DE19630983C1

DE19630983C1 - Wandler

Info

Publication number: DE19630983C1
Application number: DE19630983A
Authority: DE
Inventors: Gregor Kniegl
Original assignee: Transtechnik GmbH and Co KG
Current assignee: Transtechnik GmbH and Co KG
Priority date: 1996-07-31
Filing date: 1996-07-31
Publication date: 1998-01-08
Anticipated expiration: 2016-08-01
Also published as: US5859771A

Description

Die Erfindung betrifft einen Wandler zum Wandeln einer Ein gangsgleichspannung in eine Ausgangswechsel spannung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Wandler werden im allgemeinen so betrieben, daß bei Schwankungen der Eingangsspannung um einige wenige Prozent und auch bei gewissen Lastschwankungen die Ausgangsspannung im wesentlichen konstant bleibt.

Ein Beispiel einer Voll brückenschaltung, wie es aus der Druckschrift Power Conver sion, Juni 1994 Proceedings S. 283-284 bekannt ist, wird nachfolgend anhand der beiliegenden Fig. 8 und 9 erläutert.

Die dort gezeigte Vollbrückenschaltung umfaßt zwei Brücken zweigpaare B1, B2, die jeweils zwei in Reihe geschaltete elek tronische Schalter S_A, S_B bzw. S_C, S_D umfassen, deren Verbin dungspunkte M1, M2 über eine Primärwicklung W1 eines Trans formators T miteinander verbunden sind. Parallel zu den Schaltern (z. B. IGBT′s) sind in üblicher Weise Dioden an geordnet. Weiterhin sind die Schalter S_A-D mit sogenannten Entlastungskondensatoren C_A, C_B, C_C und C_D überbrückt. Pa rallel zur Primärwicklung W1 ist nach dem hier gezeigten Ausführungsbeispiel eine Induktivität L1 geschaltet.

Der so aufgebaute Vollbrückenwandler arbeitet nun über eine Phasenverschiebung von Pulsen konstanter Daten (PSPWM - phase-shifted-puls-with-modulation), wie dies in Fig. 9 dar gestellt ist. Nach dieser Abbildung öffnen und schließen die Schalter eines Halbbrückenzweigpaares B1 bzw. B2 alternierend derart, daß niemals zwei der beiden Schalter eines Brücken zweigpaares B1 oder B2 gleichzeitig geschlossen sind. In den Be reichen, in welchen die Diagonal-Schalter S_A-D oder S_B-C gleichzeitig geschlossen sind, fließt ein Strom durch die Primärwicklung W1. Die Entlastungskondensatoren sind nun so dimensioniert bzw. auf die (meist im wesentlichen fest ein gestellte) Schaltfrequenz angepaßt, daß die dazugehörigen Schalter immer nur dann einschalten, wenn die betreffenden Entlastungskondensatoren vollständig entladen sind.

Zu dieser Vollbrückenschaltung sind auf dem Markt Ansteuer bausteine (z. B. PSIC von UNITRODE 3879) erhältlich, welche die Ansteuerung gemäß Fig. 9 vornehmen und die Ausgangsspan nung dadurch einstellen, daß die Phasenlage der Pulse A, B für das erste Brückenzweigpaar B1 gegenüber der Phasenlage der Pulse C, D des zweiten Brückenzweigpaares B2 verschoben wird.

Nachdem die Kapazität der Entlastungskondensatoren relativ hoch sein muß, um die Schalter auch bei großer Leistung wir kungsvoll entlasten zu können, treten bei einer falschen Syn chronisation, also wenn ein Schalter bei noch geladenem Ent lastungskondensator geschlossen wird, erhebliche Verluste auf. Verantwortlich für die Umladung bzw. Entladung der Kon densatoren ist nun der Primärstrom. Wenn also eine niedrige Last vorliegt und zusätzlich die Eingangsspannung hoch ist, kann es sehr leicht geschehen, daß eine Umladung bzw. Entla dung nicht vollständig stattfindet. In Standardschaltungen kommt dieses Problem deshalb nicht so deutlich zum Vorschein, weil im allgemeinen ein einge schränkter Lastbereich, insbesondere eine feste Grundlast sowie relativ geringe maximalen Ausgangsleistungen vorliegen, die recht geringe Entlastungskapazitäten mit sich bringen, welche wie derum relativ geringe Belastungen der Schalter nach sich zie hen. Weiterhin schwankt üblicherweise der Eingangs spannungsbereich nur um wenige Prozent.

