DE2304352A1 - Schaltungsanordnung zum verstaerken eines eingangssignals - Google Patents

Schaltungsanordnung zum verstaerken eines eingangssignals

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DE2304352A1
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DE2304352A
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Inventor
Donald Clyde Cox
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AT&T Corp
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Western Electric Co Inc
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Description

WESTERN ELECTRIC COMPANY Cox, D.C.
Incorporated
Hew York, N. Y., 10007 USA
rttn V " *
geändert gemäß Eingabe eingegangen am £3!
Die Erfindung bezieht sieh auf eine Schaltungsanordnung zum Verstärken eines Eingangssignale, welches Amplitudenänderungen zur Darstellung von Information aufweisen kann.
In vielen Anwendungen der Kachrichtentechnik 1st ein lineares Gesamtansprechen des sendeseitigen Leistungsverstärkers erforderlich, weil das zu verstärkende Signal Amplitudenänderungen enthält und eine nichtlineare Einrichtung unerwünschte Verzerrungen verursachen würde. Daher sind Systeme, die die Standard AM-Übertragung oder auch komplexere Signale mit Amplitudenänderung benutzen, beispielsweise einfache Seltenbandmodulation oder Frequentvielfach von getrennt modulierten Trägern niedrigen Pegels, welche eine Zusammensetzung von Amplituden- und Phasenänderung enthalten, durch die Nichtverftigbarkeit von linearverstärkenden Einrichtungen, insbesondere bei hohen Frequenzen, stark beschränkt.
Leider sind lineare Leistungsverstärker Ui Festkörperbauweiee schwierig für die Frequenzen im hohen Mikrowellen und Millimeter-
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bereich schwierig herzustellen und bei niedrigeren Frequenzen sind lineare Einrichtungen hoher Leistung oflb nicht verfügbar oder sehr teuer.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der eingangs angegebenen Art so auszubilden, daß auch ohne Verwendung linearer Einrichtungen letztlich eine lineare Amplitudeverstärkung ermöglicht wird.
Die gestellte Aufgabe wird durch eine Schaltungsanordnung mit folgenden Einzelteilen gelöst: eine Komponenten-Erennechaltung zur Trennung des E ingangssignals in phasenmodulierte Komponenten mit konstanter Amplitude, einer Verstärker, der auch nlchtlfnear sein kann zum unabhängigen Verstärken jeder jeweiligen phasenmodulierten Komponente mit konstanter Amplitude, und ein Kombinierer zum Zusammensetzen der jeweiligen verstärkten phaeenmodulierten Komponenten mit konstanter Amplitude zur Bildung eines verstärkten Ausgangesigmls, welches Amplitudenänderungen aufweisen kann, die die gleiche Information darstellen wie das Eingangssignal.
Eine Weiterbildung der Erfindung bezieht sich auf einen Mischer, der mit jedem V ,rstärker zur Verschiebung der Frequen» jeder
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nhasenmodulierten Komponente mit konstanter Amplitude verbunden ist, und leder Mischer ist so geschaltet, daß er von einer gemeinsamen Quelle getrieben wird, so daß die Frequenzversehiebung jeder Komponente gleich ist.
Gemän einer Ausgestaltung der Erfindung besteht der Verstärker aus einem gesperrten Oszillator der durch die phasenmodulierte Komponente mit konstanter Amplitude synchronisiert wird, v/elche nach Verstärkung in dem Kombinier er wieder zusammengesetzt wird.
Nach weiterer Ausgestaltung der Erfindung weist die Komponenten-Trennschaltung folgende Merkmale auf:
ein Begrenzer beseitigt die Amplitudenänderungen aus dem Eingangssignal und erzeugt ein erstes Zwisohensignal p)t), welches die gleiche Phaseninformation wie das Eingangssignal enthält; ein HUllendetektor verarbeitet das Eingangssignal im Sinne der Erzeugung eines zweiten Zwischensignals E(t), welches Htiilinformation aus dem Eingangssignal enthält; ein erster und ein zweiter Phasenmodulator weisen jeweils einen ersten, mit dem Ausgang des Begrenzers verbundenen Eingang auf und dienen zur Phasenmodulation des ersten Zwischeneignals p(t), wobei die Auegangsftlp !er ieweillgen Phasenmodulatoren die phasenmodulierten
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Komponenten mit konstanter Amplitude des Eingangssignals hin; ein M''scher weist einen ersten, mit dem Ausgang des Begrenzers verbundenen Eingang und einen zweiten, mit dem Ausgang dos ersten Phasenmodulators verbundenen Eingang auf; ein Verstärker mit hohem Verstärkungsgrad weist einen mit dem Ausgang sowohl dos Mischers als auch dos Hü""detoktors verbundenen Eingang und einen mit dem Modulationseingang jedes Phasenmodulators so verbundenen Ausgang auf, dal: f?ine Phasenmodulation !n entgegengesetzter Winkelrichtung in den jeweiligen Modulatoren stattfindet.
