DE19620563C1

DE19620563C1 - Method of synchronous demodulation of amplitudemodulated input signal with defined carrier frequency

Info

Publication number: DE19620563C1
Application number: DE19620563A
Authority: DE
Inventors: Horst Hoffmann
Original assignee: Daimler Benz Aerospace AG; Temic Telefunken Microelectronic GmbH
Current assignee: Atmel Germany GmbH
Priority date: 1996-05-22
Filing date: 1996-05-22
Publication date: 1997-10-30
Anticipated expiration: 2016-05-23

Abstract

The method involves frequency conversion of the input signal (UE) into an output signal (UA) in a mixer unit (10) with a first oscillator signal synchronised to the carrier frequency. The oscillator signal is generated from the input signal using a phase-locked-loop (60) into which is fed a correction signal generated by a frequency control loop (70) to control the oscillator frequency. The correction signal is generated by integration of the output signal.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.The invention relates to a method according to the preamble of Claim 1.

Eine derartiges Verfahren ist aus der JP 58-153429 A bekannt. Bei diesem Verfahren wird mittels einer Phasenregelschleife (Phase Locked Loop, PLL) aus einem Eingangssignal ein zur Trägerfrequenz des Eingangssignals synchronisiertes erstes Oszillatorsignal erzeugt und das Eingangssignal in einer Mischereinheit mit dem ersten Oszillatorsignal in ein Ausgangssignal frequenzumgesetzt. Die Phasenregelschleife befindet sich, falls die Träger frequenz und die Oszillatorfrequenz des ersten Oszillatorsignals gleich sind, in einem auf die Trägerfrequenz eingerasteten Zustand. In diesem Zustand wird die Phase des ersten Oszillatorsignals der Phase der Trägerfrequenz nachgeführt. Die Oszillatorfrequenz wird mittels einer Frequenzregel schleife, die aus dem Eingangssignal ein die Phasenregelschleife ansteuern des Korrektursignal erzeugt, der Trägerfrequenz des Eingangssignals nach geregelt. In der Frequenzregelschleife wird zur Erzeugung des Korrektur signals durch eine 90°-Phasenverschiebung des Eingangssignal ein phasen verschobenes Signal erzeugt, dieses mit dem Eingangssignal multipliziert und das Multiplikationsergebnis anschließend gefiltert. Der wesentliche Nachteil dieses Verfahrens besteht darin, daß zur Phasenverschiebung des Eingangssignal ein breitbandiger Phasenschieber benötigt wird, der in der Herstellung aufwendig und kostspielig ist.Such a method is known from JP 58-153429 A. With this The process is carried out using a phase locked loop (PLL) from an input signal to the carrier frequency of the input signal synchronized first oscillator signal generated and the input signal in a mixer unit with the first oscillator signal into an output signal frequency converted. The phase locked loop is in case the carrier frequency and the oscillator frequency of the first oscillator signal are the same, in a state locked onto the carrier frequency. In this condition the phase of the first oscillator signal becomes the phase of the carrier frequency updated. The oscillator frequency is determined using a frequency rule loop that drive the phase locked loop from the input signal generated the correction signal, the carrier frequency of the input signal regulated. In the frequency control loop is used to generate the correction signals by a 90 ° phase shift of the input signal shifted signal generated, this multiplied by the input signal and then filtering the multiplication result. The essential The disadvantage of this method is that the phase shift of the Input signal a broadband phase shifter is needed, which in the Manufacturing is complex and expensive.

Des weiteren ist aus der Literaturstelle Zinke, Brunswig: "Hochfrequenz technik 2", Springer-Verlag, 1993, Seiten 502-503 ein Verfahren zur synchronen Demodulation bekannt, bei dem durch Bandpaßfilterung des Eingangssignals ein im wesentlichen nur die Trägerfrequenz aufweisen des Signal gebildet wird, das der Phasenregelschleife als Referenzsignal zuge führt wird.Furthermore, from the reference Zinke, Brunswig: "high frequency technik 2 ", Springer-Verlag, 1993, pages 502-503 a method for synchronous demodulation known in which by bandpass filtering the Input signal have essentially only the carrier frequency Signal is formed that the phase locked loop as a reference signal leads.

