DE10032527C1 - Temperaturkompensationsschaltung für ein Hall-Element - Google Patents

Abstract

Eine Temperaturkompensationsschaltung für ein Hall-Element weist einen ersten und einen zweiten Bandabstands-Referenzkreis auf. Das Hall-Element (HS) wird von einem Erregerstrom (I1) gespeist, welcher proprotional zu einer im ersten Bandabstands-Referenzspannung erzeugbaren ersten Referenzspannung (UR1) ist. Weiterhin ist ein zweiter Bandabstands-Referenzkreis vorgesehen, der einen zweiten Widerstand aufweist, welcher von einem anderen Widerstandstyp als der erste Widerstand (R1) ist, und über dem eine zweite Referenzspannung abfällt. Ein Komparator (V1) ist eingangsseitig mit dem Hall-Sensor (HS) und mit dem zweiten Widerstand (R2) verbunden und vergleicht die Hall-Spannung (UH) mit der zweiten Referenzspannung (UR2). Die vorliegende Temperaturkompensationsschaltung gleicht automatisch fertigungsbedingte sowie temperaturbedingte Toleranzen ab.

Description

Die Erfindung betrifft eine Temperaturkompensationsschaltung für ein Hall-Element zur Magnetfeldmessung.

Hall-Sensoren zur Magnetfeldmessung unterliegen der Forderung nach hoher Präzision. Dem steht entgegen, daß durch Tempera­ tureinflüsse Temperaturabhängigkeiten sowie durch Abweichun­ gen der Fertigungsparameter fertigungsbedingte bzw. technolo­ gieabhängige Abweichungen entstehen, die dazu führen, daß Hall-Sensoren, welche ein digitales Ausgangssignal haben, Ab­ weichungen von Soll-Schaltpunkten aufweisen.

Zum Abgleich bzw. zur Kompensation temperaturbedingter oder fertigungsbedingter Toleranzen sind unterschiedliche Ansätze bekannt.

In dem Dokument US 4,705,964 ist ein integrierter Hall- Schaltkreis mit einstellbarem Arbeitspunkt angegeben. Hierfür sind einstellbare Widerstände vorgesehen, welche durch Serienschaltungen von Teilwiderständen realisiert sind, wobei Schmelzdrähte (fusable links) zur Einstellung der Widerstände dienen. Hierfür sind zum einen aufwendige Messverfahren er­ forderlich, und zum anderen erfordert das beschriebene Prin­ zip einen großen Chip-Flächenbedarf sowie einen großen Ab­ gleichaufwand.

Ähnliche Nachteile weisen vergleichbare Abgleichverfahren, wie Zener-Zapping, Laser-Fuses sowie Laser-Abgleichverfahren auf.

Im Dokument US 4,833,406 ist ein temperaturkompensierter Hall-Effekt-Sensor angegeben. Dort ist für die Temperaturkom­ pensation eine Bipolar-Differenz-Eingangsstufe am Ausgang des Hall-Elementes angeordnet. Dabei ist jedoch eine hohe Nichtlinearität vorhanden, welche die Genauigkeit des Abgleichs begrenzt.

In dem Dokument US 5,260,614 A ist ein kompensierter Hall- Sensor angegeben. Dabei sind zumindest zwei Stromquellen vor­ gesehen, mit denen ein kompensierender Erregerstrom zur Ver­ sorgung des Hall-Sensors gebildet ist. Zur Erzeugung des Er­ regerstroms für den Hall-Sensor ist eine aufwendige Schal­ tungstechnik erforderlich.

In dem Dokument EP 0 450 910 A2 ist ein Temperaturkompensati­ onsverfahren für einen Hall-Effekt-Schaltkreis angegeben. Zur Temperaturkompensation ist dabei ein Widerstand in der glei­ chen epitaktischen Schicht wie das Hall-Element angeordnet. Aufgrund der Vielzahl von in Serie geschalteten Basis- Emitter-Spannungen erfordert die Schaltung jedoch eine hohe Versorgungsspannung, welche zumindest die Summe aus drei Ba­ sis-Emitter-Spannungen und einer Sättigungsspannung umfaßt.

