1(极性)，或者0和1(非极性)的片段数值的序列，它还具有其他相关的特性。
图1说明了常规的直接序列(“DS”)扩谱的扩展技术。有几类众所周知的伪噪声序列，可以适用于DSSS系统，例如，M序列、Gold(戈尔德)码、和Kasami码；各类序列或码都具有它自己的特殊性能。在一个码中的片段的数量被称之为该码的周期(N)。例如，如果一个完整的PN序列与一个单个数据位相乘(正如图1所示，采用N＝7)，则信号的带宽与因数N相乘，该因数也被称为处理的增益。换句话说，在扩频通信中的处理增益直接与序列的长度有关。参考图2A，如果使用M序列的码，则功率谱中的效应是具有sinc2(x)函数的功率扩展密度。
通过干扰抑制的必要性就可以迅速地看到使用扩谱技术的益处。影响信号的干扰主要有三类：人为干扰，多址访问以及多路径。当另一信号是预先有准备的(例如采用军事干扰机)或者是不小心地叠加在该信号上，则就会发生人为干扰。多址访问干扰发生在信号分享其他信号的相同频率频谱时。多路径干扰法发生在信号本身被延迟时。
采用人为干扰相关的技术，则敌对一方或“干扰机”会在扩谱信号上具有不同的时间。事实上，在扩展之后，扩谱信号与噪声相扰频，见图2B，人为干扰的信号仅仅限制于一小部分频谱，在解扩(缩谱)之后，人为干扰就被衰减到了噪声电平，见图2C，并且信息可以得到恢复，见图2D。在商业应用中，扩频通信的主要优点是消除了来自另一个发射机的相关干扰。
与多址访问相关的扩谱益处具有更大商业应用价值。从商业应用的观点来看，扩频通信允许多个用户以相同的频带进行通信。当采用该方式时，这就改变了频分多址(“FDMA”)或时分多址(“TDMA”)且通常被称之为码分多址(“CDMA”)或扩谱多址(“SSMA”)。当使用CDMA时，在改组中的各个信号都给出了它自己的扩展序列。FDMA要求所有的用户都采用互不相交的频带并且在时间同步发射。TDMA通过将单独时间窗分配给在各个信道中的各个用户要求所有的用户都采用相同的带宽。相反，CDMA则通过它们所采用的指定扩展码来区分在接收机上相互不同的波形。
CDMA对无线通信具有特殊的兴趣。这些应用可以包括蜂窝式通信，个人通信服务(“PCS”)，以及无线局域网。它普及的主要理由是由于在多路径输入信道上发射时扩谱波形所显示的性能。为了能说明这一概念，考虑DS的信令。只要扩展序列的单个片段的过程是小于多路径延迟的扩展，则DS波形的使用就位系统设计者提供了两种选择中的一种选择。多路径可以作为干扰形式来处理，这就意味着接收机应该尽可能多地来衰减它。的确，在这样的条件下，由于系统的处理增益的原因，所有的多路径返回到达接收机的时间延迟大于在同步到达接收机的多路径返回过程中的片段时间(通常是第一返回)，且都得到了衰减。另外，在从主路径返回的过程中，有多个片段所分离的多路径都表示在接收信号中所可以看到的“独立性”以及可以建设性地增强接收机的整体性能。即，因为所有的多路径返回都包含了与将要发送的数据有关的信息，该信息可以有适当设计的接收机来获取。
即，扩频通信的益处是可以使用不同的扩展代码使得多条链路可以同时在相同的频率上工作。该技术所能获得另一益处是该处理增益允许扩频通信链路可以工作在比常规无线电链路要低得多的信号电平上。
然而，常规的扩谱系统也存在着一些缺点。常规无线系统的一个问题是该系统具有可观的RF发射机功率的必需条件。特别是在便携式手持蜂窝设备中，可以相信该设备的这种功率条件和相关强电磁信号可以负面影响人类的生理。常规系统的另一个相关缺点是便携式设备在某些应用中的短电池寿命。因此，常规扩谱系统需要大的通信带宽以及采用许多扩展码来限制在各个带宽上的许多用户。
另一缺点是扩谱能够经受NEARFAR效应。该问题是由于接收机可以采用不同的功率接收来自多个发射机的多个信号。一般来说，非干扰发射机所发射的信号功率可以通过干扰码的互相关性能在接收机中得到抑制。然而，如果非干扰发射机非常接近于干扰发射机，所接收到的非干扰发射机的信号功率就有可能构成比干扰发射机的信号功率高得多。在这种情况下，接收机中的PN相关器将难以检测和解扩微弱的干扰发射。