Nichtlineare Leitungsverstärker in Festkörpertechnik sind bei Frequenzen im Gebiet der Mikrowellen leicht verfügbar und phasen-sperr bare Signalquellen mit konstanter Amplitude (z. B. GUNN- und IMPATT-Dioden) sind für den oberen Mikrowellen und Millimeterwellenbereich verfügbar. Für Hochleistungeanwendung In dem Mikrowellen und dem niedrigeren Frequenzbereich sind nichtlineare Elektroröhren-Verstärker und Leistungen oszillatoren wesentlich preisgünstiger als lineare Einrichtungen.
Bei der Erfindung wird eine lineare Verstärkung mit nichtlinearen Einrichtungen (LINO) dadurch bewerkstelligt, daß ein Bandpaßeingangesignal, welches Amplituden- und/oder
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Phasen (Frequenz)-\nderungen aufweisen kann, in zwei Komponenten aufgetrennt wird, die Konstantamplituden-Signale mit änderungen lediglich der Phase sind. Diese phasenmodulierten Signale mit konstanter Amplitude werden mittels im Stand der Technik verfügbarer Verstärker getrennt verstärkt, die eine genügende Bandbreite, aber möglicherweise nichtlineares Verhalten aufweisen. Die verstärkten Koniponentensignale werden dann wieder linear zur Reproduktion eines verstärkten Doubles des Eingangssignals rekombiniert.
DIeLIMD-V erstärkerschaltung einschl. des Komponententretmers und des linearen Rekombinierers als auch der Verstärkungseinrichtungen können gänzlich nach dem Stand der Technik konstruiert sein. Die LIND-Sehaltung kann auch eine Frequenzübersetzung der getrennten Komponenten enthalten,. so daß das rekombinierte Ausgangs signal bezüglich seiner Frequenz verschoben ist.
Die Erfindung wird anhand der Zeichnung besprochen. Dabei zeigt: FIg. 1 eine schematische Darstellung einer LIND-
Verstärkerschaltung gemäß Erfindung; Fig. 2 ein Vektordiagramm,
Fig. 3 eine Blockschaltung einer AusfUhrungsform
der Erfindung;
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Fig. 4 eine weitere Blockschaltung einer alternativen
Teilechaltung der Ausführungsform nach Fig. 3;
Fig. 5 eine Blockschaltung einer LIND-Verstärkerschal
tung, die zusätzlich noch eine Frequenzübersetzung durchführen kann.
Das Prinzip und die Wirkungsweise der Erfindung kann am besten unter Bezugnahme auf F ig. 1 verstanden werden, die die LIND-Verstärkerscfcaltung in ihrer allgemeinsten Ausführungsform darstellt. Das einfachste Eingangssignal ist ein Bandpaßsignal, ■welches lediglich Äraplitudenänderungen aufweist. Nach der hier benutzten Bedeutung besitzt ein Bandpaßsignal eine definierte und feststehende obere und untere Frequenzgrenze. Ein Eingangssignal dieser Art kann wie folgt dargestellt werden:
S (t) = E(t) cos cot (1)
3.
