DE2540473B2

DE2540473B2 - Modulations- und Filtervorrichtung

Info

Publication number: DE2540473B2
Application number: DE2540473A
Authority: DE
Inventors: Hendrik Arie Van Essen; Petrus Josephus Van Gerwen; Wilfred Andre Maria Snijders; Nicolaas Alphonsus Maria Verhoeckx
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1974-09-12
Filing date: 1975-09-11
Publication date: 1978-03-09
Also published as: JPS5153444A; DE2540473A1; AU496789B2; NL7412095A; SE404118B; CA1063178A; IT1042394B; NL168099C; JPS555942B2; FR2285032A1; NL168099B; DE2540473C3; FR2285032B1; BE833281A; SE7509996L; US4003002A; AU8460775A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Modulations- und Filtervorrichtung für digitale Signale, die Mittel zur Filterung der digitalen Signale und Mittel zum Aufmodulieren der gefilterten digitalen Signale auf eine Modulationsträgerwelle enthält.

Datensignale, die aus einer Reihenfolge von Signalelementen gleicher Dauer bestehen, deren Amplitude eine binäre »0« oder eine binäre »1« darstellt, eignen sich nicht ohne weiteres zur Übertragung über z. B. einen Fernsprechkanal. Es ist in der Praxis denn auch üblich geworden, sogenannte »Modems« zu verwenden, in denen die Datensignale beim Aussenden einer Trägerwelle aufmoduliert und bei Empfang des modulierten Signals demoduliert werden.

Jede der bekannten Modulationstechniken, wie FSK, PSK, AM-DSB, AM-SSB, AM-VSB, kann zur Erzielung eines derartigen Frequenzspektrums verwendet werden, daß dieses über einen Fernsprechkanal übertragen werden kann.

Die Erfindung gründet sich auf Untersuchungen auf dem Gebiet eines 2400 Baud-AM-VSB-Modems, aber beschränkt sich nicht auf eine solche Vorrichtung, weil dieselben Prinzipien für andere Datengeschwindigkeiten und für andere lineare Modulationsverfahren, wie AM-DSB, AM-SSB, FSK (Modulationsindex ^) und PSK, verwendet werden können. Obgleich nachstehend von einem 2400 Bit/sec-AM-VSB-Modem und von der Erweiterung desselben zu einem 4800 Bit/sec-AM-VSB-Modem die Rede sein wird, soll dies nicht als eine Beschränkung der Anwendungsmöglichkeiten der Prinzipien nach der Erfindung interpretiert werden.

Nach einem in üblichen AM-VSB-Modems vielfach angewandten Verfahren werden die Datensignale zunächst in einem Tiefpaß gefiltert. Die gefilterten Signale werden in der Amplitude einer Trägerwelle aufmoduliert, und von den Seitenbändern des modulierten Signals wird ein Seitenband zuzüglich eines Teils des anderen Seitenbandes von einem Rcstseitenbandfiltcr ausgewählt, dessen Ausgangssignal misgcsandt wird.

Der Tiefpaß führt eine Begrenzung des Frequenzspektrums der Datensignale auf der Seite der hohen Signalfrequenzen herbei. Bei der in bezug auf die höchsten Datensignalfrequenzen niedrigen Trägerfrequenz von Datenmodems für Fernsprechkanäle verhindert der Tiefpaß auch die »fold over«-Erscheinung, die auftritt, wenn hohe Signalfrequenzen nach Aufmodulierung auf die Trägerwelle in dem Bereich zu liegen kommen, den die niedrigeren Signalfrequenzen nach Modulation einnehmen.

Der Tiefpaß wird gewöhnlich als das Vormodulationsfilter und das Restseitenbandfilter als das Nachmodulationsfilter bezeichnet. Zwischen diesen beiden Filtern erfolgt die Modulation.

Das Ausgangssignal des Vormodulationsfillers ist ein analoges Signal, sogar wenn das Eingangssignal ein binäres Signal ist, so daß ein analoger Modulator verwendet werden muß.