另一个明显的缺点是常规系统不能实际和有效地提供增强处理增益。当前，扩谱技术还不能支持能改善处理增益的大的PN序列长度。另外，常规系统还难以对前向误差校正采用优化的处理增益。
发明内容
本发明讲授了双有序并行扩谱方法和系统。该发明有利地组合了一系列码序列，以产生可在大量的应用中得以实施的增强的和坚实的通信技术，它可以包括点对点或者一点对多点的无线通信系统。
在本发明的一个实施例中，无线通信系统包括发射机和接收机站。采用了包括基本码序列和辅助码序列的双有序并行扩谱方法。根据本发明，发射机站所执行的步骤包括：采用基本编码方案(例如，正交Walsh编码方案)对数字数据信号进行编码；采用辅助序列(例如，PN序列)对所编码的信号进行扩展；使用例如DBPSK调制技术来调制所扩展的编码信号；以及发射所调制的信号。根据该推荐实施例，接收机站执行的步骤包括：使用存储的辅助序列来解扩所接收到的信号，解调所解扩后的信号；以及使用基本编码方案来解码所解调的信号。
以并行曾的方式来使用多个短扩展序列可从根本上增强处理增益和多址访问的属性。
本发明也提供了采用前向误差校正同时增强处理增益。
本发明的另一个明显的优点是所增强的处理增益允许减少所发射功率的条件。例如，18dB的处理增益理论上意味着只需要RF发射功率条件的1/8就可以满足通信链路的需要。本发明较低的功率条件可以减少影响健康的问题并且允许在某些应用中可以有更长的电池使用。
本发明的另一优点是在同相和正交的信道中采用独立的扩展序列，从而允许提高链路的安全性。
本发明的其他优点是改善带宽的有效性。例如，该发明一般都提供了比采用同一处理增益属性的常规扩谱技术大于5倍的更多的带宽有效性。
本发明的另一优点是在接收机实施前向误差校正算法有利于改善码误差率的性能。
本发明还有一个优点是由于采用的短PN序列所以减小的采集的周期。
本发明的上述和其他性能和优点将从以下本发明实施例，附图以及权利要求的更详细讨论中变得更加清晰。
附图说明
为了能更加完整地理解本发明以及它的目的和优点，现在参考结合附图的下列讨论，在附图中：
图1说明了常规直接序列扩谱的扩展技术；
图2A-2D说明了在常规直接序列的扩频通信系统中的频谱；
图3说明了根据本发明实施例的并行扩频通信系统；
图4说明了根据本发明实施例发射并行扩谱信号的处理过程；
图5说明了根据本发明实施例接收并行扩谱信号的处理过程；
图6说明了根据本发明实施例的数据并行扩展的信号图；
图7说明了根据本发明实施例的信号信道并行扩谱发射机系统；
图8说明了根据本发明实施例的QPSK不同编码器的硬件元件图；
图9说明了根据本发明实施例的并行扩谱接收机系统；
图10说明了根据本发明实施例的Walsh码相关性和解码电路；
图11说明了根据本发明实施例的不同PSK解调器的硬件元件图；
图12说明了根据本发明实施例的双信道并行扩展系统。
具体实施方式
现在参考图3-12来讨论本发明的推荐实施例，在该图中类似的标号表示着类似的元件并且各个标号的最左边的数值对应于在附图中最先使用的标号。
这些推荐实施例是以无线电话通信系统的内容来讨论的。然而，本发明可以在广泛的应用中得到实现，例如，宽带无线点对点和一点对多点的数字通信链路；低功率无线应用；使用CDMA的遥测应用；WLAN应用；以及安全通信信道。推荐实施例涉及根据本发明将代码数据扩展到预定序列上的并行双序列扩谱(“PBSS”)技术。因此，本发明同时也提供了其他处理增益，数据前向误差校正(“FEC”)的益处，以及其它益处和优点。
本发明也可以应用于任何现有的数字通信信道，以基本创建伪直接序列扩频通信链路，该链路采用了输入数字数据的位乘位(B×B)或者多位相乘(MB×MB)的并行扩展。当与DSSS通信信道相组合时，就会产生数据流的双层并行的扩展。本发明加宽了带宽的条件和提高了链路的处理增益。