Aus Tietze, Schenk: "Halbleiter-Schaltungstechnik", 10. Aufla­ ge, Springer-Verlag, 1993, Seite 558, ist das Prinzip der Bandabstands-Referenz be­ kannt.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Temperaturkompensationsschaltung für ein Hall-Element anzuge­ ben, welche Fertigungs- und Temperaturschwankungen automa­ tisch kompensiert und die für den Betrieb mit geringen Be­ triebsspannungen geeignet ist.

Die Aufgabe wird mit einer Temperaturkompen­ sationsschaltung für ein Hall-Element gemäß den im Anspruch 1 angegebenen Merkmalen gelöst.

Das Vorsehen von zwei Bandabstands-Referenzkreisen, welche unterschiedliche Widerstandstypen verwenden, hat den Vorteil, daß ohne einen zusätzlichen Abgleich eine technologieunabhän­ gige und damit Fertigungsparameter-unabhängige sowie bezüg­ lich der Temperatur determinierte Erfassung bzw. Digitalisie­ rung eines Magnetfeld-Signals ermöglicht ist.

Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Temperaturkompensations­ schaltung ist es, daß diese weitgehend unabhängig von der Be­ triebsspannung der Temperaturkompensationsschaltung arbeitet und noch bei sehr kleinen Betriebsspannungen funktioniert.

Wenn mit der Temperaturkompensationsschaltung ein digitales Ausgangssignal erzeugt werden soll, so lassen sich mit vor­ liegender Schaltung Schaltpunkte realisieren, welche weitge­ hend unabhängig von Fertigungs- und Temperaturparametern sind.

Die über dem ersten Widerstand abfallende, erste Referenzspan­ nung wird mit dem Stromspiegel im ersten Bandabstands- Referenzkreis in eine Versorgungsspannung für das Hall- Element, welche proportional zur ersten Referenzspannung ist, transformiert.

Der erste Widerstand kann dabei technologisch mit dem Hall- Element gekoppelt sein. Beispielsweise kann der erste Wider­ stand in der gleichen Epitaxie-Schicht wie das Hall-Element angeordnet sein. Die so erzeugbare Hall-Element- Versorgungsspannung ist hierdurch technologieunabhängig, da Dotierungsparameter und Schichtdicken-Abweichungen bei der Fertigung sowohl im ersten Widerstand als auch im Hall- Element gleich sind.

Bei der Herstellung der Temperaturkompensationsschaltung kann auf einen Temperaturabgleich sowie auf einen Empfindlich­ keitsabgleich verzichtet werden.

In einer vorteilhaften Ausführungsform der vorliegenden Er­ findung weist der zweite Bandabstands-Referenzkreis einen dritten Widerstand auf, der vom zweiten Widerstandstyp ist und der mit dem Komparator zur Zuführung einer dritten, über dem dritten Widerstand abfallenden Referenzspannung verbunden ist. Zwischen der zweiten und der dritten Referenzspannung besteht ein näherungsweise Fertigungstechnologie-unabhängiger Temperaturkoeffizient. Durch gewichtetes Addieren oder Sub­ trahieren der zweiten und dritten Referenzspannung kann eine beliebige Spannung mit einem beliebigen Temperaturkoeffizient und Temperaturverlauf technologieunabhängig erzeugt werden. Mit dem zweiten Bandabstands-Referenzkreis können beispiels­ weise Umschaltpunkte für Komparatoren zur digitalen Weiter­ verarbeitung des Hall-Spannungssignals realisiert sein.

Sowohl erste als auch zweite Referenzspannung sind Bandgap- Referenzspannungen. Diese sind beispielsweise aus der Diffe­ renz von zwei Basis-Emitter-Spannungen erzeugbar. Diese kön­ nen mittels zweier mit unterschiedlichen Stromdichten betrie­ bener Transistoren erzeugt werden.

