DE10246878A1

DE10246878A1 - Synchrongleichrichterkontrolleinrichtung

Info

Publication number: DE10246878A1
Application number: DE10246878A
Authority: DE
Inventors: Jeffrey John Boylan; Qing Chen; Jin He; Del Ray Hilburn
Original assignee: Innoveta Technologies Inc
Current assignee: Innoveta Technologies Inc
Priority date: 2001-10-09
Filing date: 2002-10-08
Publication date: 2003-04-24
Also published as: JP2003204680A; US20030067794A1; US6618274B2

Abstract

Ein Kontrollschema für einen Synchrongleichrichter, welches das Abschalten des Synchrongleichrichters gänzlich vermeidet. Statt das Abschalten des gesamten Synchrongleichrichters, um Fluß von Rückstrom während Niederlast-, Hochfahr- oder Herunterfahrbedingungen zu vermeiden, wird der Arbeitszyklus des Synchrongleichrichters so verändert, dass Durchlassstrom immer erlaubt wird, durch den Synchrongleichrichter zu fließen, aber der Synchrongleichrichter abgeschaltet wird, bevor der Rückstrom einen vorherdefinierten Wert erreicht. Dies wird dadurch erreicht, dass der Stromrichter in einem teilsynchronen Betriebsmodus während Niederlast-, Hochfahr- oder Herunterfahrbedingungen betrieben wird. Ob der Schaltkreis sich in Niederlast-, Hochfahr- oder Herunterfahrbedingungen befindet, wird durch eine Schaltkreiskenngröße, wie der durchschnittliche Ausgabestrom, festgelegt, die durch die Kontrolleinrichtung ermittelt wird. Der gewünschte Übergangspunkt vom voll- zum heilsynchronen Modus wird einen vorherdefinierten Ausgabestromwert für den Stromrichter festgesetzt. Dieser vordefinierte Wert wird anhand des speziellen Leistungssystems, in das die Erfindung implementiert werden soll, festgelegt, z. B. kann dieser Wert auf der Menge von Rückstrom basieren, die den Bus unterbrechen würde, an den der Stromrichter angeschlossen ist oder er könnte auf der Menge von durch den Rückstrom verursachter Hitze basieren, wenn Wärmeentwicklung ein Problem ist. Das Kontrollschema der vorliegenden ...

Description

Technisches Gebiet

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Leistungssystem und speziell auf eine Methode und eine Vorrichtung zur Kontrolle eines Synchrongleichrichterleistungsstromrichters (Synchrongleichrichterleistungsstromwandlers).