参考图3，根据本发明实施例来描述扩频通信系统300。系统300包括发射站310和接收站320。发射站310与接收站320通信并行扩谱信号330。为了便于双向通信，接收站320也可作为发射机向作为接收机的发射站310发射并行扩谱信号340。在业内的普通专业人士都会意识到并行扩谱信号330和340可以通过无线网络(未显示)来发射，例如，通过蜂窝式电话服务网络和个人通信服务(“PCS”)网络。例如，发射站310和接收站320可以在蜂窝网络中的相同单元或不同单元网内或者是在两个不同网络的单元内。蜂窝网络可以包括一个和多个基站，基站可以在各个单元中各自工作，并且电话总机办公室可以认为是移动电话交换办公室(“MTSO”)。各个基站可以包括一个或多个发射机和/或接收机，它可以转发并行扩谱信号330和340，使得蜂窝网络可以与发射站310和/或接收站320通信。在这类实施例中，MTSP处理所有连接着手持电话系统和其它蜂窝网络的电话，以及控制在该指定区域中的所有基站。并行扩谱信号330和340可以在基站或MTSO上转换成不同格式的信号，该格式可以是根据需要取决于基于地面通信系统或其他蜂窝网络所需的格式。
在推荐实施例中，根据图4所描述的处理400产生并行扩谱信号330。在该发明的实施例中，发射展310采用基本编码方案对数字数据信号进行编码(步骤410)。该基本编码方案采用诸如正交Walsh函数的长度为2n正交码。例如，基本码可以是4，8，或16位的Walsh码。采用辅助码对所扩展的基本编码数据进行辅助编码(步骤420)。该辅助码可以是任意类型的偶数有序代码，例如，M序列，Barker，Gold，Kasami，以及其它等等，但是最好是PN序列。辅助码可以根据需要同时与完整的基本序列相乘，使得辅助序列必须是基本序列长度的整数倍。例如，如果基本码是8位Walsh码，则辅助码必须是8的整数倍，例如，可以是16，24，32，48，或者64，等等的位PN序列。一旦完成辅助编码之后，就调制该信号(步骤430)，并且将该信号发送至接收站320(步骤440)。
图5说明了根据本发明该推荐实施例适用于接收并行扩谱信号330的处理过程500。并行扩谱信号330首先在接收站320接收到(步骤510)。对并行扩谱信号330进行数字化(步骤520)，随后使用所存储的对应于发射站310所使用的辅助序列的辅助序列进行解扩(步骤530)。一旦完成了解扩，则对信号进行解调(步骤540)，并且随后使用在发射展310中所采用的方案进行解码(步骤550)。
采用该实施例，如果使用8位Walsh码作为基本序列和48位PN序列作为辅助序列，则可以获得18.4dB的潜在处理增益(正如以下将详细说明的那样)。通过使用更长的基本和/或辅助码可以获得更高程度的处理增益。然而，再接收站320中的电子设备的复杂程度直接与代码长度成比例，并因此可以限制更大的代码的特殊应用。相比较而言，要获得在常规DSSS系统中的18.4dB处理增益，就必须采用大于69未的扩展码，这对于使用目前技术的高数据率的应用来说是难以实现的。
图6说明根据本发明实施例的并行扩展数据的信号图600。正如所示的那样，8位正交码610可采用48位的并行PN序列620进行扩展，以产生并行扩谱数据信号630。正如以上所阐述的那样，并行的序列必须是所选择的正交码长度的整数倍。各个数据符号640是由6位并行扩展序列650扩展并产生潜在的处理增益7.78dB(10 log 6)。一旦选择了适当的正交码和并行PN序列，它们则在通信的过程中是固定的。当各个接收机分配正交PN序列且该PN序列可在具有或者不具有可变长度时，就可能获得CDMA通信。
从本质上说，常在多个数据位上使用长的并行扩展序列。所使用的扩展序列可以是，例如，M序列，Barker，Gold，Kasami，和任何类型的PN序列。在根据本发明中的并行扩展可以采用对发射路径中的数据流进行不同的编码，以简化在接收机的数据恢复。如果并行扩展方案应用于M-ary调制链路，则可以使用不同的PN序列来扩展同相(I)和正交(Q)的信道，以提高信道的安全性。
M序列调制系统可以在每一个发射信号的转变(符号)过程中发出比二进制系统更多的信息。因为需要log2(M)位来选择M种可能性中的一种，所以各个波形可以转换成log2(M)位信息。各个所转换的波形表示log2(M)位符号。
表1说明了M序列方案的实例。
    表1：M-ary方案
  M序列   调制方案
    4     QPSK
    8     8PSK
    16     16QAM
    64     64QAM