Die dritte Referenzspannung kann eine Basis-Emitter-Spannung sein.

In einer weiteren, vorteilhaften Ausführungsform der vorlie­ genden Erfindung sind zur Erzeugung der ersten Referenzspan­ nung vier Transistoren vorgesehen, welche gemeinsam eine Rückkopplungsschleife bilden. Die Transistoren sind mit einem Bezugspotential, einem Versorgungspotential sowie mit dem er­ sten Widerstand verbunden. Die Transistoren sind dabei derart verschaltet, daß über dem am Emitter des zweiten Transistors angeschlossenen, ersten Widerstand eine PTAT (proportional to absolute temperature) Spannung gebildet ist. Die Transistoren sind dabei derart miteinander verbunden, daß zwischen Versor­ gungs- und Bezugspotential nur jeweils eine Basis-Emitter- Spannung bzw. eine Schwellspannung eines MOS-Transistors ab­ fällt, so daß die Schaltung mit geringer Versorgungsspannung betreibbar ist.

In einer weiteren, vorteilhaften Ausführungsform der vorlie­ genden Erfindung bildet der vierte Transistor zugleich mit einem fünften Transistor, der an das Hall-Element angeschlos­ sen ist, einen Stromspiegel.

Der Stromspiegel dient zur Spiegelung des aus dem Quotienten von erster Referenzspannung und erstem Widerstand gebildeten Stroms zur Versorgung des Hall-Elements mit einem Erreger­ strom. Dieser Stromspiegel kann verstärkende Eigenschaften haben, so daß die über dem Hall-Element abfallende Spannung gegenüber der ersten Referenzspannung verstärkt ist.

Anstelle des fünften Transistors kann eine Verstärker- oder Stromspiegelschaltung vorgesehen sein, welche derart ausge­ bildet ist, daß über dem Hall-Element eine Spannung abfällt, welche proportional zu einem gewichteten Produkt von erster Referenzspannung und einer Basis-Emitter-Spannung eines Tran­ sistors im Bandgap-Referenzkreis ist. Die Faktoren können mit Wichtungsfaktoren gewichtet sein, welche beispielsweise durch Stromspiegelverhältnisse einstellbar sind.

In einer weiteren, vorteilhaften Ausführungsform der vorlie­ genden Erfindung ist an den zweiten Widerstand ein zweiter Stromspiegel zur Auskopplung eines zur zweiten Referenzspan­ nung proportionalen, zweiten Stroms angeschlossen.

In einer weiteren, vorteilhaften Ausführungsform der vorlie­ genden Erfindung ist der dritte Widerstand mit dem Komparator derart verbunden, daß dem Komparator zum Vergleich mit der Hall-Spannung eine Summenspannung aus zweiter und dritter Re­ ferenzspannung zuführbar ist. Die zweite und dritte Referenz­ spannung sind dabei mit Gewichtungskoeffizienten so gewicht­ bar, daß ein beliebiger Temperaturkoeffizient bzw. aufwendige Temperaturverläufe höherer Ordnung erreichbar sind.

In einer weiteren, vorteilhaften Ausführungsform der vorlie­ genden Erfindung ist dem Komparator zumindest ein Operations­ verstärker zur Signalverstärkung von Hall-Spannung und Refe­ renzspannungen vorgeschaltet.

Während der erste Widerstand und das Hall-Element von einem ersten Widerstandstyp sind, wobei beide in der gleichen Halb­ leiter-Technologie aufgebaut sein können und insbesondere den gleichen, vertikalen Aufbau aufweisen können, sind der zweite und der dritte Widerstand von einem zweiten Widerstandstyp, der sich vom ersten Widerstandstyp unterscheidet. Der zweite und dritte Widerstand kann beispielsweise in einer polykri­ stallinen Siliziumschicht gebildet sein, während erster Wi­ derstand und Hall-Element als Epitaxie- oder Wannenwiderstand ausgebildet sind.

Der zweite und dritte Widerstand kann ein Diffusionswider­ stand sein.