Dabei stellt E(t) die Amplitudenänderung dar, co ist die Winkelträgerfrequenz und t die Zeit. Das Zeichen { ) ist die Funktionenotation im gewöhnlichen Sinn verwendet, um eine Variation der Größe anzuzeigen, die dem Klammerausdruck vorhergeht, und zwar als Funktion der Größe innerhalb der K'ammer. Beispielsweise zeigt E(t) die Änderung der Amplitude mit der Zeit an. Das Eingangssignal S (t) wird an die Komponenten-Trenn-
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schaltung 6 zur Erzeugung zweier KonstantampUtuden-Signale S (t) und S0 (t) angelegt, die zu S (t) in folgender. Beziehung stehen:
Sa(t) * Sla(t) - S2a(t>·
Eine variable (t) kann wie folgt definiert werden:
E(t) - Em sin γ (t), (3)
Hierbei ist E eine Konstante, die dem maximalen Wert von m
E(t) entspricht. Tn Ausdrücken von cf (t) und E sind die Signalkomponenten mit konstanter Amplitude wie folgt:
E
Sla(t) - ~- ein (co t + <p<t» (4)
E
S2a(t) =-f~ sin (tut - cp<t» (5)
S (t) und S. (t) kOnnen durch konstante Amplitudenvektoren , die in entgegengesetzten HiGhtangen von t|>{t) codleren, dargestellt werden vaxd enthalten den gesamten Informatiansinhalt der AmplltudenfindenmgeQ E(t) des Eingangssignals S (t). Die Vektoren sind in Flg. 2 dargestellt.
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Da die Komponenten S (t) und S (t) konstante Amplituden
la za
aufweisen, können sie getrennt in jeweiligen nichtlinearen Verstärkungseinrichtungen 7 und 8 verstärkt werden, die im großen und ganzen einen identischen Verstärkungefaktor G in dem Paßband des Bandpaßsignals besitzen. Diese Einrichtungen können z. Zt. Lelstungsosztllatoren unter Verwendung von GÜNN-Dtoden, IMPATT-Dioden oder sogar Magnetrons sein, welches mit S ({$ und 8 (t) Phasen- oder Speisespannunggekoppelt (injektionsgekoppelt) sind. Das verstärkte Ausgangssignal wird durch Subtraktion von GS (t) und GS (t) in der Kombinierersehaltung 9 erhalten:
GSla(t) - GS2a(t) *
GE GE
-~- sin(cot+^(t)) - ——sin (ost-cp (t))
GE sin f(t) cos cot <= (6)
GE(t) cos cot ^ GS (t).
Eine allgemeine Darstellung eines Bandpaßeignais S(t), welches imKtzlich nt der Amplltudecttnderung auch eine Phasenänderung e(t> enthält, würde in ähnlicherwelse wie folgt dargestellt·.
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S(t) - E(t) cos ( c*t + %(t)\ <7)
Die beiden Komponenten mit konstanter Amplitude Bind:
~- sin (oj t + m) + <f(t)) (8)
E S2(t) = -~ sin (cut + W) - if(t)) (9)
Die Schaltung nach Fig. 1 würde ein linearverstärkte« Doppel des Signals S(t> erzeugen-
F ig. 3 stellt eine spezielle AusfUhrungsform des LIND-Veratärkers gemäß Erflnfiung dar. Das Eingangssignal S(t) 1st ein allgemeines Bandpaßsignal, welches sowohl Amplituden- als auch Phasenmodulation enthält, wobei jedooh die Phasenmodulation in einer speziellen Anwendung Vorhandensein oder fehlen kann. Die Schaltung würde auch fttr ein Signal ohne Amplltudenänderung brauchbar sein, obwohl alternative Verstärker in diesem Fall nur Verfügung stehen wurden.
lh der dargestellten Ausführungeform sind die beiden aus S(St) von der Komponenententrennsehaltung 10 erzeugten Komponentensignale mit konstanter Amplitude mit S'(t) und S' (t) be-
X Z
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zeichnet, die von den Gleichungen S1 (t) und S (t) der Gl. (8) und (9) jeweils nur um einen gemeinsamen konstanten Faktor unterschiedlich sind. Der erste Schritt besteht darin, die Umhüllende E(t) und einen Phasenmodulationsausdruck mit konstanter Amplitude wie folgt zu erhalten:
p(t) = K cos (OJt + «(t)). (10)
Diese Signale werden von der Teilschaltung 20 erzeugt, welche p{t) dadurch erzeugt, daß S(t) durch einen Begrenzer 21 geführt wird, der eine Begrenzungskonstante K aufweist. Die Umhüllende E(t) kann direkt von dem linearen Hülldetektor 22 erhalten werden. Alternativ kann die Teilschaltung 20 durch eine Teilechaltung 20' (Fig. 4) ersetzt verden, in welcher der Begrenzer 21 ebenfalls P(t) erzielt, wahrend ein synchroner Detektor, der durch Mischer 23 und Tiefpaßfilter 24 in der dargestellten Schaltung gebildet wird, die Umhüllende E(t) erzeugt.