Aus der US 40 72 909 ist ein weiteres Verfahren zur synchronen Demodula tion bekannt, bei dem ein bezüglich dem Ausgangssignal um einen frequenzabhängigen Phasenbetrag versetztes Signal mit dem Ausgangssignal zu einem einen spannungsgesteuerten Oszillator steuern den Steuersignal multipliziert wird. Das gleiche Verfahren wird in der US 40 91 410 zur Demodulation von Videosignalen eingesetzt.Another method for synchronous demodula is known from US Pat. No. 4,072,909 tion known, in which one with respect to the output signal frequency-dependent phase amount offset signal with the Output signal to a voltage controlled oscillator control the Control signal is multiplied. The same process is described in US 40 91 410 used for demodulation of video signals.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein verfahren gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 anzugeben, das mit einfachen und kostengünstigen Mitteln durchführbar ist und das eine Ausreglung der Pha sendifferenz und der Frequenzdifferenz zwischen dem ersten Oszillatorsignal und der Trägerfrequenz innerhalb kürzester Zeit ermöglicht.The invention has for its object a method according to the Specify the preamble of claim 1, which with simple and cost-effective means is feasible and the Pha transmission difference and the frequency difference between the first Oscillator signal and the carrier frequency within a very short time.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß bei einem Verfahren nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen ergeben sich aus den Unteransprüchen.The object is achieved in a method according to the preamble of claim 1 by the characterizing features of claim 1 solved. Advantageous configurations and Further training results from the subclaims.

Erfindungsgemäß wird mit einer Frequenzregelschleife durch Integration des Ausgangssignals, ein Korrektursignal erzeugt, welches der Phasenregelschleife zugeführt wird und durch welches die Oszillatorfrequenz des ersten Oszillatorsignals dann, wenn sich diese von der Trägerfrequenz unterscheidet, verändert wird. Das Korrektursignal bewirkt dabei eine Reduzierung der Frequenzdifferenz zwischen der Oszillatorfrequenz und der Trägerfrequenz, d. h. eine Verschiebung der Oszillatorfrequenz in Richtung Trägerfrequenz, so daß die Phasenregelschleife auch bei einer Änderung der Trägerfrequenz auf diese einrastet.According to the invention with a frequency control loop through integration of the output signal, generates a correction signal which the Phase locked loop is supplied and through which the Oscillator frequency of the first oscillator signal when this differs from the Carrier frequency differentiates, is changed. The correction signal causes thereby reducing the frequency difference between the Oscillator frequency and carrier frequency, d. H. a shift in Oscillator frequency in the direction of the carrier frequency, so that the Phase locked loop even when the carrier frequency changes to this snaps into place.

Als besonders vorteilhaft erweist es sich sowohl das erste Oszillatorsignal als auch ein dazu orthogonales zweites Oszillatorsignal, d. h. zwei gegeneinander um 90° phasenverschobene frequenzgleiche Oszillatorsignale, mittels eines in der Phasenregelschleife vorgesehenen, durch ein Regelsignal in der Frequenz steuerbaren Oszillators zu erzeugen. Zur Erzeugung des Regelsignals werden das zweite Oszillatorsignal, das Korrektursignal und das Eingangssignal oder ein aus dem Eingangssignal ab geleitetes, im wesentlichen die Trägerfrequenz enthaltendes, Referenzsi gnal mit zwei in der Phasenregelschleife vorgesehenen und in Reihe ge schalteten Mischerstufen in ein Mischsignal umgesetzt und das Mischsignal mit einem Schleifenfilter tiefpaßgefiltert.It proves to be particularly advantageous both the first oscillator signal and also an orthogonal second oscillator signal, i. H. two frequency equals phase-shifted by 90 ° Oscillator signals, by means of a provided in the phase locked loop, by generating a control signal in the frequency controllable oscillator. To generate the control signal, the second oscillator signal, the Correction signal and the input signal or on from the input signal guided reference signal containing essentially the carrier frequency gnal with two provided in the phase locked loop and in series switched mixer stages converted into a mixed signal and the mixed signal low pass filtered with a loop filter.