在本发明的实施例中，基本数据的Walsh编码提供了初始扩展和编码增益。8位的Walsh编码器将提供9dB的潜在处理增益和1.6dB编码增益。链路的使用先进的协议并将数据转换成打包数据格式。导言表示这转换的起始部分，以实现对接收机采集的初始化。对序列数据包转换来说，差分二进制相移键控(“DBPSK”)调制可对QDPSK的导言进行初始化。差分是指数据以离散相移Δθ的方式来转换的，其中，相位参考是原先转换的信号相位。该方法减小了调制处理的复杂性，因为它不需要绝对的相位参考。
图7说明了根据本发明实施例具有单信道的并行扩谱系统700。输入数据772采用混合器710混合，使之奇怪地变成白色，并且除去数据中地任何DC偏置。在本发明该实施例中，使用Walsh编码器720以正交Walsh函数来编码和扩展数据流。最终的数据被分成具有3位定义幅度和其余位设计成符号的4位四位字节。幅度位确定了8位Walsh码中的一位，而符号位定义了所选择的是真Walsh码还是逆Walsh码。这样就以扩展和编码的方式引入了系统处理增益。扩展增益为9dB(10 log 8)，同时较高的正交Walsh函数可以提供编码增益1.6dB。于是，Walsh码的使用提供了10.6dB的有效系统增益。然而，本发明也可以使用另一种涉及同相(I)和正交(Q)信道的数字调制方案。因此，在另一实施例中，各个信道都采用不同的并行扩展序列，以大大提高信道的安全性。
M序列双正交键控(“MBOK”)调制是使用正交码进行数据块编码并且可以二进制(“BMBOK”)或正交(“QMBOK“)的格式实现的技术。该技术可以通过在接收机实现FEC算法来产生改善链路位误差率(“BER”)性能的编码增益。因此，MBOK调制比BPSK更有效，例如，在le10-5BER，Eb/No是8dB，而不是9.6dB。
应该注意的是，Walsh编码可以作为推荐实施例的一部分来实现，这些实施例可以具有以上所体积的益处和优点，但是在另一实施例中，它还包含了从并行扩展中直接获得的其他处理增益。因为可以获得代码的正交性和FEC属性，所以推荐使用Walsh编码。Walsh码只有在零相位偏置和较佳的同步时才能呈现出零交叉相关性。当存在这偏置时，Walsh码会呈现出比PN序列大得多的交叉相关性数值和差得多的自动相关性。因此，为了能在接收机部分对Walsh序列进行相干性解码，常使用重叠的并行PN扩展序列来获取所需的相位和时序信息。起始可发送一些不能解码的导言，以便于在接收机部分获得初始采集。导言发生器740产生导言，随后为了Walsh编码通过信号媒介存取控制器(“MAC”)(未显示)的信号774发送打包数据。MAC控制着主机系统和无线电部分之间的数据流。
为了能简化在解调过程中所需的相位确定，就产生了数据流的差分编码。差分编码器730采用原先的符号作为相位参考，来确定目前符号的结果。这就忽略在相干性检测系统中的恒定相位参考传输的先决条件。通过简单XOR当前和原先符号的数值就可以获得适用于BPSK的差分编码。然而，适用于QPSK的差分编码就更复杂，它存在着如表2所示的16种可能的状态。
图8说明了根据本发明实施例的QPSK差分编码器电路800。硬件包括连接着两位加法器830的四个两输入的异或门810和820。电路800的操作对每一个业内技术人士来说都是很清楚的。
            表2：差分编码序列QPSK
  新的输入IN(I，Q)k   原先编码OUT(I，Q)k-100    0 1    1 1    1 0
    0 00 11 11 0   0 00 11 11 0   0 11 11 00 0   1 11 00 00 1   1 00 00 11 0
再参考图7，数据缓冲器750保持着在并行扩展之前的数据位并且确保它与PN序列能够同步。例如，Walsh编码器720向同步器732提供了同步脉冲。为了能确保Walsh码和PN序列能在时间上对准，同步器732向数据缓冲器750，PN序列发生器760和并行扩展器770提供了时序信息。对PN发生器进行可编程，使之能产生从短的到非常长的PN序列。PN序列采用每一个数据符号的多个PN位通过并行控制器770以并行的方式扩展数据。所输出的数据流776是使用诸如BPSK或QPSK的数字调制方案调制的。