Sowohl E(t) und p(t) werden zur Erzielung der Komponenten S'(t) und S*(t) benutzt. Eine Rttckkopplungsschleige, welche den Varstärker 11, den Phasetamodulator 12, den Mischer 14, das Filter 15 und die Widerstandekomb !nation 16 und 17 enthält, wirken auf E(t) und p(t) ein, tra die phasenmodulierte Komponente S'(t) mit
Jb
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konstanter Amplitude zu erzeugen, welche die abgeleitete Phasenänderung ψ (t) enthält.
Dor Phascnmodulator 12 moduliert
K sin ftot + «(t)). (11)
welches p(t), verschoben um 90 durch den Phasenschieber IS ist, und zwar durch V (t), dem Ausgang des invertierenden Verstärkers 11. Dadurch wird folgendes erzeugt:
s;(t) - K sin (£«t + «(t) + LV (t)). (12)
Dabei ist k die Modulatlonsansprechbarkelt dee Modulators 12. Das Signal S^(t) wird dann mit p(t) im Mischer 14 multipH ziert und folgendes erhalten:
P(t) S'(t) «= K2 ein («t + «(t) + k,V (t)) coe(iüt + «(t)). <18)
Das Ergabnl* wird von dem Tiefpaßfilter 15, welcher ein» EinheitcverstKrkuBg «ofwelet, gefiltert.
Das FttteraiMgaaggaigBftl
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Vl(t)"|- eta Oc1V0W) (14)
besitzt eine positive Neigung oder Flanke, wie ee für die Gleichstromstabilität der Gesamtrüokkopplungsschleife solange erforderlich ist, als J kjVo(t)| < -£■ .Der Verstärker 11 invertiert sein Ergebnis.
Die Eingangs impedanz des Verstärkers 11 ist im Vergleich zu den Widerständen 16 und 17 mit jeweiligen Widerstandswerten R und R groß, so daß folgendes angenommen werden lohn:
V.-V (t)
-i-i (15)
E(t)R + \
Durch Kombination von V (t) «= AV., wobei A die Größe der Verstärkung des Verstärkers 11 ist und der Gl. (14) und (16) ipird folgendes erhalten:
K2
R sin k V (t) E(t) R
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Wie zuvor angedeutet, macht die Gleichstromstabilltät erforderlich, daß [ kV (t) j < -^- , wae aus Gl. (17) eine Beschränkung der maximalem Amplitude von E(t) erforderlich macht. Unter dieser
ein k V (t) 2k
Bedingung ist der kleinste Wert von t ο _ 1 und
V (t) "^V
der größte Wert, der vorkommt, wenn V klein ist und sin k^V (t) ungefähr gleich dem Winkel ^V (t) 1st, ist kJL . Wenn daher
VR2 Ίί _ wird die
K2R2 Rs sin
E(t) ' -
(18)
Die Annäherung der Gl. (18) kann so gut wie erforderlich dadurch erzielt werden, daß A, die Verstärkung des Verstärkers 11, genügend groß gemacht wird. Die Größe voa A wird durch die Verzerrungsgrenzen diktiert» die dem gesamten LIN D-Verstärker auferlegt sind, aberist normalerweise in der Größenordnung von 1000.
K, R1 und B werden so gewählt, daß
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Aus Gl. (18) und (3) folgt:
= -f(t) (20)
Aue Gl. (12) ist daher ersichtlich, daß das Ausgangeslgnal S'(t) der Komponenentrennschaltung 10 eine der gewünschten Komponenentön lsi;
S*(t) - K sin (cut + «(t) - cf(t» (21) Dies ist gleich S (t) mal einer Konstanten 2K/E .