Beschreibung des Standes der Technik

Um den sich ständig erhöhenden Bedarf an höherer Geschwindigkeit und Miniaturisierung von elektrischen Digitalvorrichtungen zu begegnen, wurden die Spannungswerte von mikroelektronischen Schaltkreisen gesenkt. 5 V und 12 V Spannungsquellen sind nicht mehr dominant, stattdessen werden 3.3 V, 2.5 V, 1.8 V und 1.5 V und andere als Standardspannnungen in vielen elektronischen Einrichtungen immer gebräuchlicher. Traditionelle 5 V und 12 V Spannungsquellen benutzen typischerweise Dioden, um sekundäre Wechselstromspannungen zu Gleichstrom gleichzurichten. Diese Spannungsquellen erlauben dem Ausgabestrom auf der sekundären Seite während der Zeit, in der die Leistungsschalter der primären Seite ausgeschaltet sind, "freizulaufen". Jedoch wird mit abnehmender Ausgangsspannung der Leistungsverlust durch die Gleichrichterdioden sehr groß im Vergleich zur Ausgangsspannung. Z. B. resultiert die Benutzung einer 0,5 V Schottky Diode in einer 1 V Ausgangsspannungsquelle in einem Leistungsverlust von ca. 33% der Ausgangsspannung allein in den Gleichrichterschaltkreisen.
Weiterhin ist die Hochleistungsdichte entscheidend für Anwendungen, in denen der Platz für die Spannungsquellen im Vergleich zur Ausgabespannung begrenzt ist. Somit entsteht eine anhaltende Suche zur Entwicklung von Spannungsquellen mit höherer Dichte. Das Begrenzen der Spannungsquelle auf eine kleine Fläche erfordert jedoch, daß die Spannungsquelle effizient ist, weil die Hitzeübertragungskapazität absinkt, wenn die Gesamtgröße der Spannungsquelle abnimmt. Um eine höhere Effizienz zu erreichen, werden in zunehmendem Maße in neuen Ausgangsspannungsgleichstromrichtern (Ausgangsspannungsgleichstromwandler) Synchrongleichrichter benutzt. Ein Fachmann versteht, daß der Einsatz eines Synchrongleichrichterfeldeffekttransistors ("field effect transistor", "FET") die Gleichstromrichtereffizienz stark erhöht. Der Vorteil eines Synchrongleichrichter- FET's ist der sehr geringe Einschaltwiderstand ("on resistance") von üblichen FET's, die sogar weiter durch Parallelschaltung mehrerer Geräte reduziert werden kann.
Obwohl Synchrongleichrichter bei heutigen niedrigen Spannungswerten viel effizienter als Diodengleichrichter sind, sind sie nicht ohne Nachteile. Eines der größten Probleme wird durch die bidirektionale Natur des Stromflusses in einem Synchrongleichrichter verursacht. Während z. B. Hochfahr-, Niederlast- oder Herunterfahrbedingungen kann ein signifikanter Rückstrom auftreten, wenn mehrere Leistungsmodule mit Synchrongleichrichtern für hochsichere mikroelektronische Systeme benutzt werden oder wenn eine vorzeitige Spannung an die Ausgabe der Leistungsquelle angelegt wird. Dieses weithin bekannte Phänomen kann die Ausgabebusspannung reduzieren und so Fehlfunktionen oder den Ausfall von nachgeschalteten sensiblen elektronischen Geräten verursachen.
Für Gleichstromrichter (Gleichstromwandler) mit Synchrongleichrichtern in paralleler Konfiguration kann die bidirektionaLe Flußcharakteristik in sehr unerwünschten Betriebsbedingungen resultieren, in denen ein Stromrichter (Stromwandler) den Ausgang eines anderen Stromrichters antreibt. Wenn einer oder mehrere Stromrichter in diesem rückwärtigen Leistungsverarbeitungsmodus arbeiten, kann eine signifikante Menge Strom zirkulieren, während tatsächlich nur ein geringer Strom an die Ausgangslast des Stromrichters geliefert wird. Dies führt zu einem unerwünschten hohen Leistungsverlust innerhalb des Stromrichters selbst unter Niederlast- oder Nulllastbedingungen.
Wegen dieses Effektes sind An- und Hochfahrübergänge zu einem größeren Thema für Systeme geworden, in denen zwei oder mehr Gleichstromrichter mit Synchrongleichrichter FET's parallel ohne Dioden geschaltet sind. Wenn diese Synchrongleichrichter nicht vernünftig kontrolliert werden, kann einer der Stromrichter sich wie eine Last verhalten und Strom von den anderen Stromrichtern abziehen, selbst unter Nulllastbedingungen. So ein System ist ineffizient und kann in einem abnormalen Anfahren des Systems resultieren. Das Systemeinschwingverhalten kann ebenfalls während des Übergangs des Stromrichters von einem Rückstromverarbeitungsmodus zu einem Durchlassstromverarbeitungsmodus nachteilig beeinflußt werden.
Als Antwort auf dieses Problem wurden mehrere Lösungen vorgeschlagen. Eng (US Patent No. 6,101,104) schlägt eine Kontrollmethode und Vorrichtung vor, welches die Spannung über den Synchrongleichrichter ermittelt und den Synchrongleichrichter ausschaltet, wenn die Spannung über dem Gleichrichter kurz vor dem Polaritätswechsel steht. Idealerweise wird der Synchrongleichrichter in genau dem Moment abgeschaltet, wenn die Spannung über dem Gleichrichter umgefähr Null erreicht. Somit wird Stromfluß in die Rückrichtung in die Synchrongleichrichter FET's vermieden. Brkovic (US Patent No. 5,940,287) schlägt ein Übergangsantwortnetzwerk vor, beinhaltend eine Synchrongleichrichterkontrolleinrichtung, welches den Zustand des Leistungsschalters erfaßt und dann den Synchrongleichrichter abschaltet, wenn für eine spezifische Zeitperiode der Leistungsschalter in einem nichtleitenden Zustand geblieben ist. Boylan und Rozmyn (US Patent 6,038,154 und US Patent 6,191,964 B1) haben einen Kontrollschaltkreis zum Betreiben eines Synchrongleichschalters sowohl in einem bi- und einem unidirektionalem Betriebsmodus als eine Funktion der Kenngrößen des Leistungssystems mit Synchrongleichrichtern vorgeschlagen. Je nach ermittelter Kenngröße schaltet die Kontrollschaltung zwischen dem bi- und dem unidirektionalem Betriebsmodus durch An- und Ausschalten der Synchrongleichschalter FET's hin- und her. Im bidirektionalem Modus schaltet die Kontrollschaltung die Synchrongleichschalter FET's an, um den im wesentlichen Wechselstrom wie auch den Freilaufstrom gleichzurichten. Bidirektionaler Stromfluß ist in diesem Modus möglich. Im unidirektionalem Modus sind die Synchrongleichschalter FET's abgeschaltet, um als normale Diodengleichschalter (aufgrund der internen Gehäusedioden des FET's) zu agieren, nur unidirektionalen Stromfluß zu erlauben und somit Rückstromfluß zu verhindern, da die Diode nur in eine Richtung leitet.
Bezugnehmend nun auf Fig. 1 ist ein schematisches Diagramm eines bekannten vorgespannten Durchflusswandlers 100 mit einem Synchrongleichrichterschaltkreis 130 gezeigt. Dieser Schaltkreis wird im Detail im US Patent 6,191,9645 B1 von Boylan et al., herausgegeben am 20 Februar 2001 mit dem Titel "Circuit and Method tor Controlling a Synchronous Rectifier Converter, welches durch Literaturhinweis hier eingefügt wird, als ob es nunmehr ganz ausgeführt würde. Der vorgespannte Durchflusswandler 100 und seine Vorteile werden im US Patent No. 5,303,138 von Rozman, herausgegeben am 12. April 1984 mit dem Titel "Low Loss Synchronous Rectifier for Application to Clamped-Mode Power Converters" diskutiert, welches durch Literaturhinweis hier eingefügt wird, als ob es nunmehr ganz ausgeführt würde.