Es wurde vorgeschlagen (vgl. DE-OS 17 62 122), den analogen Modulator durch eine einfache Logikschaltung zu ersetzen und die Schritte von Vormodulationsfilterung und Modulation zu vertauschen, um die binäre Form des Eingangssignals auszunutzen. Es hat sich gezeigt, daß Vertauschung dieser Schritte nur dann möglich ist, wenn die Trägerfrequenz gleich einem ganzen Vielfachen der halben Taktfrequenz des digitaler. Eingangssignal ist. Nur in diesem Falle kann die auftretende »fold-over«-Verzcrrung von einem linearen Netzwerk ausgeglichen werden.

In der Praxis hat dies eine beschränkte Bedeutung, wie aus einem vorläufigen Vorschlag der CClTT für einen 4800 Bit/sec-AM-VSB-Modem hervorgeht, gemäß dem dieser Modem eine Trägerfrequenz von 2100Hz aufweisen muß, die nicht in dem genannten Verhältnis zu der Taktfrequenz (in diesem Falle 2400 Hz bei Vierpegelkodierung) steht.

Die Vertauschung der Schritte von Vormodulationsfilterung und Modulation (vgl. DE-OS 19 35 296), die nur in einer beschränkten Anzahl von Fällen zulässig ist, hat zur Folge, daß nur noch ein einziges Filter, und zwar das Nachmodulationsfilter, erforderlich ist. Dieses Filter kann derart entworfen sein, daß darin die »fold-over«-Verzerrung ausgeglichen wird.

Indem das Nachmodulationsfilter als binäres Transversalfilter ausgebildet wird, kann auf die vorgeschlagene Weise ein Datenmodem mit integrierten Schaltungen erhalten werden.

Nach einem anderen Entwicklungsgang und mit der Absicht, die Anforderungen für das Nachmodulationsfilter zu verringern, wurde vorgeschlagen, das Vormodulationsfilter als Bandfilter auszubilden. Dieser Vorschlag basiert auf der Tatsache, daß durch Anwendung kurzer Impulse für die Darstellung der binären Information die Signalenergien bei den höheren Frequenzen, die ebenfalls die binäre Information vollständig darstellen, verstärkt werden. Durch das Auswählen dieser Signalkomponenten mit höheren Frequenzen wird ein derartiges Signal erhalten, daß nach Modulation die dann erhaltenen Seitenbänder auf einfache Weise getrennt werden können.

Die Erfindung bezweckt, einen Digitaldatensender zu schaffen, bei dem die Leitungsträgerfrequenz nicht gleich einem ganzen Vielfachen der halben Taktfrequenz zu sein braucht, und der mit einer Mindestan/.ahl technischer Mittel zu verwirklichen ist und der insbesondere die Anforderungen für das Nachmodula-

lionsfiller derart verringert, daß man mil einem einfachen /?C-Netzwerk auskommen kann.

Die Modulations- und Filtervorrichtung nach der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß Signalabtastwerte des digitalen Eingangssignals, die mi' einer ersten Abtastfrequenz auftreten, Mitteln zur Erhöhung der ersten Abtastfrequen/. auf eine zweite Abtastfrequenz zugeführt werden, die zweimal höher als die Modulatorträgerfrequenz ist, während die Signalabta^twerte mit der zweiten Abtastfrequenz in einem Modulator mit Signalabtastwerten der Modulatorträgerwelle moduliert werden, die mit derselben zweiten Ahtastfrequenz auftreten, wobei die Mittel zur Erhöhung der Ablastfrequenz ein als Bandfilter ausgebildetes Digitalfilter enthalten.

In diesem Digitalsender wird die Modulatorträgerwelle mit einer Frequenz abgetastet, die zweimal höher als die Moduiatorträgerfrequenz ist, so daß die Abtastwerte der Trägerwelle in Zahlenform durch die Zahlen +1, — I, - 1 ... dargestellt werden können. Der Modulationsvorgang beschränkt sich dann auf eine alternierende Inversion der Signalabtastwerte, die von dem Digitalbandfiltcr von dem digitalen Eingangssignal abgeleitet sind.