& 1X1
S'(t) wird durch die Umkehr von V (t) im Inverter 18 und durch Aufmodulation K sin (co t + 0(t)) in dem Phasenmodulator 10 erzeugt, so daß gilt:
^(t) = K sin (cot + «(t) + <f (t)) (22)
Die ist gleich S (t) mal der gleichen Konstant 2K/E
Die Rückkopplungsschleife muß natürlich so ausgebildet sein, daß die für die Stabilität erforderlichen Bedingungen der Weeheelstromphasenverschiebung und der Verstärkung erfüllt
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werden. Es wird darauf hingewiesen, daß, wenn die Phaeenmodulatoren 12 und 19 keinen genauen linearen Phaeenwechsel als Funktion der modulierenden Spannung V erzeugen (d. h., wenn k eine Funktion von V ist), der hohe Verstärkungsfaktor A in der Rücklcopplungsschleife diese- Ungenauigkelt kompensiert, in dem V (t) verzerrt wird, so daC die Gl. (20) noch immer befriedigt wird. Ons einzige Erfordernis besteht darin, daß die beiden Phasenmodulatoren 12 und 19 das gleiche Modu-
lationeverhaltenk,(V ) aufweisen. Das Erfordernis der aus-1 ο
geglichenen Modulaturen kann dadurch umgangen werden, daß eine zweite ähnliche Rückkopplungsschleife mit einem eigenen Verstärker hoher Verstärkung, ein Phasenmodulator etc. rar Erzeugung von S'(t) direkt aus E(t) anstelle indirekt aus V (t) vorgesehen wird. Die zweite Schleife« könnte zu der gezeigten Schleife identisch soin, wird aber aber durch -E(t) getrieben, um das phaeenmodulierte Ausgangssignal von S'(t) zu erzeugen.
Wie oben angedeutet, erfüllen die Kompqnenenten S*(t) und S'(t) die Erfordernisse, phasebmodulierte Komplmente mit konstanter Amplitude zu sein, welche den gesamten Informationsgehalt des Eingangssignals S(t) enthalten. Diese Komponenten können dann mit einem gemeinsamen Verstärkungefaktor G' in identischen Verstärkern 28 und 29 verstärkt werden, welche eine lineare
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Charakter ist ih aufweisen können, aber nicht müssen, und als solche eine der vielen zur Verfügung stehenden Einrichtungen sein können, beispielsweise Speisespannungsgekoppelte (injektionsgekoppelte) CUNN-Dloden, ΙΜΡΑΊΤ-Dioden oder andere phasangekoppelte Oscillatoren und nlchtHneare Verstärker. Eine lineare Rekombination der Verstärkerkomponenten durch die Kombiniererschaltung SO in Übereinstimmung mit Gl, (2)
4KC
ergibt 1- ■' mal S(t), welches das gewünschte linearver-
m
stärkte Doppel des Eingangssignal ist.
In vielen Anwendungen der Mikrowellen oder Mllllmeterwellensender muß ein Signal bei einer niedrigen Frequenz im 3ereieh von 10 oder 100 MHz auf eine höhere Frequenz umgesetzt und linear auf einen hohen Leistungspegel verstärkt worden. Während dies mit bekannten Einrichtungen zur Amvcndung im Bereich der oberen Mikrowellen oder Millimeterwellen nicht möglich ist, kann diese Operation leicht durchgeführt werden, wenn die Komponenten-Trennungstechnik eine LIND-Verstärker nach Fig. 5 angewendet wird. Das Eingangssignal niedriger Frequenz S(t) wird im Hinblick auf Erzeugung S'(t) und S'(t) getrennt, die dann bezüglich der Frequenz unter Verwendimg eines gemeinsamen Oszillator? 41 und eines Paares von Mischer 42 und 43 übersetzt werden. Der Oszillator 41 erzeugt ein
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sinusförmiges Signal bei CAD und die übersetzten Ausgangssignale werden mittels Filter 44 und 45 bandpaßmäßig gefiltert, um die oberen Seitenbandausgangssignale zu erzeugen:
S2u(t) = E
m
nrr
ψ- cos ((to+ CO1) t +£(t) + (f(t)) (24
Die Mischer und nachfolgende Verstärker 46 und 47 können natür-Mch nicht*inear sein und die Rekombination in der Kombiniererschaltung 30 ergibt ein linearverstarktes Doppel des Eingangssignal, übersetzt auf die Frequenz <~V + (jL> . Es wird darauf hingewiesen, daß die Verstärker 46 und 47. in speziellen Anwendungen auch fortfallen können.