图9和图10说明了根据本发明实施例的并行扩谱系统(接收机)900的主要元件。图9说明了I 902和Q 904信道，在该信道中采用DPSK的调制方案。图10说明了适用于FEC的Walsh码相关性和解码的电路100；为了便于说明，只是说明了同相[I]信道，但是也可以使用其它信道。电路1000的操作对每一个业内技术人士来说都是很清楚的。
参考图9，根据本发明的实施例，接收机900解扩并行扩展的序列。特别是，将IF信号下变换到基带，在基带该信号由双4位模拟数字转换器(“ADC”)910进行数字化。可以采用4倍于芯片速率的采样速率。由载波相位监测器930，超前/滞后滤波器940，数值控制振荡器(“NCO”)950，和复数乘法器920构成载波追踪数字锁相环(“DPLL”)。NCO是一个可产生对应于正弦或其他波形的数字采样数值的振荡器。DPLL的目的是除去任何载波的偏置，该偏置是在RF下变换处理中可冗余的属性。正交NCO乘以所接收到的采样，以在相关之前能除去该载波偏置。解调部分输出辅助DPLL误差信号。该相位对准或同步于引入到PN匹配滤波相关器960的采样，以优化接收机的性能。
PN匹配滤波器960包括单独可编程的多级串连可变相关器。在工作中，PN匹配滤波器960计算在输入和可编程PN最大序列之间的交叉相关性。该相关性的峰值可用于初始化并行累加，积分，和转存的序列，并依次提取多位采样和位时序的信息。在PN匹配滤波器960中各个位累加器的结果以并行的方式输入至相关性和符号追踪处理器970，在该处理中，确定各位的相关性并且从所提取的数据采样中提取符号时序信息。通过采用公式：Max[ABS(I)*ABS(Q)]+1/2Min[ABS(I)*ABS(Q)]，近似计算I和Q信道相关性和的和的幅值可获得相关性。该计算数值可用于产生多位追踪参考时钟信号。
实现可编程阈值和智能追踪，以忽略假的检测和自动插入丢失的相关性脉冲。该多位检测脉冲初始化并行相关性，该相关性可通过计算符号相关性的幂的幅值来提取符号的时序，符号相关性的幂也形成了适用于符号追踪处理的参考。形成符号追踪处理的所提取的扩展符号采样与相关的时序信息一起发送至DPSK解调器980。
DPSK解调器通过对来自当前和原先并行相关处理的各个解扩信息进行“点积”和“叉积”的计算来传送各个符号。对BPSK解调来说，“点积”仅仅只允许在连续采样之间相移的确定。对QPSK解调来说，要确定相移，“点积”和“叉积”都是必需的。在数学上，点积和叉积为：
dot(k)＝IK·IK-1+QK·QK-1    以及
cross(k)＝QK·IK-1-IK·QK-1
式中，I和Q是当前K和原先K-1符号的同相和正交采样。在复数平面上这些乘积的结果呈现了该方法可以表2所示的格式有效地解调差分编码的QPSK信号。
图11说明了根据本发明实施例地差分PSK解调器1100的硬件实现方法。解调器1100的操作对业内的技术人士来说是显而易见的。
点积和叉积可以用于对初始DPLL的功能产生其他误差信号。在校正了由于PSK调制而在符号之间所评估的相移增量之后，该自动频率控制(“AFC”)误差信号反映了在当前和原先符号之间相位差异的正弦。数学分析可以产生接近的近似值，它可以使用点积和叉积来使用。该操作是：
AFC_ErrorBPSK＝Cross·Sign[Dot]    和
AFC_ErrorQPSK＝(Cross·Sign[Dot])-(Dot·Sign[Cross])
可以分别适用于BPSK和QPSK调制方案。在通过环路滤波器输入到NCO之前，可以组合和平均各个并行处理信道的误差信号。该功能可基本上除去较小的频率误差，并因此而确保最佳的接收机性能。
所恢复的I和Q数据可以并行锁存并输入到串行的转换器。在本发明的另一实施例中，也可以需要其它信号处理方法，以完成与现有Walsh解码器的接口。数据采样以并行I 1202和Q 1204的总线输出至双信道并行扩谱系统1200的Walsh代码FEC 1210，正如图12所示。