Diese digitale Modulation ist in bezug auf ihre Einfachheit mit der Modulation vergleichbar, die in dem bei dem Stand der Technik genannten System verwendet wird, in dem die Schritte von Modulieren und Filtern vertauscht wurden. In dem Digitalsender nach der Erfindung wird jedoch an die Trägerfrequenz in bezug auf die Taktfrequenz oder Abtastfrequenz des digitalen Eingangssignals keine besondere Anforderung gestellt.

Das Verhältnis zwischen der zweiten und der ersten Abtastfrequenz kann eine ganze Zahl sein, in welchem Falle das Digitalfilter als interpolierendes Filter ausgebildet werden kann. Wenn das Verhältnis nicht eine ganze Zahl ist, in welchem Falle das Verhältnis durch M/L ausgedrückt werden kann, wobei M und L durcheinander nicht teilbare ganze Zahlen sind, kann das Digitalfilter durch die Kaskadenschaltung eines interpolierenden Filters mit einem Interpolationsfaktor M und eines extrapolierenden Filters mit einem Extrapolationsfaktor L gebildet werden. Auch ist es möglich, ein interpolierendes Digitalfilter mit einem Interpolationsfaktor M/L zu verwenden, wie in der deutschen Patentanmeldung P 25 39 532.8 der Anmeldcrin beschrieben ist.

Referenzen

»Digital filtering of band-limited signals«: Interpolation, extrapolation and distortions due to various truncations. Reduction of Computation speed in digital filters«, von M. Bel langer, J. L. Daquet, G. L c ρ a g η ο I, ICC Juni. 11 - 13, 1973, S. 23-11 bis 23- i 5.

»Terminology in digital signal processing«, I. E. E. E. Transactions on Audio and Electroacoustics, Band AU-20, Nr. 5, Dezember 1972, S. 322 bis 337.

»A digital signal processing approach to interpolation« von R. W. Schäfer, L R. R abiner, Proceedings of the I. E. E. E., Band 61, Nr. 6, juni 1973, S. 692 bis 702. USA.-Patentschrift36 11 143.

Liste von Abkürzungen

ISK — »frequency shift keying«

PSK - »phase shift keying«

AM - Amplitudenmodulation

DSB - »double sideband«

VSB - »vestigal sideband«
SSB - »single sideband«

Beschreibung der Ausführungsbeispiele

ι Der Digitaldatensender nach F i g. I enthält eine Quelle binärer Datensignale I. Die Geschwindigkeit der Datenquelle I wird lediglich beispielsweise auf 2400 Bit/sec gesetzt. Diese Datenquelle liefert 2400 binäre Signalelemente pro Sekunde und jedes Signalelement κι hat eine Dauer Γ, = 1/2400 see.

Die Datenquelle 1 wird von einem Taktgeber 2 gesteuert, die der Datenquelle 1 ein Taktsignal mit einer Taktfrequenz f, = 2400 Hz zuführt.

Mit 3 ist ein Digitalfilter bezeichnet. Dieses Filter Ii kann auf bekannte Weise ausgebildet sein. Die Ausgangsabtastfrequenz des Digitalfilters ist gleich /i.

Diese Frequenz wird nachstehend näher definiert. Ein

Digitalfilter hat bekanntlich eine Übertragungsfunktion mit einem periodischen Verlauf, deren Periode gleich der Abtastfrequenz, in diesem Falle gleich /j, ist. Der Teil

der Frequenzkennlinie zwischen — = /j und + ■= /·> wird

von nfi — j Ii bis/)/2+« /2 wiederholt, wobei η eine

r> beliebige ganze Zahl ist. Durch passende Wahl der Filterkoeffizienten kann erreicht werden, daß der Teil

der Übertragungsfunktion zwischen —■= /2 und + » Λ

eine bestimmte gewünschte Form erhält, die z. B. der in eines VSB-Filters entspricht.