Aus dem Aufsatz "A Near-Zero Current-Switching Series Resonant Inverter Using GTO′s" von P. Jain et al., in: IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol. 39, Nr. 4, August 1992, S. 351- 358 ist ein Wechselrichter in Vollbrückenschaltung der eingangs genannten Art bekannt. Als Schalter werden GTOs verwendet. Zwischen den Mittelpunkten der beiden Zweigpaare ist eine Reihenschaltung aus einem Kondensator und einer Primärwicklung eines Ausgangs trafos geschaltet. Der Primärwicklung ist eine Induktivität parallelgeschaltet. Wie bei der oben beschriebenen Voll brückenschaltung sind auch hier den Schaltern der Zweigpaare jeweils Entlastungskondensatoren parallelgeschaltet.

Aus der Druckschrift "Analysis and Design of a Modified Series Resonant Converter" von A.K.S. Bhat in: IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 8, Nr. 4, Oktober 1993, S. 423-430 ist ein Wechselrichter bekannt, der als Halbbrückenschaltung ausge führt ist. Diese Halbbrückenschaltung weist zwei in Reihe ge schaltete elektronische Schalter auf, die einen Brückenzweig darstellen. Diesem Brückenzweig sind zwei in Reihenschaltung angeordnete Kondensatoren parallelgeschaltet. Zwischen den Mittelpunkten des Brückenzweiges und der Reihenschaltung aus den beiden Kondensatoren liegt eine Reihenschaltung aus einem Kondensator und einer Primärwicklung eines Trafos. Dieser Pri märwicklung ist ebenfalls eine Induktivität parallelgeschaltet.

Aus der US 4 700 287 ist ein Wechselrichter bekannt, der sowohl im Halb- als auch im Vollbrückenbetrieb verwendet werden kann. Dadurch wird es ermöglicht, zusätzlich zu einer ersten Last, die im Halbbrückenbetrieb angesteuert wird, eine zweite Last im Vollbrückenbetrieb zu betreiben. Den beiden Betriebs weisen dieses Wechselrichters sind daher zwei unterschiedliche Lasten zugeordnet.

Bei einem besonderen Anwendungsbereich, nämlich bei der Ver sorgung von Bahnen, besteht das Problem, daß die Eingangs spannung je nach Standort der Bahn in Relation zur Stromein speisungsstation um mehr als den Faktor 2, also z. B. zwischen 400 und 1000 V schwanken kann. Der Sekundär-Spannungsbedarf kann ebenfalls in sehr weiten Bereichen schwanken, z. B. zwi schen 30 und 600 V. Diese extremen Anforderungen können mit den bisher üblichen Wandlern nicht erfüllt werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, einen Wandler auf zuzeigen, der trotz großer Eingangsspannungs- und Lastschwan kungen über einen weiten Ausgangsspannungsbereich einstellbar ist.

Diese Aufgabe wird durch einen Wandler gemäß Anspruch 1 gelöst.

Ein wesentlicher Punkt der hier vorliegenden Lösung liegt da rin, daß ein und die selbe Schaltung bei niedriger Belastung als Halbbrücke und bei höherer Belastung als Vollbrücke be trieben wird. Die Entlastungskondensatoren der (einen) Halb brücke dienen somit im Niedriglastbereich als Mittelpunktsbildner, werden also nicht mehr vollständig umgeladen. Die da zugehörigen Schalter bleiben bei niedriger Last gesperrt. Die Ansteuerung hat die Aufgabe, den korrekten Übergang zwischen den beiden Betriebsarten so zu wählen, daß keine (wesentlichen) Verluste auftreten. Weiterhin werden handelsübliche PSIC′s (UNITRODE 3879 oder 3875) zur Ansteuerung verwendet.

Vorteilhafte Ausgestaltungen enthalten die rückbezogenen Ansprüche.