Vorzugsweise werden mit der einen Mischerstufe das zweite Oszillatorsignal und das Korrektursignal miteinander zu einem Zwischensignal multipliziert und mit der anderen Mischerstufe das Zwischensignal und das Eingangs signal oder das aus diesem abgeleitete Referenzsignal miteinander zum Mischsignal multipliziert, welches einen von der Phasen- und Frequenzdiffe renz zwischen dem ersten Oszillatorsignal und Trägerfrequenz abhängigen Signalanteil aufweist, der über das Schleifenfilter als Regelsignal dem Oszilla tor zugeführt wird. Der Oszillator wird dann durch das Regelsignal derart angesteuert, daß die Frequenz und die Phase des ersten Oszillatorsignals der Frequenz bzw. Phase der Trägerfrequenz nachgeführt wird.The second oscillator signal is preferably used with the one mixer stage and multiplies the correction signal together to form an intermediate signal and with the other mixer stage the intermediate signal and the input signal or the reference signal derived from this with each other Mixed signal multiplied, which one of the phase and frequency differences between the first oscillator signal and the carrier frequency Signal portion that the loop filter as a control signal to the Oszilla gate is fed. The oscillator is then such by the control signal driven that the frequency and phase of the first oscillator signal Frequency or phase of the carrier frequency is tracked.

Das erfindungsgemäße Verfahren eignet sich bestens für den Einsatz in Rundfunkgeräten, da aufgrund des durch die Frequenzregelschleife verbes serten Regelverhaltens der Phasenregelschleife eine durch Aktivierung eines Sendersuchlaufs bedingte Frequenz- und Phasendifferenz zwischen der Trä gerfrequenz und der Oszillatorfrequenz des ersten Oszillatorsignals inner halb kürzester Zeit sicher ausgeregelt wird.The method according to the invention is ideally suited for use in Radio equipment, because of the verbes due to the frequency control loop Serten control behavior of the phase locked loop one by activating a Frequency and phase difference between the Trä gerfrequenz and the oscillator frequency of the first oscillator signal inner is settled safely in the shortest possible time.

Die Erfindung wird im folgenden anhand der Figur näher beschrieben. Diese zeigt als Ausführungsbeispiel eine Schaltungsanordnung eines Rundfunkge rätes zur synchronen Demodulation von amplitudenmodulierten Rund funksignalen.The invention is described below with reference to the figure. This shows an exemplary embodiment of a circuit arrangement of a Rundfunkge advises for synchronous demodulation of amplitude-modulated round radio signals.