Walsh相关性，解调和FEC处理取决于并行解扩部分，以正确地除去载波频率和相位的偏置。并行解扩部分的符号时序处理器还提供了所需的相位参考，以相干相关和解码Walsh码序列。
FEC处理器1210检查I 1202和Q 1204数据总线并且将所接收到的位与16可能位模式中的一位相比较。智能处理用于校正在所接收的I和Q符号中的位误差。FEC 1210与Walsh解码器1220一起操作，以确保最佳的性能。Walsh码的正交性能增强了他们的FEC特性，并因此而减小链路之间的BER。
FEC处理阿输出施加至16位相关器(未显示)的块上，8位各用于I和Q信道，它可在整个位周期中，采用对应的Walsh码，累加，积分和转存乘以输入。适用于I信道的“最大选择器”1230和适用于Q信道的“最大选择器”1235分析各个8位相关器的相关峰值并且输出对应的数据，以确定符号校正和数据序列1240的Walsh码。Walsh解码信息又返回到FEC处理器1210，以构成Walsh解码器和FEC处理。处理之间的不规则会产生输入采样的二次重新处理。在该处理中的故障会引起误差信号的产生，这可以采用链路协议来使用，以初始化再次发送的算法。一旦Walsh码被连续解码，则I和Q数据就可以确定并组合成信号数据流。
该数据流可使用多项式除法来描述，并且可以采用数据描述和周期冗余度检测(CRC)检测对数据包进行周期冗余度检测(CRC)。随后，该数据串连输出至MAC，以完成接收的操作。
大多数临界处理区域涉及在接收机中的并行处理的必要条件。从PN序列到数据恢复的典型处理周期应该在0.4×Q中实现，其中，Q等于采样时间。对于所说明的采用48位并行扩展实例的E1数据流来说，完成接收处理需要在1.5us内。
本发明是新颖并行扩谱系统和方法，它组合了具有PN序列的近似相关特性的Walsh码正交特性，以产生可以点对点或一点对多点的通信链路实现的鲁帮通信技术。独立的并行扩展序列可以应用于网路中，以实现CDMA。在本发明实施例中，并行扩展是动态的，在动态的扩展中，Walsh编码器是可编程的并且并行扩展的码长度是变化的。用户可以对分配带宽中的固定数据速率确定最大的处理增益。
在上述讨论和附图中所说明的实例是采用8位Walsh编码器和48位PN序列来获得18.4dB(9+1.6+7。8)的系统处理增益，它潜在地增加了由8张折叠图所表示的整个常规链路中PSS链路的有效范围。本发明的另一实施例可以具有不同尺寸的Walsh编码器和PN序列。最好是能使用较小长度的码，以便于使采集速度最大化和设计复杂性最小化。
在本发明另一实施例中，可以实现进一步层扩展序列，以提高处理增益和CDMA的特性。例如，除了辅助扩展序列之外，第三序列也可以与基本和辅助序列并行使用。
在本发明另一实施例中，也可以使用相干解调，以抵消差分编码的需要。在另一实施例中，也可以使用基于QAM和编码正交频分多址技术作为调制方案。
虽然已经参照一个推荐实施例特别显示和讨论了本发明，但是业内的专业人士应该理解到，可以在不脱离附加权利要求所定义的本发明精神和范围的条件下有各种形式和细节上的变化。

Claims (52)

1.一种对用于扩谱数据通信的数据进行编码的方法，其特征在于，该方法包括步骤：
采用n位正交码对数据进行编码；
m位扩展序列与编码数据相乘，其中m是n的整数倍。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述正交码是Walsh码。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，n是8。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述扩展序列是偶数有序码。
5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述偶数有序码是从包括M序列，Barker码，Gold码，Kasami码，伪噪声序列，或其组合的一组中选出的。
6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述编码数据是一种或多种正交码。
7.一种对扩频通信系统中的数据进行扩频的方法，其特征在于，该方法包括步骤：