Der Verstärker kann MOSFET- oder JFET-Eingangsstufen aufwei­ sen. Die Verstärkung des Verstärkers kann über Widerstands­ verhältnisse eingestellt werden und wird somit nicht von der Steilheit von Bipolar-Differenz-Eingangsstufen und deren Nichtlinearität beeinflußt.

Weitere Einzelheiten der Erfindung sind in den Unteransprü­ chen angegeben.

Die Erfindung wird nachfolgend an mehreren Ausführungsbei­ spielen anhand der Zeichnungen näher erläutert.

Es zeigen:

Fig. 1 ein Ausführungsbeispiel eines ersten Bandabstands- Referenzkreises,

Fig. 2 ein Ausführungsbeispiel eines zweiten Bandabstands- Referenzkreises,

Fig. 3 die Temperaturabhängigkeiten der in Abhängigkeit von zweiter und dritter Referenzspannung gebildeten Ströme,

Fig. 4 die Temperaturabhängigkeiten von zweiter und drit­ ter Referenzspannung,

Fig. 5 ein erstes Ausführungsbeispiel einer Komparator­ schaltung zur Diskretisierung der Hall-Spannung und

Fig. 6 ein zweites Ausführungsbeispiel mit einem AD- Wandler zur Digitalisierung der Hall-Spannung.

Fig. 1 zeigt ein als Magnetfeldsensor arbeitendes Hall- Element HS, welches von einem Magnetfeld B durchsetzt ist. Wenn dem Hall-Element HS ein Erregerstrom I1 zugeführt wird, so ist in orthogonaler Richtung zum Magnetfeld und zum Erre­ gerstrom eine Hall-Spannung UH ableitbar. Um eine von Techno­ logie- und Fertigungsparametern unabhängige Hall- Plattenspannung UH erzeugen zu können, ist ein erster Wider­ stand R1 vorgesehen, über dem eine Referenzspannung UR1 ab­ fällt. An dem ersten Widerstand R1, der mit einem Anschluß mit einem Bezugspotential GND verbunden ist, ist ein Strom­ spiegel T4, T5 angeschlossen, der einen zum Quotienten aus erster Referenzspannung UR1 und erstem Widerstand R1 proportionalen Strom, nämlich den Erregerstrom I1, dem Hall-Element HS zuführt. Bei der ersten Referenzspannung UR1 handelt es sich um eine PTAT-(proportional to absolute temperature-)­ Spannung, die mit dem Rückkopplungsnetzwerk aus erstem bis viertem Transistor T1 bis T4 gebildet ist. Hierfür ist ein erster und ein zweiter Transistor T1, T2 vorgesehen, deren Basisanschlüsse miteinander verbunden sind, wobei der erste Transistor T1 einen mit seinem Basisanschluß verbundenen Kol­ lektoranschluß hat, und dessen Emitteranschluß mit einem Be­ zugspotential GND verbunden ist. Weiterhin sind ein dritter und ein vierter Transistor T3, T4 vorgesehen, die als MOS- Transistoren realisiert sind, deren Gates miteinander verbun­ den sind und deren Source-Anschlüsse an ein gemeinsames, er­ stes Versorgungspotential U1 angeschlossen sind, wobei Drain- und Gate-Anschluß des vierten Transistors T4 miteinander ver­ bunden sind, wobei die Drain-Anschlüsse von drittem und vier­ tem Transistor T3, T4 jeweils mit einem Kollektor-Anschluß der ersten und zweiten Transistoren T1, T2 verbunden sind, und wobei der erste Widerstand R1 an den Emitter des zweiten Transistors T2 angeschlossen ist.

Die am Magnetfeldsensor HS erzeugte Hall-Spannung berechnet sich nach der Formel:

Für den Erregerstrom I1 gilt:

I1 = UR1.GR.n.q.d.µn.