Der vorgespannte Durchflusswandler 100 beinhaltet einen mit der ersten Windung 110 eines Leistungstransformators durch einen Leistungsschalter (z. B. MOSFET) Q1 verbundenen Spannungseingang V_IN. Der Leistungsschalter Q1 wird durch eine Serienschaltung eines Vorspannkondensators C_Clamp und eines Leistungsschalters Q2 überbrückt. Die Leitintervalle des Leistungsschalters Q1 und des Leistungsschalters Q2 sind gegenseitig exklusiv. Der Arbeitszyklus des Leistungsschalters Q1 ist D und der Arbeitszyklus des Leistungsschalters Q2 ist 1-D.
Die zweite Windung 135 des Leistungstransformators ist mit Ausgangsfilterkondensator C_out durch einen Ausgangsfilterinduktor L_out und dem Synchrongleichrichterschaltkreis 130 verbunden, was einen im wesentlichen Wechselstromeingang in den Synchrongleichrichter 130 liefert. Der Synchrongleichrichterschaltkreis 130 beinhaltet eine Kontrollschaltung 150 und eine Schaltschaltung. Eine Synchrongleichrichtereinrichtung SR1 und eine Freilaufsynchrongleichrichtereinrichtung SR2 beinhalten die Schaltschaltung. Die Schaltschaltung kann durch alle geeigneten Gleichrichtereinrichtungen verwirklicht werden, obwohl ein Nieder-R_DS(on)-n- Kanal MOSFET für solche Anwendungen geeignet ist. Eine Diode D1 und D2 sind separate Vorrichtungen, die parallel mit den Synchrongleichrichtereinrichtungen SR1, SR2 geschaltet sind. Jedoch können die Dioden D1, D2 auch die internen Gerätedioden eines n-Kanal MOSFETs repräsentieren.
Eine Stromermittlungsvorrichtung 165 enthält entweder eine Stromabzweigung in Serienschaltung mit dem Ausgang oder eine Hall-Effekt- Stromermittlungsvorrichtung in Serienschaltung mit dem Ausgang. Das ermittelte Stromsignal wird dann an eine parallele Kontrollschaltung 170 geliefert, um eine erzwungene Lastteilung zu erreichen.
Das Stromsignal wird außerdem an einen Pegeldetetor 175 weitergegeben, welcher den Laststrom mit einem vorherdefinierten Wert vergleicht. Wenn der Stromrichter unterhalb eines Bruchteils der Vollast arbeitet, z. B. 5% oder 10%, dann wird der Detektor 175 den Synchrongleichrichterschaltkreis 130 ausschalten. Dieses wandelt den Stromrichter von einem Synchrongleichrichter zu einem konventionellen Diodengleichrichter. Weil ein Diodengleichrichter keinen Strom in Rückrichtung verarbeiten kann, verhindert der vorgeschlagene Schaltkreis den Rückstromfluß in effektiver Weise. Wenn der Stromrichterausgangsstrom über die 5% oder 10% ansteigt (eine gewisse Hysterese ist wahrscheinlich bevorzugt, um Modusumschaltoszillationen zu vermeiden), dann wird der Synchrongleichrichterschaltkreis bereitgestellt und die normale Betriebsweise aufgenommen. Somit überführt die Kontrollschaltung 150 die Schaltschaltung SR1, SR2 vom bi- zum unidirektionalen Modus, wenn der Ausgabestromwert unter einen vorherdefinierten Schwellwert fällt.
Die restliche Schaltung in Fig. 1 ist Standard für Synchrongleichrichterschaltungen, welche für parallelen Betrieb ausgeführt sind. Ein Spannungsregler 180 überwacht die Last und hält die Ausgabespannung V_out innerhalb der Toleranzgrenzen trotz Schwankungen sowohl in der Last als auch in der Eingangsspannung V_IN. Eine Pulsweitenmodulations (PWM)-schaltkreis 185 ist enthalten, um die Ausgangsspannung V_out des Stromrichters während der wechselnden Bedingungen konstant zu halten. Schlußendlich sind die Schaltkreise verbunden, wie durch Linien und Pfeile gezeigt und die Synchrongleichrichterkontrollschaltung 150 und die PWM-Schaltung 185 sind an den vorgespannte Schaltkreis 100 angeschlossen.
Es sei angemerkt, daß die Schaltung in Fig. 1 die Vorteile des Synchrongleichrichtens bei höheren Lasten behält, aber nicht bei Niederlast- oder Hochfahrbedingungen. Die Umkonfigurierung des Schaltkreises zu einer Diodengleichrichtung bei Niederlast verhindert Rückstromfluß, aber resultiert in einem höheren Leistungsverlust, als wenn die integrierten Gehäusedioden von SR1 und SR2 als Dioden D1 und D2 benutzt werden. Obwohl separate Vorrichtungen als Dioden D1 und D2 benutzt werden können, um Strom- und thermische Belastungen zu verhindern, wie oben gesagt, verringert die Benutzung von externen Dioden die Leistungsdichte der Spannungseinrichtung, wodurch mehr Platz für den und höhere Kosten des Schaltkreises entstehen.
Bezugnehmend auf Fig. 2 wird ein schematisches Diagramm eines bekannten nichtisolierten Abwärtswandlers 200 mit einem Synchrongleichrichter 210 gezeigt. Der Abwärtswandler 200 beinhaltet einen Leistungsschalter Q1, einen Ausgangsfilterkondensator C₀, einen Filterinduktor L₀, einen Lastwiderstand R₀, einen Spannungsregler 250 und einen Pulsweitenmodulations (PWM)-Schaltkreis 270. Der Synchrongleichrichterschaltkreis 210 beinhaltet eine Kontrollschaltung 220 und eine Schaltschaltung. Ein Schalter (z. B. MOSFET) Q2 enthält die Schaltschaltung. Die Schaltschaltung kann mit allen geeigneten Gleichrichtervorrichtungen verwirklicht werden, darunter einen Nieder-R_DS(on)-n-Kanal MOSFET mit einer integrierten Gehäusediode des n-Kanal MOSFETs. Der Schalter Q2 ist in der Lage, bidirektionalen Strom zu transportieren und der Abwärtskonverter ist für bidirektionalen Strom geeignet. Um den bidirektionalen Stromfluß zu verhindern, kann der Schalter Q2 durch die mit einer Ermittlungseinrichtung 230 verbundene Kontrollschaltung 220 ausgeschaltet werden. Analog zu dem Gleichrichterschaltkreis in Fig. 1, geht der Gleichrichter vom bi- zum unidirektionalen Modus durch das Abschalten des Schalters Q2 (analog zum Abschalten der Synchrongleichrichtereinrichtung SR1 in Fig. 1) über. Der bidirektionale Stromfluß wird im Abwärtskonverter 200 durch das Ersetzen des Schalters Q2 durch einer Diode erhalten oder das Abschalten des Schalters Q2 und die Zuhilfenahme seiner integrierten Gehäusediode verhindert.
Eines der Probleme mit den bisherigen Lösungen ist, daß das Abschalten des Synchrongleichrichters den Ausgangsinduktorstrom zwingt, weiterhin durch die Synchrongleichrichter FET-Gehäusediode zu fließen. Dies verursacht zusätzlichen Leistungsverlust in den Synchrongleichrichter-FET-einrichtungen und verursacht unerwünschten Leistungs- und thermischen Streß. Moderne Niedervolt- Synchrongleichrichter FET's haben eine mit relativ hohem Verlust behaftete Gehäusediode. Als Ergebnis kann die Anwendung der oben beschriebenen Lösungen zusätzliche Schottkygleichrichterdioden mit geringem Spannungsverlust erfordern, die zusätzlich zu der mit Verlust behafteten Diode benutzt werden müssen. Dies ist in den meisten Fällen eine unerwünschte Lösung, weil die Leistungsdichte erniedrigt wird und die Kosten der Leistungsquelle erhöht werden.
Deshalb wird eine Leistungsquelle gebraucht, in der eine neue oder verbesserte Kontrollmethode zum Betreiben des Leistungsstromrichters (Leistungsstromwandlers) benutzt wird. Die Kontrollschaltung sollte es erlauben, mehrere Gleichstromrichter mit Synchrongleichrichtern in paralleler Konfiguration auf effektive Weise unabhängig vom Zustand des Systems zu benutzen. Das Kontrollsystem sollte unerwünschten Rückstrom und thermischen Streß auf die Synchrongleichrichter FET's, der verursacht wird, wenn diese Geräte abgeschaltet sind, vermeiden. Das System sollte kontinuierlich substantiellen Rückstromfluß auch unter Nieder- oder Nulllastbedingungen oder während Hoch- oder Herunterfahrbedingungen verhindern.