Die Frequenzilbersetzung innerhalb eines LTND-Verstärkers findet eine beträchtliche Anwendung bei Punkt/Punkt- und Satelliten-Mikrowellen- und MÜlImetcrwel len-Veretärker. Sie kann auch bei der Verstärkung von Frequenzvielfach-Kombinationen von vielen FM-modulIerten Kanälen niedrigen Pegels nittzllch sein, wie diese in Zukunft in mobilen Radiobastsstatlonen
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L8
hoher Kapazltcät verwendet worden könnten.
In allen Fällen versteht es eich, daß die oben beschriebene Schaltung bloss eine Illustration einer kleinen Anzahl von möglichen Anwendungen des Prinzips der Erfindung darstellt.
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Claims (4)

19 PATENTANSPRÜCHE
1. \ Schaltungsanordnung zum Verstärken eines Etngangssignals, welches Amplitudenänderungen zur Darstellung von Information aufweisen kann,
gekennzeichnet durch:
eine Komponenten-Trennschaltung (β, 10) zur Trennung des Eingangssignals in phasenmodulierte Komponenten mit konstanter
Amplitude;
ein Verstärker (7, 8, 28, 29, 46, 47), der auch nichtlinear sein kann, zum unabhängigen Verstärken jeder Jeweiligen phasenmodulierten Komponente mit konstanter Amplitude,
eine Kombiniererschaltung (9, 30) «um Zusammensetzen der jeweiligen verstärkten phasenmodulierten Komponenten mit konstanten Amplituden zur Bildung eines verstärkten Ausgangsignals, welches Amplitudenänderungen aufweisen kann, welche die gleiche Information darstellen wie das Eingangssignal.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß ein Mischer (42, 43) mit jedem Verstärker (46, 47) zur Verschiebung der Frequenz jeder phasenmodulierten Komponente mit konstanter Amplitude vorgesehen ist und daß
leder Mischer (42, 43) von einer gemeinsamen Quelle (41) ge-
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trieben wird, so daß die Frequenzverschiebung jeder Komponente die gleiche ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker (7, 8, 28, 2Θ, 46, 47) ein gekoppelter Oszillator ist, der durch die phasenraodulierte Komponente mit konstanter Amplitude synchronisiert wird, welche Komponente nach Verstärkung in der Kombiniererschaltung (9, 30) wieder zusammengesetzt wird.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Komponenten-Trennschaltung (10) die folgenden Merkmale aufweist:
ein Begrenzer (21) beseitigt die Amplitudenänderungen aus dem Eingangssignal und erzeugt ein erstes Zwischensignal p(t), welches die gleiche Phaseninformation wie das Eingangssignal enthält;
ein HUlldetektor (22, 23, 24) verarbeitet das Eingangssignal im Sinne der Erzeugung eines zweiten Zwischensignals E(t), welches HUllinformationen auf dem Eingangssignal enthält, ein erster (12) und ein zweiter (19) Phasenmodulator weisen jeweils einen ersten, mit dem Ausgang des Begrenzers (21) verbundenen Eingang auf und dienen zur Phasenmodulation des ersten Zwischen-
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eignale p(t), wobei die Auagangaaignale der jeweiligen Phaaenmodulatoren (12, 19) die phaaenmodulierten Komponenten mit konstanter Amplitude des Etngangeelgnala Bind; ein Miacher (14) weiat einen eraten mit dem Auagang dea Begrenzers (21) verbundenen Eingang und einen zweiten, mit dem Auagang dea eraten Phasenmodulatora (12) verbundenen Eingang auf; einer Veratärker (11) mit hohem Veratärkungagrad weist eine mit
dem Auagang aowohl dea Miaohera (14) ala auch dea Httlldetektora (22, 23, 24) verbundenen Eingang und einen mit einem Modulatlonaeingang dee Phasenmodulatora(12, 19) ao verbundenen Auagang auf, daß eine Phasenmodulation in entgegengeaetxte Winkelrichtungen in den jeweiligen Modulatoren (12, 19) stattfindet.
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