Nachfolgend wird eine bevorzugte Ausführungsform der Erfin dung anhand von Abbildungen näher erläutert. Hierbei zeigen

Fig. 1 eine schematisierte Schaltung eines Wandlers,

Fig. 2 eine mit dem Wandler nach Fig. 1 zu verwendende Ansteuerschaltung,

Fig. 3-7 Zeitdiagramme zur Erläuterung der Ansteuerung der Schalter in verschiedenen Lastzuständen und

Fig. 8-9 eine Schaltung und ein Zeitdiagramm zur Erläuterung des Standes der Technik.

Bei der nachfolgenden Beschreibung werden für gleiche und gleichwirkende Teile die selben Bezugszeichen und Buchstaben verwendet, wie sie auch schon in der Beschreibung des Standes der Technik gemäß der Fig. 8 und 9 verwendet wurden.

Wie in Fig. 1 gezeigt umfaßt der Wandler zwei Brückenzweigpaare B1 und B2, die jeweils aus Schaltern S_A, S_B bzw. S_C, S_D ge bildet werden. Zwischen den Mittelpunkten M1 und M2 der Brückenzweigpaare B1 und B2 ist ein Transformator T mit seiner Primärwicklung W1 in einer Reihenschaltung mit einem Konden sator C1 und einer Spule L2 angeordnet. Parallel zur Primär wicklung W1 ist eine Spule L1 geschaltet. Im zweiten Brücken zweigpaar B2 sind parallel zu den Schaltern S_C und S_D Entlast ungskondensatoren C_C und C_D angeordnet, parallel zu denen Überwachungsschaltungen F_C und F_D vorgesehen sind. Deren Aus gangssignale E_C und E_D, welche die über den Kondensatoren C_C und C_D liegende Spannung wiedergeben, werden einer Steuer schaltung S zugeführt, welche die Schalter S_A-D steuert. Der Steuerschaltung S werden weiterhin eine Ist-Spannung U_IST und eine Soll-Spannung U_SOLL zugeführt, aus denen - wie weiter unten näher beschrieben - die Steuersignale für die Schalter S_A-D hergeleitet werden.

Nachfolgend wird anhand von Fig. 2, welche die Steuerschal tung S schematisiert zeigt, diese näher beschrieben.

Wie aus Fig. 2 hervorgeht umfaßt die Steuerschaltung eine er ste Komparatorschaltung K, welcher die Spannungssignale U_IST und U_SOLL zugeführt werden. Das Ausgangssignal u der Kompara torschaltung K wird nach einer Pegelwandlung als Signal u_x zum einen einem Steuereingang U_IN der Pulserzeugungsschaltung PSIC und andererseits (über einen Verstärker) einer zweiten Komparatorschaltung K′ zugeführt. Diesem zweiten Komparator K′ wird das sägezahnförmige Ausgangssignal der Pulserzeu gungsschaltung PSIC zugeführt, so daß diese Ausgangspulse er zeugt, deren Dauer dem Unterschied zwischen U_IST und U_SOLL entspricht. Diese Pulse werden zwei Und-Gattern einer ersten Logikschaltung G1 zugeführt, denen weiterhin Ausgangspulse A und B der Pulserzeugungsschaltung PSIC zugeführt werden. Die verknüpften Signale werden als Ansteuerpulse den Schaltern S_A und S_B zugeführt.

Die weiteren Ausgangspulse des PSIC, die Pulssignale C und D werden jeweils einem Flip-Flop zugeführt, deren Clock-Eingän ge an den Ausgängen von Und-Gattern liegen. Jeweils ein Ein gang der Und-Gatter liegt über einen Inverter am B- bzw. am A-Ausgang des PSIC, während dem anderen Eingang der Und-Gat ter die Signale E_C bzw. E_D zugeführt werden, welche die Span nungen über den Entlastungskondensatoren C_C und C_D repräsen tieren.

Die Q-Ausgänge der Flip-Flops steuern die Schalter S_C bzw. S_D an. Die invertierten Ausgänge Q werden ebenso auf Eingänge einer Schutzschaltung P geführt wie die Ausgänge A-D der Steuerschaltung PSIC. Der Ausgang der Schutzschaltung P ist auf einen Begrenzereingang des Komparators K derart geführt, daß bei einem Ansprechen der Schutzschaltung P der Komparator K trotz steigender Differenz U_IST zu U_SOLL seine Ausgangs spannung u konstant hält.