Für die erste Referenzspannung UR1 gilt:

Für die Hall-Spannung UH folgt:

Dabei bezeichnen:
UH die Hall-Spannung, B das Magnetfeld, GH einen Geometriefak­ tor des Hall-Elements, rn den Scattering-Faktor, n die Dotie­ rung, d die Dicke des Hall-Elements HS und des ersten Wider­ stands R1, µn die Beweglichkeit, GR einen Geometriefaktor des Widerstands R1, k die Boltzmannkonstante, T die absolute Tem­ peratur und q die Elementarladung.

Gemäß obiger Herleitung ist die Hall-Spannung HS unabhängig von Technologieparametern, wie beispielsweise der Schicht­ dicke d und der Dotierung n des Hall-Elements HS. Die Beweg­ lichkeit µn sowie der Scattering-Faktor rn und deren Tempera­ turkoeffizienten sind nur schwach dotierungsabhängig.

Fig. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel des zweiten Bandab­ stands-Referenzkreises. Dabei fällt über dem zweiten Wider­ stand R2 eine zweite Referenzspannung UR2 und über dem drit­ ten Widerstand R3 eine dritte Referenzspannung UR3 ab. Ein zur zweiten Referenzspannung UR2 proportionaler Strom I2 wird mit einem mit zwei MOS-Transistoren T8, T9 realisierten Stromspiegel aus dem zweiten Bandabstands-Referenzkreis aus­ gekoppelt, während ein dritter Strom I3, der zur dritten Re­ ferenzspannung UR3 proportional ist, mit Transistoren T11, T12 ausgekoppelt wird.

Der zweite Strom I2 ist proportional zum Quotienten aus zwei­ ter Referenzspannung UR2 und zweitem Widerstand R2; der drit­ te Strom I3 ist proportional zum Quotienten aus dritter Refe­ renzspannung UR3 und drittem Widerstand R3.

Der MOS-Transistor T11 dient zugleich zur Regelung der über dem dritten Widerstand R3 abfallenden Basis-Emitter-Spannung, welche die dritte Referenzspannung UR3 ist, sowie zur Ein­ stellung des Basispotentials für einen sechsten und siebten Transistor T6, T7. Hierfür ist der Gate-Anschluß eines elften Transistors T11 über einen ersten Kondensator C1 mit einem zweiten Versorgungspotential U2 verbunden. Mit einem neunten Transistor T9, dessen Drain mit dessen Gate verbunden ist, sowie mit einem zehnten Transistor T10, dessen Gate mit dem Gate des neunten Transistors verbunden ist, sowie mit dem sechsten und siebten Transistor T6, T7 bildet der elfte Tran­ sistor T11 wiederum eine Rückkopplungsschleife, welche dazu führt, daß die zweite Referenzspannung UR2 über dem zweiten Widerstand R2 eine PTAT(proportional to absolute tempera­ ture)-Spannung ist.

Man erkennt, daß die Schaltungen gemäß Fig. 1 und Fig. 2 mit sehr geringen Versorgungsspannungen betreibbar sind, da zwischen Versorgungspotential U1, U2 und Bezugspotential GND jeweils nur maximal eine Basis-Emitter-Spannung oder eine Schwellspannung, je nach Transistortyp, abfällt.

Fig. 3 zeigt die Temperaturabhängigkeiten des zweiten und des dritten Stroms I2, I3. Es ist ersichtlich, daß die Tempe­ raturkennlinien von zweitem und drittem Strom verschieden sind, so daß mit gewichteter Summation oder Differenzbildung beliebige, technologieunabhängige Temperaturkoeffizienten er­ zeugbar sind.

Fig. 4 zeigt die Verläufe von zweiter und dritter Referenz­ spannung UR2, UR3 über der Temperatur T, wobei der zweite Strom I2 von Fig. 3 proportional zum Quotienten aus zweiter Referenzspannung UR2 und zweitem Widerstand R2, und die drit­ te Referenzspannung UR3 proportional zum Produkt aus drittem Strom I3 und drittem Widerstand R3 ist.