Eine Abtastvorrichtung 4 läßt Abtastwerte des Datensignals mit der Abtastfrequenz /Ί - 2400 Hz in das Digitalfilter 3 zu. Jedes Signalelement wird einmal abgetastet, um festzustellen, ob das Signalelement eine j-, binäre »0« oder eine binäre »1« darstellt, und der entsprechende Wert wird in dem Digitalfilter 3 angebracht.

Mit 5 ist ein Modulator und mit 6 eine Trägerwellenquelle bezeichnet. Diese Trägerwellenquelle liefert mit der Abiastfrequenz /"> Signalabtastwerte einer TrägerDiese Trägerwellen-

welle mit der Trägerfrequenz =

abtastwerte können in Zahlenform durch die Zahlen + 1, -1, +1, —I ... dargestellt werden. Der Modulator 5 multipliziert jeden Signalabtastv/ert des Digitalfilters

3 mit einem Trägerwellenabtastwert und führt das Ergebnis dem Digital-Analog-Wandler 7 zu.

Signalabtastwerte werden im Digitalfilter 3 und im Digitalmodulator 5 in Form von Kodewörtern, die Zahlen darstellen, behandelt. Diese Kodewörter werden vom Digital-Analog-Wandler 7 in einen entsprechenden Amplitudenwert eines Stroms oder einer Spannung umgewandelt und normalerweise während der Abtastperiode auf diesem Wert festgehalten. Das auf diese Weise erhaltene quantisierte Signal wird einem Tiefpaß 8 zugeführt, der das Unterseitenband des quantisierten Signals durchläßt und ;jie anderen Seitenbänder unterdrückt. Der Ausgang des Filters ist an eine Übertragungsleitung 9 angeschlossen.

Fig. 2a zeigt schematisch einen Teil des Frequenzspektrums eines aus diskreten Zeitimpulsen mit gegenseitigen Abständen 71 = 1//Ί aufgebauten digitalen Signals, wie es am Ausgang der Abtastvorrichtung

4 auftritt.

Fig. 2b zeigt einen Teil der Übertragungsfunktion für positive Frequenzen des Digital filters 3 mit einer Ausgangsab?iastfrequenz /2= 13 800 Hz. Der Teil für die negativen Frequenzen ist das Spiegelbild um die

Frequenz Null des Teils für die positiven Frequenzen. Die »lolding«-lTcquen/. = /j betrügt 6900II/. Die Übertriigiingsfiinktion /wischen - ^ /> und + = 6 hut die

Γοπιι eines VSH-Filters für eine »Trägerfrequenz« 2/Ί =4800 Hz. In I" i g. 2b isi mit einer gestrichelten Linie 20 der Teil des Spektrums nach [-" i g. 2a dargestellt, der vom VSB-Filter umfaßt wird.

Fig. 2c zeigt das Frequenzspektrum eines digitalen Signals, das aus diskreten Zeitimpulsen mit gegenseitigen Abständen Tj = l//i besteht, die abwechselnd den Wert + 1 und - 1 aufweisen. Dieses Spektrum besteht aus Spektrallinicn in Abstünden /j = 13 800Hz. Dies entspricht dem Spektrum der Trägerwellcnablastwerie am Ausgang der Trägcrwcllcnquellc 6.

Fig. 2d zeigt im Frequenzbereich das Krgebnis der Multiplikation der Ausgangssignalabtastwcrte des Digitalfilters 3 mit den Trägcrwcllenabtastwerten der Tragerwellenquelle 6 in dem Modulator 5. Die gestrichelte Linie 21 entspricht der Linie 20 der F i g. 2b und veranschaulicht die neue Lage des betreffenden Teils des Frequenzspektrumsdes Datensignals.

Der Digital-Analog-Wandler 7 wandelt normalerweise jeden Ausgangssignalabtastwert des Modulators 5 in ein Signalelcnient mit einer Dauer T2 und einer konstanten Amplitude während dieser Zeitdauer um.