Die Funktion der so aufgebauten Schaltungen gemäß den Fig. 1 und 2 wird nachfolgend erläutert.

In Fig. 3 ist der Fall gezeigt, in welchem nur eine geringe Ausgangsleistung benötig wird. Es wird angenommen, daß der daraus resultierende Primärstrom zu gering ist, um die Ent lastungskondensatoren C_C und C_D bei kleiner Pulsbreite A, B vollständig umzuladen. Dies bedeutet, daß die Schalter S_C und S_D nie eingeschaltet werden, also keine Ausgangspulse von ih nen vorliegen. Die Ausgangsspannung wird dadurch ausschließ lich durch eine Pulsweitenmodulation der A/B-Pulse bestimmt, wie dies in Fig. 3 gezeigt ist. Die Schaltung arbeitet damit als Halbbrücke.

Wird nun mehr Leistung verlangt, so werden die Pulse A und B breiter, wie dies in Fig. 4 gezeigt ist. Die Spannung U_M schwankt stärker. Erreicht U_M die Grenze von 0 V bzw. +U_E, so werden die Schalter S_C und S_D des zweiten Brückenzweigpaares B₂ hinzugeschaltet. Dies ist in Fig. 5 gezeigt.

Steigt nun der Leistungsbedarf weiter, so werden zunächst die Pulse A, B auf ihre Maximalbreite eingestellt. Durch eine ge eignete Dimensionierung ist sichergestellt, daß spätestens in diesem Zustand die Einschaltbedingung C, D erreicht wird, al so daß die Entlastungskondensatoren C_C und C_D vollständig um geladen werden. Nun wird (bei steigendem Leistungsbedarf) die Überlappungszeit von A, D bzw. B, C je nach Leistungsbedarf vergrößert, wie dies in Fig. 6 dargestellt ist. Die Überlap pungszeit ist mit senkrechten unterbrochenen Linien darge stellt. In diesem Zustand arbeitet der Wandler als (an sich bekannter) Vollbrückenwandler mit phase-shifted Ansteuerung, wobei der Einschaltzeitpunkt C, D durch die Einschaltbedin gung festgelegt ist, wie dies mit dem Pfeil in Fig. 7 darge stellt ist. Beim angegebenen Pfeil ist die Einschaltbedingung erfüllt. Die Lücke zwischen den Pulsen C und D ist somit eine Funktion des Lastwiderstands und der Eingangsspannung.

Damit bei zu kleiner Eingangsspannung U_E vermieden wird, daß der PSIC zu weit öffnet, so daß keine C/D-Pulse mehr erschei nen, wird die eingangs angedeutete Begrenzung des Komparators K vorgenommen.

Bei dem hier gezeigten Ausführungsbeispiel eines Wandlers kann mit einer Schaltfrequenz von 20 kHz und Eingangsspann ungen zwischen 400 und 1000 V und Ausgangsspannungen von 30 bis 600 V gearbeitet werden. Die Induktivität L1 kann hierbei 0,8 bis 1 mH, die Induktivität L2 etwa 3 µH betragen. Der Kondensator C1 sollte ungefähr 10 µF, die Entlastungskonden satoren 0,1 µF haben.

Aus obigem geht auch hervor, daß sich die Erfindung ebenso auf ein Verfahren zum Betreiben bzw. Ansteuern eines Wandlers bezieht.

Claims

1. Wandler zum Wandeln einer Eingangs-Gleichspannung (U_E) in eine Ausgangswechselspannung, mit einer resonanten Vollbrücken-Zerhackerschaltung, umfassend