Während erste und zweite Referenzspannung UR1, UR2 annähernd technologieunabhängig sind, das heißt, daß lediglich Effekte 2. Ordnung einen Einfluß auf die Referenzspannungen UR1, UR2 haben, weist die dritte Referenzspannung UR3 lediglich eine Abhängigkeit 3. Ordnung von Technologieparametern auf. Folg­ lich sind alle weiteren, über Widerständen erzeugten Span­ nungsabfälle weitgehend technologieunabhängig und bezüglich der Temperaturabhängigkeit determiniert, so daß Schaltpunkte mit beliebigem, einstellbarem Temperaturkoeffizienten techno­ logieunabhängig eingestellt werden können.

Fig. 5 zeigt einen Komparator V1, dem ein erster Operations­ verstärker OP1 und ein zweiter Operationsverstärker OP2 der­ art vorgeschaltet sind, daß der erste Operationsverstärker OP1 mit seinem Ausgang an den nichtinvertierenden Eingang des Komparators V1, und der Ausgang des zweiten Operationsver­ stärkers OP2 an den invertierenden Eingang des Komparators V1 angeschlossen sind. Erster und zweiter Operationsverstärker OP1, OP2 weisen jeweils eine Gegenkopplung mit Widerständen R6, R7 auf. Zwischen den nichtinvertierenden Eingängen der Operationsverstärker OP1, OP2 ist die Hall-Spannung UH aus Fig. 1 anlegbar. Den invertierenden Eingängen der Operati­ onsverstärker OP1, OP2 ist zum einen unmittelbar und zum an­ deren über einen achten Widerstand R8 ein vierter Strom I4 zuführbar, der sich aus der Summe von einem ersten Produkt und einem zweiten Produkt ergibt, wobei das erste Produkt durch Multiplikation einer ersten Konstanten C1 und dem zwei­ ten Strom I2 und das zweite Produkt aus einer zweiten Kon­ stanten C2 und dem dritten Strom I3 gebildet ist.

Die Schaltschwelle für den Komparator V1 berechnet sich aus einer Schwellenspannung, welche proportional zur Summe aus dem Produkt von erster Konstanten und zweiter Referenzspan­ nung UR2 und dem Produkt aus zweiter Konstante und dritter Referenzspannung UR3 ist. Da die erste und die zweite Kon­ stante C1, C2 sowie die zu zweiter und dritter Referenzspan­ nung UR2, UR3 durch Spiegelverhältnisse proportionalen Ströme I2, I3 nur geringen Technologieschwankungen unterliegen, kann die Schwellenspannung für den Komparator V1 sehr genau und mit definierter Temperaturkennlinie eingestellt werden.

Fig. 6 zeigt eine alternative Ausführungsform der Schaltung gemäß Fig. 5, wobei der der Komparator V1 durch einen Ana­ log/Digital-Konverter ADC ersetzt ist. Diese weist gegenüber Fig. 5 den Unterschied auf, daß der vierte Strom I4 nicht an den invertierenden Eingängen der Operationsverstärker OP1, OP2 zuführbar ist, sondern über einen neunten Widerstand R9 unmittelbar dem Analog/Digital-Konverter ADC zuführbar ist. Der neunte Widerstand R9 ist vom zweiten Widerstandstyp. Über dem neunten Widerstand R9 bildet sich eine Spannungsschwelle, welche zum vierten Strom I4 proportional ist und als Refe­ renzspannung für den Analog/Digital-Konverter ADC dient.

In einer alternativen Ausführungsform kann der Komparator als Sigma-Delta-Konverter ausgeführt sein, der einen Integrator umfaßt.

Die beschriebenen Ausführungsformen weisen MOS-Transistoren auf. Diese können ganz oder teilweise von Bipolar- Transistoren, beispielsweise pnp-Transistoren, ersetzt wer­ den.

Da die vorliegende Temperaturkompensationsschaltung stromspa­ rend, mit geringer Versorgungsspannung, mit geringem Flächen­ bedarf und mit geringen Toleranzen realisiert werden kann, ist sie beispielsweise zur Anwendung in Mobilfunk-Geräten ge­ eignet.