Gemäß der Figur weist die Schaltungsanordnung eine Mischereinheit 10, ei ne Phasenregelschleife 60, eine Frequenzregelschleife 70 und einen Tiefpaß 90 auf. Die Phasenregelschleife 60 umfaßt die zwei Mischerstufen 20 und 30, das schmalbandig ausgeführte Schleifenfilter 50 und den steuerbaren Oszil lator 40. Die Mischereinheit 10, die eine Mischerstufe 30, d. h. die erste Mi scherstufe der Phasenregelschleife 60, und die andere Mischerstufe 20, d. h. die zweite Mischerstufe der Phasenregelschleife 60, sind alle als Multiplizie rer mit jeweils einem ersten Mischereingang 11 bzw. 31 bzw. 21, mit jeweils einem zweiten Mischereingang 12 bzw. 32 bzw. 22 und mit jeweils einem Mi scherausgang 13 bzw. 33 bzw. 23 ausgebildet. Der Oszillator 40 ist als span nungsgesteuerte Oszillatoreinheit 45 (VCO) mit nachgeschaltetem Phasen schieber 46 ausgeführt, welcher aus einem von der spannungsgesteuerten Oszillatoreinheit 45 erzeugten Signal die beiden am ersten bzw. zweiten Os zillatorausgang 41 bzw. 42 des Oszillators 40 anstehenden, gegeneinander um 90° phasenverschobenen, Oszillatorsignale u₀₁ bzw. u₀₂ erzeugt. Der er ste Oszillatorausgang 41 ist mit dem zweiten Mischereingang 12 der Mi schereinheit 10 verbunden, der zweite Oszillatorausgang 42 ist mit dem zweiten Mischereingang 32 der ersten Mischerstufe 30 verbunden, der erste Mischereingang 31 der ersten Mischerstufe 30 ist über die als Integrations stufe 80 ausgeführte Frequenzregelschleife 70 mit dem Mischerausgang 13 der Mischereinheit 10 verbunden, der Mischerausgang 33 der ersten Mi scherstufe 30 ist mit dem zweiten Mischereingang 22 der zweiten Mischer stufe 20 verbunden, der erste Mischereingang 21 der zweiten Mischerstufe 20 ist mit dem ersten Mischereingang 11 der Mischereinheit 10 verbunden, der Mischerausgang 23 der zweiten Mischerstufe 20 ist über das Schleifenfil ter 50 mit dem Steuereingang 43 des Oszillators 40 verbunden.According to the figure, the circuit arrangement has a mixer unit 10 , a phase locked loop 60 , a frequency locked loop 70 and a low pass 90 . The phase-locked loop 60 comprises the two mixer stages 20 and 30 , the narrow-band loop filter 50 and the controllable oscillator 40 . The mixer unit 10 , the one mixer stage 30 , ie the first mixer stage of the phase locked loop 60 , and the other mixer stage 20 , ie the second mixer stage of the phase locked loop 60 , are all multipliers, each with a first mixer input 11 or 31 or 21 , each with a second mixer input 12 or 32 or 22 and each with a mixer output 13 or 33 or 23 formed. The oscillator 40 is designed as a voltage-controlled oscillator unit 45 (VCO) with a subsequent phase shifter 46 , which, from a signal generated by the voltage-controlled oscillator unit 45 , the two at the first and second oscillator outputs 41 and 42 of the oscillator 40 , against each other by 90 ° out of phase, oscillator signals u₀₁ or u bzw.₂ generated. The first oscillator output 41 is connected to the second mixer input 12 of the mixer unit 10 , the second oscillator output 42 is connected to the second mixer input 32 of the first mixer stage 30 , the first mixer input 31 of the first mixer stage 30 is via the frequency control loop designed as an integration stage 80 70 connected to the mixer output 13 of the mixer unit 10 , the mixer output 33 of the first mixer stage 30 is connected to the second mixer input 22 of the second mixer stage 20 , the first mixer input 21 of the second mixer stage 20 is connected to the first mixer input 11 of the mixer unit 10 , the mixer output 23 of the second mixer stage 20 is connected via the Schleifenfil ter 50 to the control input 43 of the oscillator 40 .

Die Erklärung der Funktionsweise der Phasenregelschleife 60 und der Fre quenzregelschleife 70 erfolgt unter der Annahme, daß das Frequenzspek trum einer dem ersten Mischereingang 11 der Mischereinheit 10 zugeführ ten amplitudenmodulierten Eingangsspannung - das Eingangssignal u_E - neben der Trägerfrequenz f_T keine weiteren Frequenzanteile aufweist. Diese Annahme ist berechtigt, da weitere eventuell vorhandene Frequenzanteile durch die Mischereinheit 10 und die Mischerstufen 20 und 30 in Frequenz bereiche umgesetzt werden, die durch das Schleifenfilter 50 unterdrückt werden, so daß die Oszillatorfrequenz f₀ des Oszillatorsignals u₀₁, d. h. die Frequenz des Oszillators 40, durch diese weiteren Frequenzanteile nicht be einflußt wird.The explanation of the operation of the phase-locked loop 60 and the frequency-locked loop 70 is made on the assumption that the frequency spectrum of an amplitude-modulated input voltage supplied to the first mixer input 11 of the mixer unit 10 - the input signal u _E - has no further frequency components in addition to the carrier frequency f _T. This assumption is justified since further frequency components that may be present are converted into frequency ranges by the mixer unit 10 and the mixer stages 20 and 30 , which are suppressed by the loop filter 50 , so that the oscillator frequency f₀ of the oscillator signal u₀₁, ie the frequency of the oscillator 40 , is not influenced by these further frequency components.