Zusammenfassung der Erfindung

Die vorliegende Erfindung ist ein Kontrollschema für einen Synchrongleichrichter der substantiellen Rückstromfluß in allen Betriebsmodi ohne das Abschalten der Synchrongleichrichter verhindert. Statt des Abschalten des gesamten Synchrongleichrichters, um Fluß von Rückstrom während Niederlast-, Hochfahr-, oder Herunterfahrbedingungen zu vermeiden, ist der sekundäre Synchrongleichrichter immer angeschaltet und arbeitet entweder im voll- oder teilsynchronen Modus. Der Übergang zwischen den beiden Betriebsmodi wird durch das Erfassen eines Systemparameters entschieden. Z. B. kann dieser Parameter auf der Menge von Rückstrom basieren, die den Bus unterbrechen würden, an den der Stromrichter angeschlossen ist oder er könnte auf der Menge von durch den Rückstrom verursachten Hitze basieren, wenn Wärmeentwicklung ein Problem ist. Im teilsynchronen Modus wird der Arbeitszyklus des Synchrongleichrichterschalters so modifiziert, daß er abschaltet, bevor der Rückstrom negativ wird. Das Kontrollschema der vorliegenden Erfindung limitiert den Rückstrom in effektiver Weise, während gleichzeitig die Effizienz durch den Wegfall der Notwendigkeit von diskreten Dioden erhöht wird, aber gleichzeitig die Vorteile des Synchrongleichrichtens über die Betriebsspanne des Stromrichters erhalten bleiben.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Die neuen, als charakteristisch für die Erfindung betrachteten Merkmale sind in den beigefügten Ansprüchen ausgeführt. Die Erfindung selbst, genau wie eine bevorzugte Benutzungsform, sowie weitere Ziele und Vorteile wird am besten durch Bezug auf die folgende detaillierte Beschreibung einer Ausführungsform zusammen mit den beiliegenden Zeichnungen verstanden, wobei
Fig. 1 ein schematisches Diagramm eines bekannten vorgespannten Durchflusswandlers mit einem Synchrongleichrichter ist;
Fig. 2 ein schematisches Diagramm eines bekannten nichtisolierten Abwärtswandlers mit einem Synchrongleichrichter ist;
Fig. 3 ein schematisches Diagramm einer Ausführungsform eines Vollbrücken- Gleichstromrichters gemäß der vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 4A ein Zeitdiagramm für den Stromrichters aus Fig. 3 im vollsynchronen Betriebsmodus ist;
Fig. 4B ein Zeitdiagramm des Schaltkreises aus Fig. 3 im teilsynchronen Betriebsmodus ist;
Fig. 5 ein Blockdiagramm einer Implementation des Kontrollschemas der vorliegenden Erfindung für eine zweiendige Topologie oder einen Vollbrückenrichter ist;
Fig. 6 ein Zeitdiagramm für den Stromrichters aus Fig. 3 ist, welches eine andere Ausführungsform des Kontrollschemas der vorliegenden Erfindung für den Teilsynchronmodus zeigt;
Fig. 7 ein Zeitdiagramm für den Schaltkreis aus Fig. 3 ist, welches eine andere Ausführungsform des Kontrollschemas der vorliegenden Erfindung für den Teilsynchronmodus zeigt;
Fig. 8 ein Zeitdiagramm für den Schaltkreis aus Fig. 3 ist, welches eine andere Ausführungsform des Kontrollschemas der vorliegenden Erfindung für den Teilsynchronmodus zeigt;
Fig. 9 ein schematisches Diagramm eines einendigen vorgespannten Durchflusswandlers, in den die vorliegende Erfindung implementiert werden kann, ist;
Fig. 10 ein Zeitdiagramm für den Schaltkreis aus Fig. 9 im vollsynchronen Betriebsmodus ist;
Fig. 11 ein Zeitdiagramm für den Schaltkreis aus Fig. 9 im teilsynchronen Betriebsmodus ist;
Fig. 12 ein schematisches Diagramm eines Abwärtskonverters, in den die vorliegende Erfindung implementiert werden kann, ist;
Fig. 13 ein Zeitdiagramm für den Abwärtskonverter aus Fig. 12 im vollsynchronen Betriebsmodus ist; sowie
Fig. 14 ein Zeitdiagramm für den Abwärtskonverter aus Fig. 12 im teilsynchronen Betriebsmodus ist.

Ausführliche Beschreibung der Erfindung

Die vorliegende Erfindung ist ein neues Kontrollschema für einen Gleichstromrichter, welcher wie oben beschriebene Synchrongleichrichter benutzt. Im Wesentlichen werden verschiedene Kontrollvorschriften für verschiedene Betriebsmodi benutzt. Die hier präsentierten Kontrollvorschriften für das Synchrongleichrichten bei verschiedenen Betriebsmodi gewährleisten einen effektiven Weg, um unerwünschten Fluß von Rückwärtsströmen auszuschalten, während gleichzeitig eine hoher Schaltungswirkungsgrad, der durch das Synchrongleichrichten erzielt wird, aufrechterhalten wird. In den ausgeführten Ausführungsformen werden die Gleichstromrichter in zwei Modi betrieben, welche hier als vollsynchron und teilsynchron definiert sind. Der Stromrichter ist im vollsynchronen Modus unter normalen Betriebsbedingungen, während unter Hochfahr-, Kleinlast- oder Herunterfahrbedingungen der Stromrichter im teilsynchronen Modus betrieben wird. Ein Schaltkreisparameter wird erfaßt und entschieden, ob der Stromrichter unter normalen Bedingungen oder unter Start/Kleinlastbedingungen steht. Die Erfindung wird zunächst unter Bezugnahme auf die Fig. 3 bis 8 in einer doppelendigen Topologie, d. h. für einen Vollbrücken-Gleichstromrichter beschrieben. Das Kontrollschema wird dann auf eine einendige Topologie, d. h. für einen Durchflusswandler unter Bezugnahme auf die Fig. 9 bis 11, sowie schlußendlich auf eine nichtisolierte Topologie, d. h. einen Abwärtskonverter unter Bezugnahme auf die Fig. 12 bis 14 ausgedehnt.
Bezugnehmend auf Fig. 3, wird ein Vollbrücken-Gleichstromrichter, in die die vorliegende Erfindung implementiert werden kann, gezeigt. Die beiden Paare von ersten Leistungsschaltern Q1, Q2 und Q3, Q4 liefern Wechselstrom an die erste Windung des Transformators 310, und die beiden sekundären Synchrongleichrichterschalter Q5, Q6, welche aus aktiven Schaltern wie MOSFETs, bipolaren Flächentransistoren (bipolar junction transistors, BJTs) oder anderen kontrollierbaren Vorrichtungen bestehen, richten den transformierten Wechselstrom zurück zu Gleichstrom aus. Die über die Synchrongleichrichterschalter Q5 und Q6 geschalteten Dioden D5 und D6 können entweder die Gehäusedioden der Schalter Q5 und Q6 oder externe Dioden sein.
Der Kontrollvorschriftauswahlschaltkreis 305 ist für die Entscheidung verantwortlich, ob sich der Stromrichter in einem Nichtlast-, Kleinlast-. Hochfahr oder Herunterfahrbetriebsmodus befindet. Anders gesagt, sollte der Kontrollschaltkreis zwischen Bedingungen unterscheiden können, die entweder einen normalen positiven Leistungsfluß (stromliefernd) oder einen potentiell erheblichen negativen Leistungsfluß (stromziehend) anzeigen. Somit kann je nach Anwendung ein geringer negativer Leistungsfluß oder Rückstrom erlaubt werden, obwohl zum Zeitpunkt des Moduswechsels es wünschenswert ist, daß der augenblickliche Stromfluß größer oder gleich Null beträgt. Der vorherdefinierte Schwellenwert für erlaubten Rückstrom wird je nach der speziellen Implementation und den Konstruktionsbedingungen variieren. Zum Beispiel, wenn ein Ausgabebus durch eine Niederleistungseinheit hoch angetrieben wird, würde jeder Strom, welcher groß genug ist, um die Einheit über das Stromlimit zu treiben, den Bus unterbrechen; eine Situation, welche vermieden werden sollte. Somit ist der Stromwert, welcher zur Unterbrechung des Busses nötig ist, der Startpunkt zur Festsetzung des Schwellwertes. Für ein typisches System können ein oder zwei Ampere Rückstrom erlaubt werden.
Die Richtung und die Stärke des Leistungsflusses können zu jeder gegebenen Zeit ermittelt werden, indem jede Anzahl an charakteristischen bekannten Kenngrößen des Schaltkreises, die direkt mit der Richtung des Leistungsflusses in Beziehung stehen, benutzt werden. Diese Kenngrößen beinhalten z. B. den durchschnittlichen Ausgabestrom, den Unterschied zwischen der durchschnittlichen gleichgerichteten Nebenseitenspannung und der Ausgabespannung sowie die Polarität der Spannung über dem Synchrongleichrichterschalter, sind aber nicht darauf beschränkt.
Der Kontrollvorschriftauswahlschaltkreis 305 kann entweder ein kontrollgetriebener oder ein sich selbst synchronisierender Schaltkreis sein. Zusätzlich umfaßt die gesamte Leistungsübertragungstopologie jede zum Synchrongleichrichten geeignete Topologie, wie isolierte Transformatortopologien, ohne darauf beschränkt zu sein, und ist nicht auf die in der Ausführungsform gezeigte Topologie beschränkt.
Wenn rückwärtiger Leistungsfluß in einem Synchrongleichrichter betrachtet wird, ist es wichtig, den Unterschied zwischen augenblicklichem und durchschnittlichem Leistungsfluß zu verstehen. Augenblicklicher rückwärtiger Leistungs- (oder Ausgabefilterinduktorstrom)fluß kann als negativer Leistungs- (oder Strom-)fluß nur während eines Teils jedes Umschaltzyklus definiert werden. Der durchschnittliche Leistungs- (oder Ausgabefilterinduktorstrom-)fluß kann als der negative Nettostrom, gemittelt über mehr als zwei Umschaltzyklen, definiert werden. Während eines Hochfahr- oder Herunterfahrübergangs, z. B. kann der durchschnittliche negative Stromfluß für mehrere Umschaltzyklen vor dem Absacken des Stroms in einem konstanten Zustand aufrechterhalten werden, er muß aber nicht kontinuierlich negativ sein.
Bezugnehmend auf Fig. 4a wird ein Zeitdiagramm für den Stromrichter aus Fig. 3 unter normalen Betriebsbedingungen gezeigt. Unter normalen Betriebsbedingungen, typischerweise unter Hochlast, ist der Ausgabeinduktorstrom im kontinuierlichem Übertragungsmodus (continuous conduction mode, CCM). Bei solchen Bedingungen wird der Stromrichter im vollsynchronen Modus betrieben. Die beiden ersten Schalter Q1 und Q2 schalten zur selben Zeit ein und aus, während die beiden zweiten Schalter Q3 und Q4 ebenfalls zur selben Zeit ein- und ausschalten. Jedoch sind das erste Schalterpaar Q1, Q2 immer außer Phase mit dem zweiten Schalterpaar Q3, Q4. Somit operieren die ersten Schalter gemäß der folgenden Gleichung:

Vgs(Q1) = Vgs(Q2) = Vgs(Q1, Q2) und Vgs (Q3) = Vgs(Q3) = Vgs(Q3, Q4) (1)
Beide sekundäre Synchrongleichrichterschalter Q5, Q6 werden angewiesen, einem Paar der primären Leistungsschalter zu folgen. Im in Fig. 3 gezeigten Schaltkreis operieren die Synchrongleichrichterschalter gemäß der folgenden Gleichungen im vollsynchronen Modus:

Vgs(Q5) = Vgs(Q3, Q4) und Vgs(Q6) = Vgs(Q1, Q2) (2)
Im vollsynchronen Betriebsmodus ist mindestens einer der sekundären Synchrongleichrichterschalter Q5, Q6 an, wenn die primären Schaltern an sind, und beide Synchrongleichrichterschalter Q5, Q6 sind an, wenn die primären Schalter aus sind. Im vollsynchronen Modus behält der Gleichstromrichter alle Vorteile des Synchrongleichschaltens wie ein geringer Übertragungsverlust und eine schnelle dynamische Resonanz.
Obwohl die Kontrollvorschriften nach der obigen Gleichung (2) unter normalen Betriebsbedingungen gut funktionieren, kann diese primär-sekundäre Komplementär-Kontrollvorschrift während des Hochfahrens Probleme verursachen, wenn eine externe Spannung an den Ausgang des Stromrichters entweder durch Parallelschaltung mit einem anderen Stromrichtermodul oder durch vorzeitige Rückkopplung durch nachgeschaltete elektrische Vorrichtungen angelegt wird. Typischerweise wird während des Hochfahrvorgangs ein soft-start Schaltkreis benutzt, um allmählich den Arbeitszyklus der primären Schalter Q1-Q4 von Null auf einen gleichbleibenden festgesetzten Wert zu erhöhen. Wenn die Regelzustandskontrollvorschriften wie in Gleichung (2) während des Hochfahrvorgangs befolgt werden, dann werden die Synchronschalter bei einem vollen (100%) Zyklus starten und allmählich zu einem Regelzustand absinken. Somit wird der Knotenpunkt, der den Ausgangsinduktor mit der Mittelanzapfung des Transformators verknüpft, praktisch auf die sekundäre Leistungserdung verkürzt (SPGND in Fig. 3). Weil der Induktorstrom während des Hochfahrens noch nicht völlig eingerichtet ist, wird der Ausgang ebenfalls als geerdet angesehen. Zwei Probleme können durch die Verkürzung des Ausgangs durch den Induktor, Transformator und die Synchrongleichrichterschalter zur Erde entstehen. Als erstes wird der Ausgabebus reduziert, was Fehlfunktionen von oder Schaden an nachgeschalteten elektrischen Vorrichtungen verursachen kann. Als zweites ist der Entladestrom der Kondensatorbattierie sehr hoch aufgrund des geringen Impedanzpfades vom Ausgang durch den Induktor, Transformator und den Synchrongleichrichterschalter zur Erde. Dies kann die Synchrongleichrichterschalter beschädigen, speziell wenn eine große Kondensatorbatterie benutzt wird.
Bezugnehmend auf Fig. 4 wird ein Zeitdiagramm des Schaltkreises von Fig. 3 für einen teilsynchronen Betriebsmodus gezeigt. Um die oben diskutierten Probleme zu lösen, schlägt diese Erfindung eine Kontrollmethode vor, die die Synchrongleichschalter in einem teilsynchronen Betriebsmodus während Hochfahr, Niederlast oder Herunterfahrbedingungen betreibt. Dies wird erreicht, in dem die Aus/An- Kontrollsignale für die Synchrongleichrichterschalter im vollsynchronen Modus so geändert werden, daß die Synchrongleichrichterschalter ausgeschaltet werden, bevor der Ausgangsinduktorstrom Null erreicht. In einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, folgen im teilsynchronen Modus die Kontrollsignale der folgenden Gleichung:

Vgs(Q5) = Vgs(Q1, Q2) + Δt und Vgs(Q6) = Vgs(Q3, Q4) + Δt (3)

wobei

0 ≤ Δt ≤ T2 - T1 (4)