Claims (9)

1. Temperaturkompensationsschaltung für ein Hall-Element (HS), aufweisend
einen ersten Bandabstands-Referenzkreis mit einem ersten Widerstand (R1), der von einem ersten Widerstandstyp ist, über dem eine erste Referenzspannung (UR1) abfällt, mit einem Hall-Element (HS), welches mit dem ersten Widerstand (R1) über einen Stromspiegel (T4, T5) verbunden ist, wobei der Stromspiegel (T4, T5) in das Hall-Element (HS) einen Erregerstrom (I1) einspeist, welcher proportional zum Quo­ tient aus der ersten Referenzspannung (UR1) und dem ersten Widerstand (R1) ist,
einen zweiten Bandabstands-Referenzkreis mit einem zweiten Widerstand (R2), der von einem zweiten Widerstandstyp ist und über dem eine zweite Referenzspannung (UR2) abfällt und
einen Komparator (V1), der eingangsseitig mit dem Hall- Sensor (HS) und mit dem zweiten Widerstand (R2) zum Ver­ gleich von Hall-Spannung (UH) und zweiter Referenzspannung (UR2) verbunden ist.

2. Temperaturkompensationsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Bandabstands-Referenzkreis einen dritten Wider­ stand (R3) aufweist, der vom zweiten Widerstandstyp ist und der mit dem Komparator (V1) zur Zuführung einer dritten, über dem dritten Widerstand (R3) abfallenden Referenzspannung (UR3) verbunden ist.

3. Temperaturkompensationsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung der ersten Referenzspannung (UR1) vier Transi­ storen (T1, T2, T3, T4) vorgesehen sind, mit
einem ersten Transistor (T1) und
einem zweiten Transistor (T2), deren Basisanschlüsse miteinander verbunden sind,
wobei der erste Transistor (T1) einen mit seinem Basisanschluß verbundenen Kollektoranschluß hat, und dessen Emit­ teranschluß mit einem Bezugspotential (GND) verbunden ist,
einem dritten Transistor (T3) und
einem vierten Transistor (T4), deren Gates miteinander verbunden und deren Source- Anschlüsse an ein gemeinsames, erstes Versorgungspotential (U1) angeschlossen sind,
wobei der Drain- und der Gate- Anschluß des vierten Transistors (T4) miteinander verbun­ den sind,
wobei die Drain-Anschlüsse von drittem und vier­ tem Transistor (T3, T4) jeweils mit einem Kollektoran­ schluß der ersten und zweiten Transistoren (T1, T2) ver­ bunden sind, und
wobei der erste Widerstand (R1) an den Emitteranschluß des zweiten Transistors (T2) angeschlossen ist.

4. Temperaturkompensationsschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der vierte Transistor (T4) zugleich mit einem fünften Transi­ stor (T5), der an das Hall-Element (HS) angeschlossen ist, einen ersten Stromspiegel bildet.

5. Temperaturkompensationsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß an den zweiten Widerstand (R2) ein zweiter Stromspiegel (T8, T9) zur Auskopplung eines zur zweiten Referenzspannung (UR2) proportionalen zweiten Stroms (2) angeschlossen ist.

6. Temperaturkompensationsschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte Widerstand (R3) mit dem Komparator (V1) derart verbunden ist, daß dem Komparator (V1) zum Vergleich mit der Hall-Spannung (UH) eine Summenspannung aus zweiter und drit­ ter Referenzspannung (UR2, UR3) zuführbar ist.

7. Temperaturkompensationsschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß dem Komparator (V1) zumindest ein Operationsverstärker (OP1) zur Signalverstärkung von Hall-Spannung (UH) und Referenz­ spannungen (UR2, UR3) vorgeschaltet ist.

8. Temperaturkompensationsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Widerstand (R1) und das Hall-Element (HS) vom glei­ chen Widerstandstyp sind.

9. Temperaturkompensationsschaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite und dritte Widerstand (R2, R3) in einer polykri­ stallinen Schicht gebildet sind.