Die am Mischerausgang 13 anstehende Ausgangsspannung - das Ausgangs signal u_A - weist bei eingerasteter Phasenregelschleife 60, d. h. dann, wenn die Trägerfrequenz f_T und die Oszillatorfrequenz f₀ des ersten Oszillatorsi gnals u₀₁ gleich sind, einen Gleichanteil sowie einen Wechselanteil bei der doppelten Frequenz des Oszillatorsignals u₀₁ auf, wobei der Gleichanteil proportional zum Kosinus der im folgenden als Δ_ϕ bezeichneten Phasendif ferenz zwischen der Trägerfrequenz f_T und der Oszillatorfrequenz f₀ des er sten Oszillatorsignals u₀₁ ist. Der Wechselanteil des Ausgangssignals u_A wird durch die Integrationsstufe 80 unterdrückt, so daß am Mischereingang 31 ein zum Kosinus der Phasendifferenz Δ_ϕ proportionales Korrektursignal u_I ansteht. Dem Mischereingang 22 wird demzufolge ein zum zweiten Oszilla torsignal u₀₂ und zum Kosinus der Phasendifferenz Δ_δ proportionales Signal - das Zwischensignal u_Z - zugeführt, so daß das am Mischerausgang 23 ein Mischsignal u_M mit einem zum Sinus der doppelten Phasendifferenz 2·Δ_ϕ proportionalen Anteil ansteht. Wechselanteile des Mischsignals u_M, die bei der Multiplikation der an den Mischereingängen 21 und 22 anliegenden Si gnale entstehen, werden durch das Schleifenfilter 50 unterdrückt, so daß dem Steuereingang 43 ein von der Phasendifferenz Δ_d abhängiges Signal als Regelsignal u_R zugeführt wird, durch das die Phase des ersten Oszillatorsi gnals u₀₁ der Phase der Trägerfrequenz f_T des Eingangssignals u_E nachge führt wird. Das heißt, das erste Oszillatorsignal u₀₁ wird durch die Phasenre gelschleife 60 zur Trägerfrequenz f_T des Eingangssignals u_E synchronisiert und das Eingangssignal u_E wird mittels der Mischereinheit 10 durch Multipli kation mit dem ersten Oszillatorsignal u₀₁ in das Ausgangssignal u_A frequenz umgesetzt. Bei der Multiplikation entstehende Summenspektren werden durch den der Mischereinheit 10 nachgeschalteten Tiefpaß 90 unterdrückt, so daß an dessen Ausgang lediglich ein niederfrequenter Anteil u_NF des Aus gangssignals u_A ansteht.The output voltage at the mixer output 13 - the output signal u _A - has a locked phase locked loop 60 , ie when the carrier frequency f _T and the oscillator frequency f₀ of the first oscillator signals u₀₁ are equal, a DC component and an AC component at twice the frequency of the oscillator signal u₀₁, with the DC component being proportional to the cosine of the phase difference referred to below as Δ _ϕ between the carrier frequency f _T and the oscillator frequency f₀ of the most oscillator signal u₀₁. The alternating component of the output signal u _A is suppressed by the integration stage 80 , so that a correction signal u _I proportional to the cosine of the phase difference Δ _ϕ is present at the mixer input 31 . The mixer input 22 is consequently a signal to the second oscillator u₀₂ and to the cosine of the phase difference Δ _δ proportional signal - the intermediate signal u _Z - supplied so that the mixer output 23 a mixed signal u _M with a proportional to the sine of the double phase difference 2 · Δ _ϕ Share pending. Alternating components of the mixed signal u _M , which result from the multiplication of the signals present at the mixer inputs 21 and 22 , are suppressed by the loop filter 50 , so that the control input 43 _is supplied with a signal dependent on the phase difference Δ _d as a control signal u _R that the phase of the first oscillator signal u₀₁ of the phase of the carrier frequency f _{T of} the input signal u _E leads. That is, the first oscillator signal u₀₁ is synchronized by the phase control loop 60 to the carrier frequency f _{T of} the input signal u _E and the input signal u _E is converted by means of the mixer unit 10 by multiplication with the first oscillator signal u₀₁ into the output signal u _A frequency. Summation spectra arising during the multiplication are suppressed by the low-pass filter 90 connected downstream of the mixer unit 10 , so that only a low-frequency component u _{NF of} the output signal u _A is present at its output.