- ein erstes Brückenzweigpaar (B1) mit zwei steuerbaren elektronischen Schaltern (S_A, S_B) und ein zweites Brückenzweigpaar (B2) mit steuerbaren elektronischen Schaltern (S_C, S_D), die jeweils durch Entlastungskondensatoren (C_C, C_D) überbrückt sein können;
- einen Ausgangs-Transformator (T), dessen Primär wicklung (W1) eine Reihenschaltung mit einem ersten Kon densator (C1) bildet, die zwischen die Mittelpunkte (M1, M2) der Brückenzweigpaare (B1, B2) geschaltet ist; und
- ein induktives Element (L1), das parallel zur Primär wicklung (W1) des Transformators (T) geschaltet ist;

dadurch gekennzeichnet, daß

- nur die Schalter (S_C, S_D) des zweiten Brückenzweig paares (B2) mit den Entlastungskondensatoren (C_C, C_D) überbrückt sind;
- eine Steuerschaltung (S) mit den elektronischen Schal tern (S_A, S_B, S_C, S_D) derart verbunden ist, daß
- in einem Betriebszustand "Niedriglast" zur Bildung eines Halbbrücken-Gegentaktwandlers bei geringen Ausgangsspannungen und/oder hohen Eingangsspannungen und/oder niedriger Last die elektronischen Schalter (S_A, S_B) des ersten Brückenzweigpaares (B1) alternierend geöffnet und geschlossen und in ihrer Pulsweite moduliert werden, während die elektronischen Schalter (S_C, S_D) des zweiten Brückenzweigpaares (B2) geöffnet bleiben;
- in einem Betriebszustand "Hochlast" zur Bildung eines Vollbrücken-Gegentaktwandlers bei hohen Aus gangsspannungen und/oder niedriger Eingangsspannung und/oder großer Last die elektronischen Schalter (S_A, S_B; S_C, S_D) beider Brückenzweigpaare (B1, B2) jeweils alternierend geöffnet und geschlossen und Ansteuerpulse (A, B, C, D) für die elektronischen Schalter (S_A-D) zur Regelung hinsichtlich ihrer Phasenlage zwischen den beiden Brückenzweigpaaren (B1, B2) verschoben werden.

2. Wandler nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine mit der Reihenschaltung (W1, C1) in Reihe geschaltete Induk tivität (L2) zum Dämpfen von Einschaltspitzen.

3. Wandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerung (S) Spannungsfühler (F_C, F_D) aufweist, welche die Ladezustände (E_C, E_D) der Entlastungskonden satoren (C_C, C_D) abtasten und dann vom Betriebszustand "Niedriglast", in den Betriebszustand "Hochlast" umschal ten, wenn die Entlastungskondensatoren (C_C, C_D) während der Schaltzyclen so geladen und entladen werden, daß die zugeordneten elektronischen Schalter (S_C, S_D) im wesentlichen verlustlos einschaltbar sind.

4. Wandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (S) eine Schutzschaltung (P) umfaßt, welche bei zu kleinen Eingangsspannungen verhindert, daß die elektronischen Schalter (S_C, S_D) des zweiten Brückenzweigpaares (B2) nicht mehr geschlossen werden.

5. Wandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (S) umfaßt:

- einen Komparator (K), der eine zu regelnde Spannung (U_IST) mit einem Sollwert (U_SOLL) vergleicht und ein der Differenz im wesentlichen proportionales Vergleichssig nal (u_x) erzeugt;
- eine erste Pulserzeugungseinrichtung (K1, G1), welche zur Ansteuerung der elektronischen Schalter (S_A, S_B) im ersten Brückenzweigpaar (B1) Pulse erzeugt, deren Dauer im wesentlichen dem Vergleichssignal (u_x) proportional ist;
- eine Steuerschaltung (PSIC), die vier Pulssignale zur Ansteuerung der elektronischen Schalter in einer Voll brückenschaltung erzeugt, deren Überlappungsintervalle im wesentlichen dem Vergleichssignal (u_x) proportional sind;
- erste Gatterschaltungen (G1), welchen die Pulssignale und die Pulse zugeführt werden und welche die Schalter (S_A, S_B) des ersten Brückenzweigpaares (B1) ansteuern;
- Spannungsfühler (F_C, F_D), welche Ladezustände der Ent lastungskondensatoren (C_C, C_D) abtasten und dann ein Hochlastsignal (E_C, E_D) abgeben, wenn die Entlastungs kondensatoren (C_C, C_D) während der Schaltzyclen im we sentlichen entladen werden; und
- zweite Gatterschaltungen (G2), welchen die Pulssignale und die Hochlastsignale (E_C, E_D) zugeführt werden und welche die elektronischen Schalter (S_C, S_D) des zweiten Brückenzweigpaares (B2) ansteuern.