根据采用基本码的基本编码方案对数据流进行编码；以及
采用辅助序列来扩展基本编码的数据，其中，所述辅助序列的位长度是所述基本码的位长度的整数倍。
8.如权利要求7所述方法，其特征在于，进一步包括下述步骤：
对所述数据流进行差分编码；以及
在所述编码和扩展步骤之前对所述数据流进行扰频。
9.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述基本码是正交Walsh码。
10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，它进一步包括将所述数据流分成为多位数据包，它这些数据包代表一系列真或逆Walsh码中的一个。
11.如权利要求9所述的方法，其特征在于，它进一步包括：
提供同步脉冲，以使所述Walsh码与所述辅助序列同步；以及
在使用所述辅助序列来扩展所述数据流之前，将所述数据流保持在数据存储缓冲器中。
12.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述差分编码是用于BPSK调制的差分编码。
13.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述差分编码是用于QPSK调制的差分编码。
14.如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述辅助序列是从包括M序列、Barker码、Gold码、Kasami码、伪噪声序列，或其组合的一组中选出的。
15.如权利要求7所述的方法，其特征在于，它进一步包括步骤：
调制所述扩展数据流；以及
发送所述调制的数据流。
16.一种用于在并行扩频通信系统中进行数据交换的方法，其特征在于，该方法包括步骤：
接收并行扩谱的通信信号；以及
恢复来自所述并行扩频通信信号的数据流。
17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述从所述并行扩频通信信号中恢复所述数据流的步骤包括：
将所述接收到的信号转换成数字化的数据流；
计算所述数字化数据流和可编程序列之间的交叉相关性；
采用所述交叉相关性来提取多位采样和位时序信息；
从所述提取的多位采样中提取符号时序信息；以及
解调所述提取的多位采样。
18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，所述可编程序列是伪噪声序列。
19.如权利要求16所述的方法，其特征在于，进一步包括产生所述并行扩频通信信号，它包括下述步骤：
采用n位正交码对数据进行编码；
采用m位扩展序列与所述编码数据相乘，其中m是n的整数倍。
20.一种用于蜂窝网络中交换并行扩频通信信号的方法，其特征在于，该方法包括：
在第一接收机处接收并行扩频通信信号；以及
将所述接收到的并行扩频通信信号转发至第二接收机。
21.如权利要求20所述的方法，其特征在于，所述第一接收机是基站。
22.如权利要求20所述的方法，其特征在于，所述第一接收机是移动电话交换系统。
23.如权利要求20所述的方法，其特征在于，所述转发步骤包括：
将所述接收到的并行扩频通信信号发送至所述第二接收机。
24.如权利要求22所述的方法，其特征在于，所述第二接收机是蜂窝设备。
25.如权利要求20所述的方法，其特征在于，所述转发步骤包括：
将所述接收到的并行扩频通信信号转换成通信信号；
将所述转换的通信信号发送至所述第二接收机。
26.如权利要求25所述的方法，其特征在于，所述第二接收机是蜂窝设备或地面电话设备或网络。
27.如权利要求20所述的方法，其特征在于，所述并行扩频通信信号是由产生方法所产生的，其方法包括：
采用n位正交码对数据进行编码；
将m位扩展序列与对所述数据进行编码的一位或多位正交码相乘，其中，m是n的整数倍。
28.一种并行扩频通信设备，其特征在于，它包括：
根据基本编码方案对数据流进行编码的编码器；以及
采用辅助序列对所述编码的数据流进行扩频的扩频器。
29.如权利要求28所述的设备，其特征在于，所述基本编码方案采用n位正交Walsh码。