Bei ausgerasteter Phasenregelschleife 60, d. h. dann, wenn die Oszillatorfre quenz f₀ des ersten Oszillatorsignals u₀₁ und die Trägerfrequenz f_T sich um eine im folgenden als Δf bezeichnete Frequenzdifferenz voneinander unter scheiden, weist das Ausgangssignal u_A einen bei der Frequenzdifferenz Δf liegenden niederfrequenten Anteil und einen bei der Summe aus Oszillator frequenz f₀ und Trägerfrequenz f_T liegenden höherfrequenten Anteil auf. Die Integrationsstufe 80 bewirkt für Frequenzanteile des Ausgangssignals u_A, die eine Grenzfrequenz f_GI der Integrationsstufe 80 überschreiten, eine Pha sendrehung von -90°. Durch die Grenzfrequenz f_GI, die beispielsweise 1 kHz beträgt, wird derjenige Wert der Frequenzdifferenz Δf festgelegt, ab dem das Regelverhalten der Phasenregelschleife 60 durch die Frequenzregel schleife 70 unterstützt wird. Gleichzeitig mit der Phasendrehung werden höherfrequente Anteile aus dem Ausgangssignal u_A unterdrückt, so daß das Frequenzspektrum des Korrektursignals u_I einen gegenüber dem niederfre quenten Anteil des Ausgangssignals u_A um -90° phasenverschobenen Anteil bei der Frequenzdifferenz Δf aufweist. Das Korrektursignal u_I wird durch die erste Mischerstufe 30 mit dem zweiten Oszillatorsignal u₀₂ in das Frequenz band des Eingangssignals u_E zurückgemischt. Das am Mischerausgang 33 an stehende Zwischensignal u_Z weist aufgrund der Rückmischung eine Sum men- und eine Differenzfrequenz auf, wobei, je nachdem ob die Trägerfre quenz f_T kleiner oder größer als die Oszillatorfrequenz f₀ ist, entweder die Summen- oder die Differenzfrequenz der Trägerfrequenz f_T entspricht. Folglich ist die Phase der der Trägerfrequenz f_T entsprechenden Summen bzw. Differenzfrequenz des Zwischensignals u_Z, abhängig vom Vorzeichen der Frequenzdifferenz Δf, um 0° oder um 180° gegenüber der Phase der Trägerfrequenz f_T verschoben. Die Frequenzregelschleife 70 weist daher frequenzsensitives Verhalten auf. Das Zwischensignal u_Z wird durch die zwei te Mischerstufe 20 mit dem Eingangssignal u_E in das Mischsignal u_M frequen zumgesetzt. Denkbar ist jedoch auch eine Frequenzumsetzung des Zwi schensignals u_Z mit einem durch Bandpaßfilterung aus dem Eingangssignal u_E abgeleiteten Referenzsignal, welches im wesentlichen die Trägerfrequenz f_T, d. h. bei der Trägerfrequenz f_T liegende Frequenzanteile aufweist. Das Mischsignal u_M weist neben Wechselanteilen mit höherer Frequenz, die auf grund der Mischung in den Mischstufen 20 und 30 entstehen und die an schließend mit dem Schleifenfilter 50 unterdrückt werden, einen zum Vor zeichen der Frequenzdifferenz Δf proportionalen Signalanteil auf, der über das Schleifenfilter 50 dem Steuereingang 43 des Oszillators 40 zugeführt wird. Das Regelsignal u_R ist demnach vom Vorzeichen der Frequenzdifferenz Δf abhängig, so daß die Oszillatorfrequenz f₀ des Oszillatorsignals u₀₁, falls sie kleiner als die Trägerfrequenz f_T ist, bis zur Trägerfrequenz f_T angehoben wird und, falls sie größer als die Trägerfrequenz f_T ist, bis zur Trägerfrequenz f_T reduziert wird und die Phasenregelschleife 60 somit auf die Trägerfre quenz f_T einrastet.When the phase-locked loop 60 is disengaged, that is, when the oscillator frequency f₀ of the first oscillator signal u die₁ and the carrier frequency f _T differ from one another by a frequency difference referred to below as Δf, the output signal u _{A has} a low-frequency component at the frequency difference Δf and one with the sum of oscillator frequency f₀ and carrier frequency f _T lying higher frequency portion. The integration stage 80 causes a phase rotation of -90 ° for frequency components of the output signal u _A which exceed a cut-off frequency f _{GI of} the integration stage 80 . The limit frequency f _GI , which is, for example, 1 kHz, determines the value of the frequency difference Δf from which the control behavior of the phase locked loop 60 is supported by the frequency locked loop 70 . Simultaneously with the phase rotation, higher-frequency components from the output signal u _{A are} suppressed, so that the frequency spectrum of the correction signal u _{I has} a component which is phase-shifted by -90 ° with respect to the lower frequency component of the output signal u _A at the frequency difference Δf. The correction signal u _I is mixed back by the first mixer stage 30 with the second oscillator signal u₀₂ in the frequency band of the input signal u _E. Due to the backmixing, the intermediate signal u _{Z present} at the mixer output 33 has a sum and a difference frequency, with, depending on whether the carrier frequency f _{T is} smaller or larger than the oscillator frequency f kleiner, either the sum or the difference frequency of the carrier frequency f _T corresponds. Consequently, the phase of the sums or difference frequency of the intermediate signal u _Z corresponding to the carrier frequency f _T , depending on the sign of the frequency difference Δf, is shifted by 0 ° or by 180 ° with respect to the phase of the carrier frequency f _T. The frequency control loop 70 therefore exhibits frequency-sensitive behavior. The intermediate signal u _Z is added by the second mixer stage 20 with the input signal u _E to the mixed signal u _M frequencies. However, a frequency conversion of the inter mediate signal u _Z with a reference signal derived by bandpass filtering from the input signal u _E is also conceivable, which essentially has the carrier frequency f _T , ie frequency components lying at the carrier frequency f _T. The mixed signal u _M has, in addition to alternating components with a higher frequency, which arise due to the mixing in the mixing stages 20 and 30 and which are subsequently suppressed with the loop filter 50 , a signal component proportional to the sign of the frequency difference Δf, which is transmitted via the loop filter 50 is fed to the control input 43 of the oscillator 40 . The control signal u _R is therefore dependent on the sign of the frequency difference Δf, so that the oscillator frequency f₀ of the oscillator signal u₀₁, if it is less than the carrier frequency f _T, is raised to the carrier frequency f _T and, if it is greater than the carrier frequency f _T is reduced to the carrier frequency f _T and the phase locked loop 60 thus snaps onto the carrier frequency f _T.