wobei T2 der Zeitpunkt ist, an dem der Induktorstrom Null erreicht und T1 der Zeitpunkt ist, an dem die primären Leistungsschalter abgeschaltet werden.
Die obigen Gleichungen zeigen, daß während des Hochfahrens, oder wenn die primären Schalter in einem sehr kurzen Arbeitszyklus gefahren werden, wie in Fig. 4B gezeigt, die Synchrongleichrichterschalter nicht mehr in komplementärer Weise mit den primären Leistungsschaltern arbeiten. Stattdessen folgen die Kontrollsignale für die Synchrongleichrichterschalter den Kontrollsignalen für den zugehörigen Leistungsschaltern mit einer kurzen Zeitverzögerung Δt. Somit fließt, weil die Synchrongleichrichterschalter abgeschaltet werden, bevor der Induktorstrom zum Zeitpunkt T2 Null erreicht, kein Strom rückwärts. Als Konsequenz wird die Ausgabebusspannung nicht durch die Synchrongleichrichterschalter entladen.
Der einfachste Kontrollschaltkreis wird durch das Einstellen von Δt = 0 erhalten und man läßt die Synchrongleichrichterschalter den primären Treibersignalen folgen. Dadurch fließt der Durchflusstrom I_LO (im Intervall T0 bis T1), d. h. der Durchflußstrom durch den Induktor L0 in Fig. 3 während der Zeit in der einer der primären Leistungsschalter an ist, durch die Synchrongleichschalter Q5 und Q6 und nur Freilaufstrom I_LO (im Intervall T1 bis T2), d. h. der Strom, der durch L0 fließt, nachdem die Leistung von der Primärseite abgeschnitten wurde, fließt durch die Synchrongleichrichtergehäusediode (oder externe Dioden, falls diese benutzt werden). Wen es erwünscht ist, daß die Synchrongleichrichterschalter den Freilaufstrom I_LO (im Intervall T1 bis T2) leiten, kann ein Arbeitszykluserweiterungsschaltkreis wie weiter unten beschrieben benutzt werden. Jedoch sollten die Synchrongleichrichterschalter abgeschaltet werden, bevor der Induktorstrom zum Zeitpunkt T2 Null erreicht. Der durch die Gleichungen (3) und (4) definierte teilsynchrone Betriebsmodus erlaubt den Synchrongleichrichterschaltern zu leiten, wenn die primären Schalter an sind und zum Teil während der Zeit zu leiten, wenn die primären Schalter aus sind, deshalb die Nomenklatur "teilsynchroner Modus".
Der Steuerimpuls, der benutzt wird, um festzustellen, wann zwischen dem teil- und dem vollsynchronen Modus hin- und herzuschalten ist, kann aus der Messung des Stroms, der Spannung, des Arbeitszyklusses oder anderen bereits bekannten charakteristischen Parametern, welche das Hochfahren oder Niederlast kennzeichnen, abgeleitet werden. Eine hier beschriebene Ausführungsform mißt den durchschnittlichen Laststrom. Wenn der Laststrom unter einen vorher festgesetzten Wert fällt, werden die Synchrongleichrichterschalter im teilsynchronen Modus betrieben (Gleichung (3)), während über diesem Wert die Synchrongleichrichterschalter im vollsynchronen Modus betrieben werden (Gleichung (2)).
Bezugnehmend auf Fig. 5 wird ein Blockdiagramm einer Implementation des oben beschriebenen Kontrollschemas für eine doppelendige Topologie gezeigt. Der Kontrollalgorithmus wird auf einfache Weise durch die Benutzung von analogen Schaltern S1, S2, S3 und S4 implementiert. Im vollsynchronen Modus werden die Schalter S1 und S3 ausgewählt, Vgs(Q1, Q2) versorgt den Inverter 505 zum Antrieb des Synchrongleichrichterschalters Q6 und Vgs(Q3, Q4) versorgt den Inverter 510 zum Antrieb des Synchrongleichrichterschalters Q5. Im teilsynchronen Modus werden die Schalter S2 und S4 ausgewählt und die Signale Vgs(Q1, Q2) und Vgs(Q3, Q4) werden mit einer kleinen Zeitverzögerung benutzt um die Synchrongleichrichterschalter Q5 und Q6 anzutreiben.
Obwohl eine Vollbrücken-Topologie unter Bezugnahme auf Fig. 3 oben beschrieben wurde, ist die Erfindung nicht auf eine solche Topologie beschränkt und kann durch einen Fachmann einfach auf andere Topologien angewandt werden. Was nun folgt, sind weitere Ausführungsformen des Kontrollschemas der vorliegenden Erfindung. Es sei angemerkt, daß die vorgeschlagene Kontrollmethode zahlreiche Variationen umfaßt, ohne den Umfang und den Geist der vorliegenden Erfindung zu verlassen.
Bezugnehmend nun auf Fig. 6, wird ein Zeitdiagramm für den Schaltkreis von Fig. 3 gezeigt, bei dem eine andere Ausführungsform des Kontrollschemas der vorliegenden Erfindung gezeigt wird. In dieser Ausführungsform folgen die Synchrongleichrichterschalter folgender Gleichung im teilsynchronen Modus

Vgs(Q5) = Δt und Vgs(Q6) = Δt (5)

wobei

0 < Δt ≤ T1-T0 (6)
Somit ist, wenn die primären Leistungsschalter an sind, einer der Synchrongleichrichterschalter ebenfalls an, aber die Synchrongleichrichterschalter werden an oder vor dem Zeitpunkt abgeschaltet, zu dem die primären Leistungsschalter abgeschaltet werden. Verglichen mit den Kontrollvorschriften aus Gleichung (3) und (4) ist der Arbeitszyklus für die Synchrongleichrichterschalter kleiner. Wiederum wird kein Induktorstrom rückwärts fließen, wodurch die Möglichkeit der Reduktion der Ausgabebusspannung eliminert wird, während aber gleichzeitig den Synchrongleichrichterschaltern erlaubt wird, eine geringe Zeit lang zu leiten.
Bezugnehmend nun auf Fig. 7 wird ein Zeitdiagramm für den Schaltkreis aus Fig. 3 gezeigt, bei dem eine weitere Ausführungsform des Kontrollschemas der vorliegenden Erfindung gezeigt wird. In dieser Ausführungsform wird der teilsynchrone Modus implementiert, in dem beide Synchrongleichrichterschalter, wie durch die gepunkteten Linien in Fig. 7 gezeigt, während des Zeitintervalls Δt in den Gleichungen (3) und (4) angeschaltet werden. Somit werden beide Synchrongleichrichterschalter angeschaltet, um Freilaufstrom innerhalb von Δt (dem Zeitintervall von T1 bis T2) zu leiten. Diese Ausführungsform ist ein wenig effizienter im Vergleich zur Ausführungsform von Fig. 4B, bei der nur ein Synchrongleichrichterschalter während der Freilaufperiode betrieben wird. Jedoch ist die Kontrollschaltkreisschaltung bei Fig. 7 komplexer als bei Fig. 4B, weil zwei Schalter statt einem kontrolliert werden müssen.
Bezugnehmend nun auf Fig. 8 wird ein Zeitdiagramm für den Schaltkreis aus Fig. 3 gezeigt, bei dem eine weitere Ausführungsform des Kontrollschemas der vorliegenden Erfindung gezeigt wird. Gleichung 4 verlangt, daß das erweiterte Zeitintervall Δt der Synchrongleichrichterschalter nicht das Zeitintervall T2-T1 überschreitet, um rückwärtigen Stromfluß durch die Synchrongleichrichterschalter zu verhindern. Mit anderen Worten sollen die Synchrongleichrichterschalter abgeschaltet werden, bevor der Induktorstrom Null erreicht. Jedoch zeigt die Ausführungsform von Fig. 8 eine Ausführung der Erfindung, bei der Δt > T2-T1 ist. Dieses Ergebnis kann bei einer Implementation der Kontrollvorschriften von Gleichung 4 gefunden werden, weil die Synchronisation etwas verschoben sein kann, und somit die Schalter Q5 und Q6 kurze Zeit nach dem der Induktorstrom Null erreicht abgeschaltet werden. Obwohl es am Erwünschtesten ist, daß die Schalter Q5 und Q6 zu exakt der Zeit, zu der der Induktorstrom Null erreicht, abgeschaltet werden, stellt es keine Abweichung von der vorliegenden Erfindung dar, wenn die Schalter Q4 und Q5 noch leiten, nachdem der Induktorstrom Null erreicht, solange wie der Rückwärtsstrom nicht so substantiell ist, als daß er unerwünschte Resultate erzeugt.
Eine Erweiterung dieses obigen Kontrollschemas auf andere Topologien wir ein einendiger isolierter Schaltkreis oder ein nichtisolierter Schaltkreis liegt auf der Hand. Verschiedene Steuergleichungen für die Synchrongleichschalter werden für jede Topologie aufgestellt, obwohl die Steuerprinzipien der Erfindung gleich bleiben.
Bezugnehmend nun auf Fig. 9 wird ein einendiger vorgespannten Durchflusswandler, in den die vorliegende Erfindung implementiert werden kann, gezeigt. Der Durchflußwandlerschaltkreis beinhaltet einen Spannungseingang V_IN, der an die erste Windung 910 eines Leistungsstransformators durch Leistungsschalter (z. B. MOSFETs) Q1 und Q2 angeschlossen ist. Die zweite Windung 920 des Leistungstransformators ist an die Synchrongleichrichterschalter Q3 und Q4 angeschlossen.
Für einen Durchflussgleichstromrichter wie in Fig. 9 gezeigt, können die Kontrollvorschriften wie folgt formuliert werden:

Im vollsynchronen Modus: Vgs(Q3) = Vgs(Q1) und Vgs(Q4) = Vgs(Q1) (7)

Im teilsynchronen Modus: Vgs(Q3) = Vgs(Q1) und Vgs(Q4) = Δt (8)

wobei

0 < Δt < T2-T1 (9)
Bezugnehmend nun auf Fig. 10 wird ein Zeitdiagramm für den Schaltkreis aus Fig. 9 im vollsynchronen Betriebsmodus gezeigt. Es sei angemerkt, daß dies typischerweise unter Vollastbedingungen stattfindet.
Bezugnehmend nun auf Fig. 11, wird ein Zeitdiagramm für den Schaltkreis aus Fig. 9 im teilsynchronen Betriebsmodus gezeigt. Im teilsynchronen Betriebsmodus wird rückwärtiger Stromfluß im Schaltkreis aus Fig. 9 während Hochfahr- oder Leichtlasebedingungen verhindert, indem der Synchrongleichrichterschalter Q4 ausgeschaltet wird, bevor der Induktorstrom Null erreicht.
Bezugnehmend nun auf Fig. 12, wird ein Abwärtskonverter, in den die vorliegende Erfindung implementiert werden kann, gezeigt. Eine ähnliche Kontrollvorschrift wird auch auf den Abwärtskonverter angewandt:

Im vollsynchronen Modus: Vgs(Q2) = Vgs(Q1) (10)

Im teilsynchronen Modus: Vgs(Q2) = Δt (11)

wobei

0 < Δt < T2-T1 (12)
Bezugnehmend nun auf Fig. 13 wird ein Zeitdiagramm für den Abwärtskonverter aus Fig. 12 im vollsynchronen Betriebsmodus gezeigt. Es sei angemerkt, daß dies typischerweise unter Vollastbedingungen stattfindet.
Bezugnehmend nun auf Fig. 14 wird ein Zeitdiagramm für den Schaltkreis aus Fig. 12 im teilsynchronen Betriebsmodus gezeigt. Im teilsynchronen Betriebsmodus wird rückwärtiger Stromfluß im Schaltkreis aus Fig. 12 während Hochfahr- oder Leichtlasebedingungen verhindert, indem der Synchrongleichrichterschalter Q2 ausgeschaltet wird, bevor der Induktorstrom zum Zeitpunkt T2 Null erreicht.
Der oben diskutierte Zeitfaktor Δt für zweiendige isolierte Schaltkreise (der Vollbrücken-Stromrichter), einendige isolierte Schaltkreise (der Durchflußstromrichter) und nichtisolierter Schaltkreise (der Abwärtskonverter) kann auf verschiedene Weise implementiert werden. Er kann entweder auf einen vorherdefinierten Wert eingestellt oder eine Variable sein, die sich einem Schaltkreisparameter, wie die Eingangsspannung oder die Ausgangsspannung anpasst. Diese angepasste Kontrolle des Δt-Zeitfakrors nutzt die Vorteile der oben vorgeschlagenen Kontrollvorschriften aus, indem die Synchronschalter genau zum gewünschten Zeitpunkt während aller Betriebsmodi ausgeschaltet werden.
Verglichen mit dem Stand der Technik zeigt die Erfindung zusätzlich zur Verhinderung von Rückstrom mehrere weitere Vorteile, darunter:

1. Weil die Synchrongleichrichter nicht ausgestellt sind, wenn der Schaltkreis in Hochfahr- oder Leichtlastbedingungen arbeitet, wird der hocheffiziente Betrieb des Schaftkreises erhalten.
2. Der Kontrollalgorithmus ist sehr einfach und einfach zu implementieren. Für einen Vollbrückengleichstromrichter, z. B. können die Synchrongleichrichterschalter einfach so eingestellt werden, daß sie den primären Leistungsschaltertreibersignalen im teilsynchronen Modus einfach folgen.
3. Ein Hinaus- oder Herunterschießen der Spannung während des Moduswechsels kann durch ein entsprechendes Einstellen des Faktors Δt minimiert werden.
4. Der Algorithmus kann einfach auf verschiedene Topografien, seien sie isoliert oder nicht isoliert, einendig oder doppelendig übertragen werden.

Fachleute sollten verstehen, daß die zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiele des Synchrongleichrichterkontrollschemas nur zur Illustration beigelegt wurden und daß genauso andere Ausführungsbeispiele unter den Umfang und Geist der Erfindung fallen. Obwohl die vorliegende Erfindung im Detail beschrieben wurde, sollten Fachleute verstehen, daß sie verschiedenste Änderungen, Ersetzungen und Auswechslungen anstellen können, ohne den Geist und Umfang der vorliegenden Erfindung in seiner breitesten Form verlassen. Bezugszeichenliste 100 vorgespannter Durchflusswandler
110 erste Windung
130 Synchrongleichrichterschaltkreis
135 zweite Windung
150 Kontrollschaltung
165 Stromermittlungseinrichtung
170 parallele Stromschaltung
175 Pegeldetektor
180 Spannungsregler
185 Pulsweitenmodulationsschaltkreis
200 Abwärtswandler
210 Synchrongleichrichterschaltkreis
220 Kontrollschaltung
230 Ermittlungseinrichtung
250 Spannungsregler
270 Pulsweitenmodulationsschaltkreis
305 Kontrollvorschriftauswahlschaltkreis
310 Transformator
505 Inverter
510 Inverter

Claims

1. Ein Kontrollschaltkreis für einen Leistungsstromrichter mit einen Synchrongleichrichterschaltkreis für die Produktion von im wesentlichen Gleichstrom, beinhaltend:
einen Sensor zum Erfassen einer Kenngröße des Leistungsstromrichters eine Detektionsschaltung, welche in der Lage ist, diese Kenngröße zu benutzen, um ein Kontrollsignal zur Kontrolle des Leistungsstromrichters zu erhalten;
eine mit dieser Detektionsschaltung verbundene Synchrongleichrichterkontrollschaltung, wobei diese Kontrollschaltung daran angepaßt ist, einen Arbeitszyklus des Synchrongleichrichterschaltkreises als Funktion des Kontrollsignals zu modifizieren und dadurch die Menge an Rückstrom, dem es erlaubt wird, durch den Leistungsstromrichter zu fließen, auf einen vorherdefinierten Wert zu limitieren.