30.如权利要求29所述的设备，其特征在于，所述扩展序列是m位伪噪声序列。
31.如权利要求30所述的设备，其特征在于，m是n的整数倍。
32.如权利要求28所述设备，其特征在于，它进一步包括：
调制器；以及
发送器。
33.一种并行扩频通信设备，其特征在于，它包括：
根据正交编码方案对数据流进行编码的编码器；
产生扩展序列的扩展序列发生器；以及
采用所述扩展序列来扩展所述正交编码数据流的扩展器。
34.如权利要求33所述设备，其特征在于，它进一步包括：
使所述正交编码数据流与所述扩展序列同步的同步模块；以及
用于临时存储所述正交编码数据流的数据缓冲器。
35.如权利要求33所述的设备，其特征在于，它进一步包括：
在用所述扩展序列进行扩展之前，对所述正交编码数据流进行差分编码的差分编码器。
36.如权利要求33所述的设备，其特征在于，它进一步包括：
使光谱发白并且从所述数据流中除去直流(DC)偏置的扰频器。
37.如权利要求33所述的设备，其特征在于，所述扩展序列是从包括M序列、Barker码、Gold码、Kasami码、伪噪声序列，或其组合的一组中选出的。
38.如权利要求33所述的设备，其特征在于，所述正交编码方案采用正交Walsh码。
39.一种并行扩频通信设备，其特征在于，它包括：
用于接收并行扩频通信信号的接收机；以及
从所述并行扩频通信信号中恢复数据流的装置。
40.如权利要求39所述的设备，其特征在于，所述恢复装置包括：
将所述接收到的信号转换成数字化的数据流的数字仪；
计算所述数字数据流和可编程序列之间交叉相关性的装置，采用所述交叉相关性来提取多字节采样和字节时序信息，并从所述提取的多字节采样中提取符号时序信息；以及
用于解调所述提取的多字节采样的解调器。
41.如权利要求40所述的设备，其特征在于，所述可编程序列是伪噪声序列。
42.如权利要求39所述的设备，其特征在于，所述并行扩频通信信号是由产生方法所产生的，该方法包括：
采用n位正交码对数据进行编码；
将m位扩展序列与对所述数据进行编码中的一个或多个正交码相乘，其中，m是n的整数倍。
43.一种用于交换并行扩谱数据的系统，其特征在于，该系统包括：
根据第一编码方案对数据流进行编码和扩展的装置；
差分编码器；
产生扩展序列的装置；
使所述差分编码数据流与所述扩展序列同步的装置；
采用所述扩展序列对所述差分编码数据流进行扩展的装置；
相移键控调制器；
发射器；
接收机；以及
从所述接收到的数据流中恢复所述数据流的装置。
44.如权利要求43所述的系统，其特征在于，它进一步包括使光谱发白并且从所述数据流中除去所有DC偏置的扰频器。
45.如权利要求43所述的系统，其特征在于，根据第一编码方案对数据流进行编码和扩展的所述装置是正交Walsh编码器。
46.如权利要求45所述的系统，其特征在于，它进一步包括：
提供同步脉冲以确保所述Walsh编码器和所述扩展序列在时间上对齐的装置；以及
数据存储缓冲器。
47.如权利要求43所述的系统，其特征在于，所述扩展序列是伪噪声序列。
48.如权利要求43所述的系统，其特征在于，它进一步包括：
产生包含各个数据包的时序信息的前序部分，以及将该前序部分插入到各个数据包中的装置。
49.如权利要求43所述的系统，其特征在于，所述扩展序列是从包括M序列、Barker码、Gold码、Kasami码、伪噪声序列，或其组合的一组中选出的。
50.如权利要求43所述的系统，其特征在于，它进一步包括：
将所述接收到的数据流转换成数字数据流的装置；
计算所述数字数据流和存储于所述远程位置上的可编程序列之间交叉相关性的装置；
采用所述交叉相关性来提取多字节采样和字节时序信息的装置；
从所述提取的多字节采样中提取符号时序信息的装置；以及
解调所述提取的多字节采样的装置。
51.如权利要求43所述的系统，其特征在于，它进一步包括从所述接收到的采样中除去载波偏移的装置。
52.如权利要求43所述的系统，其特征在于，所述可编程序列是伪噪声序列。
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