Das Regelverhalten der Phasenregelschleife 60, insbesondere ihr Einrastver halten, wird durch die Integrationsstufe 80, die das Korrektursignal u_I er zeugt, und durch die erste Mischerstufe 30, über die das Korrektursignal u_I in die Phasenregelschleife 60 eingekoppelt wird, gegenüber dem Regelver halten der vorbekannten Anordnung verbessert, da eine Frequenzdifferenz Δf zwischen der Oszillatorfrequenz f₀ und der Trägerfrequenz f_T eindeutig erkannt wird und der Oszillator 40 daraufhin derart angesteuert wird, daß diese Frequenzdifferenz Δf innerhalb kürzester Zeit minimiert wird. Die Pha senregelschleife 60 kann Frequenzdifferenzen Δf, die innerhalb eines soge nannten Fangbereichs liegen, von sich aus, d. h. ohne Mitwirkung weiterer Schaltungsteile, ausregeln. Eine geringe Frequenzdifferenz Δf wird demnach aufgrund des Fangbereichs der Phasenregelschleife 60 und eine große Fre quenzdifferenz Δf aufgrund des frequenzsensitiven Verhaltens der überla gerten Frequenzregelschleife 70 ausgeregelt. Bei der Demodulation von Rundfunksignalen bedeutet dieses, daß die erfindungsgemäße Schaltungs anordnung eine schnelle Umschaltung von einem Rundfunkkanal zu einem anderen Rundfunkkanal ermöglicht.The control behavior of the phase locked loop 60 , in particular its latching behavior, is maintained by the integration stage 80 , which generates the correction signal u _I , and by the first mixer stage 30 , via which the correction signal u _{I is} coupled into the phase locked loop 60 , with respect to the control behavior Known arrangement improved, since a frequency difference Δf between the oscillator frequency f₀ and the carrier frequency f _{T is} clearly recognized and the oscillator 40 is then controlled such that this frequency difference Δf is minimized within a very short time. The phase control loop 60 can regulate frequency differences .DELTA.f which are within a so-called catch range on their own, ie without the participation of further circuit parts. A small frequency difference Δf is accordingly corrected due to the catch range of the phase locked loop 60 and a large frequency difference Δf due to the frequency-sensitive behavior of the superimposed frequency control loop 70 . In the demodulation of radio signals, this means that the circuit arrangement according to the invention enables rapid switching from one radio channel to another radio channel.