2. Der Kontrollschaltkreis nach Anspruch 1, wobei dieser vorherdefinierte Wert so eingestellt ist, daß der Rückstrom die Funktionen des Leistungsstromrichters nicht beeinträchtigt.

3. Der Kontrollschaltkreis nach Anspruch 1, wobei der Arbeitszyklus durch die Kontrollschaltung auf einem Wert größer als Null aufrechterhalten wird.

4. Der Kontrollschaltkreis nach Anspruch 1, wobei einem Durchflußstrom so erlaubt wird, durch den Synchrongleichrichter während aller Betriebsmodi so zu fließen, daß eine inherente Gehäusediode nicht überbelastet wird.

5. Der Kontrollschaltkreis nach Anspruch 1, wobei die Kenngröße der durchschnittliche Stromfluß von diesem Stromrichter ist und wobei die Detektionsschaltung diesen durchschnittlichen Stromfluß mit einem Referenzwert vergleicht, um festzustellen ob dieser Stromfluß über oder unter dem vorherdefinierten Wert ist.

6. Der Kontrollschaltkreis nach Anspruch 1, wobei die Synchrongleichrichterkontrollschaltung den Synchrongleichrichter kontinuierlich während Hochfahr-, Herunterfahr-, Niederlast und normalen Betriebsbedingungen treibt.

7. Der Kontrollschaltkreis nach Anspruch 1, wobei der Leistungsstromrichter parallel mit einem zweiten Leistungsstromrichter so geschaltet ist, daß der durch den zweiten Leistungsstromrichter verursachte Rückstrom auf den vorherdefinierten Wert limitiert ist.

8. Der Kontrollschaltkreis nach Anspruch 1, wobei der Leistungsstromrichter noch beinhaltet einen Leistungstransformator mit einer primären Windung und einer sekundären Windung, wobei diese sekundäre Windung an den Synchrongleichrichterschaltkreis angeschlossen ist und wobei die primäre Windung an einen Leistungsschalter zum periodischen Anschluß dieser primären Windung an eine elektrische Energiequelle angeschlossen ist.

9. Der Kontrollschaltkreis nach Anspruch 1, wobei der Leistungsstromrichter eine Topologie besitzt, welche aus der Gruppe bestehend aus einem Abwärtskonverter, einem einendigen isolierten Stromrichter, einem doppelendigen isolierten Stromrichter, einem Vollbrücken-Stromrichter, einem Halbbrücken-Stromrichter und einem Push-pull-Stromrichter ausgewählt ist.

10. Ein Leistungssystem mit mindestens einem Stromrichter mit mindestens einem Synchrongleichrichter, welcher an das Gleichrichten von im wesentlichen Wechselstrom zur Produktion im wesentlichen von Gleichstrom angepaßt ist, beinhaltend:
einen Synchrongleichrichtertreiberschaltkreis, um den mindestens einen Synchrongleichrichter in einem Arbeitszyklus anzutreiben;
eine an diesen Synchrongleichrichtertreiberschaltkreis angeschlossene Synchrongleichrichterkontrollschaltung, wobei diese Kontrollschaltung daran angepaßt ist, diesen Arbeitszyklus des Synchrongleichrichterschaltkreises als Funktion des Kontrollsignals so zu modifizieren, daß dadurch der Rückstrom durch den Stromrichter auf einen vorherdefinierten Wert limitiert wird.

11. Das Leistungssystem nach Anspruch 10, wobei dieser vorherdefinierte Wert so eingestellt ist, daß der Rückstrom die Funktionen des Leistungsstromrichters nicht beeinträchtigt.

12. Das Leistungssystem nach Anspruch 10, wobei der Arbeitszyklus durch die Kontrollschaltung auf einem Wert größer als Null aufrechterhalten wird.

13. Das Leistungssystem nach Anspruch 10, wobei einem Durchflußstrom so erlaubt wird, durch den Synchrongleichrichter während aller Betriebsmodi so zu fließen, daß eine inherente Gehäusediode nicht überbelastet wird.

14. Das Leistungssystem nach Anspruch 10, wobei die Synchrongleichrichterkontrollschaltung den mindestens einen Synchrongleichschalter kontinuierlich während Hochfahr-, Herunterfahr-, Niederlast und normalen Betriebsbedingungen treibt.

15. Das Leistungssystem nach Anspruch 10, wobei der mindestens eine Stromrichter mit einem zweiten Stromrichter so parallel geschaltet ist, daß der durch den zweiten Stromrichter verursachte Rückstrom auf diesen vorherdefinierten Wert limitiert wird.

16. Das Leistungssystem nach Anspruch 10, wobei der mindestens eine Leistungsstromrichter noch einen Leistungstransformator mit einer primären Windung und einer sekundären Windung beinhaltet, wobei diese sekundäre Windung an den mindestens einen Synchrongleichrichter angeschlossen ist und wobei die primäre Windung an einen Leistungsschalter zur periodischen Verbindung dieser primären Windung mit einer elektrischen Energiequelle angeschlossen ist.

17. Verfahren zur Kontrolle eines Synchrongleichrichters in einem Leistungsstromrichter, welches die folgenden Schritte beinhaltet:

a) Erfassen einer Kenngröße des Leistungsstromrichters;

b) Festsetzen eines Ausgangsstromwerts für den Leistungsstromrichter anhand der erfaßten Kenngröße; und

c) abhängig von einer Ermittlung, daß der Ausgabestromwert unter einem vorherdefinierten Wert liegt, Modifizieren eines Arbeitszyklusses dieses Synchrongleichrichters in der Weise, daß der Ausgangsstromwert über einem akzeptablen Wert aufrechterhalten wird.

18. Verfahren nach Anspruch 17, wobei der Schritt der Erfassung eine Erfassung des durchschnittlichen Ausgabestromwert des Leistungsstromrichters beinhaltet

19. Verfahren nach Anspruch 17, wobei der Schritt des Modifizierens des Arbeitszyklusses das Anschalten des Synchrongleichrichters, um Durchlassstrom zu leiten und das Abschalten des Synchrongleichrichters bevor der Rückstrom einen vorherdefinierten Wert erreicht, beinhaltet.

20. Verfahren nach Anspruch 17, wobei der Leistungsstromrichter in einem teilsynchronen Betriebsmodus, wenn der Ausgabestromwert unter dem vorherdefinierten Wert ist und in vollsynchronem Modus, wenn der Ausgabestromwert gleich oder größer dem vorherdefinierten Wert ist, betrieben wird.