Claims

1. A method for synchronous demodulation of an amplitude-modulated input signal (u _E ) with a given carrier frequency (f _T ), in which the input signal (u _E ) in a mixer unit ( 10 ) with a synchronized to the carrier frequency (f _T ) first oscillator signal (u₀₁) in an output signal (u _A ) is converted in frequency, in which the first oscillator signal (u₀₁) is generated by means of a phase locked loop ( 60 ) from the input signal (u _E ) and in which the phase locked loop ( 60 ) generates a correction signal ( 70 ) generated by means of a frequency locked loop ( 70 ) u _I ) for controlling the oscillator frequency (f₀) of the first oscillator signal (u₀₁), characterized in that the correction signal (u _I ) is generated by integrating the output signal (u _A ).

2. The method according to claim 1, characterized in that in the phase locked loop ( 60 )

- The first oscillator signal (u₀₁) and an orthogonal second oscillator signal (u₀₂) are generated by means of a controllable oscillator ( 40 ),
- The second oscillator signal (u₀₂), the correction signal (u _I ) and the input signal (u _E ) or a reference signal derived from the input signal (u _E ), essentially containing the carrier frequency (f _T ) by means of two mixer stages ( 20 , 30 ) are converted into a mixed signal (u _M )
- And from the mixed signal (u _M ) by low-pass filtering by means of a loop filter ( 50 ) a control signal (u _R ) is formed, which controls the controllable oscillator ( 40 ).

3. The method according to claim 2, characterized in that the
Correction signal (u₁) one of the series-connected mixer stages ( 20 , 30 ) is supplied.

4. The method according to claim 3, characterized in that the second oscillator signal (u₀₂) and the correction signal (u _I ) are multiplied with one of the series-connected mixer stages ( 30 ) to form an intermediate signal (u _Z ) and that the intermediate signal (u _Z ) and the input signal (u _E ) or the reference signal derived therefrom are multiplied by the other of the mixer stages ( 20 ) connected in series to form the mixed signal (u _M ).