Dies führt in den Frequenzbereich einen -^- -Formfaktor ein. dessen erster Nullpunkt bei 13 800 Hz liegt. Durch diesen Formfaktor werden die Komponenten höherer Frequenz des Spektrums nach Fig. 2d bereits in bezug auf die Komponenten niedrigerer F'requcnz im Band von b00 bis 2700 Hz geschwächt. Line weitere Unterdrückung kann mit Hilfe des ftOFilters 8 erzieh werden, dessen Übertragungsfunktion mit der gestrichelten Linie 22 der F i g. 2d angedeutet ist.

Wie uns F i g. 2d hervorgehen wird, weist das Ausgangssignal des Filters 8 die Form eines VSB-Signals mit einer Lcitungslrägcrfrcqticnz von 2100 11/ und zur Illustrierung einem Seitenband von 2100 Hz bis b00 H/ und einem Restseitenband von 2100 bis 2700 11/

4800 Bit/sec-Datensender

Fin 4800 Bil/sec-Datensendcr mit dem gleichen Frcquenzspcktrum wie der 2400 Bit/sec-Datensender nach 1·' i g. 1 kann durch Anwendung von Dibitkodierung am Hingang des Datensenders erhallen werden. Hntsprechend dieser Kodierung werden die Signalelemente der Datenquelle in Gruppen von zwei Signalelemenlen unterteilt und werden diese in der Dibilkodier- \ (irrichtung entsprechend der folgenden Kegel kodiert:

KingangKitihit

Ausgangs tlihil

Zahiemvcrt

(K)
01
Hl
Il

-I 3
+ I

-1

-3 Die Multiplizierung eines Dibits mit einem Filter koeffi/icnten C\ kann nun in zwei Schritten durehge führt werden: zunächst erfolgt nämlich eine Muliipli/ie rung von C\ mit 2 und Zuordnung eines Zeichen entsprechend (-!)■"'. dann eine Mulliplizieriing mit und Zuordnung eines Zeichens entsprechend ( — 1) Die Mullipüzierung einer binären Zahl mit 2 entsprich einer Kommavcrsehicbung um eine Stelle, so daß be Anwendung des vorgenannten Kodes statt eine Multiplizieren eine einfache Kommaverschiebungsvoi richtung verwendet werden kann.

lic/ic Im ng /.wischen Leitungsträgcrfrcquen/ und Dalengesehwindigkeil

Aus F i g. 2 ist ersichtlich, daß die Leitungsträgerfre qucnz von 2100 Hz gleich dem Unterschied zwischci der Frequenz der Tragerwellenquelle 6 von 6900 H und der Frequenz von 4800 Hz ist. die der Mitte eine der Nyquisl-Flankcn des VSB-Filters nach F i g. 21 entspricht.

Wenn nun die Lcnungsträgcrfrcqucnz mit f^ dii

Frequenz der Tragerwellenquelle 6 mit =/j und die de Mitte der Nyquist-Flanke des Fillers nach !"ig. 2b entsprechende Frequenz m\[jKI\ bezeichnet wird, gil die Beziehung

Bei gegebener A₁ und I] ist die Beziehung zwischen r. und Adurchdie Bezichung(l) vollständig bestimmt.

Wenn in die Beziehung (1) f, = 2100Hz unc I] = 2400 Mz eingesetzt werden, wird für K = gefunden, daß f₂ = 13 800 I Iz ist.

Der Faktor, um den das Digitalfilter 3 die ■in Abtastfrequenz erhöht, wird dann

Das Digitalliller i behandelt die Dibits entsprechend ihrem Zahlenweri, der in der dritten Spalte angegeben ist.

Die Kodierung (.luv Ausgangsdibils (nitih) ist derart, daß ihr /ahlenwen durch:

J₂If₁ = 23/4.

2.(

I)"

ist.

Der Faktor K darf eine ungerade Zahl sein. In diesen Falle muß das Spektrum nach F" i g. 2a um ein Inlerva

~ii nach rechts verschoben werden. Dies kann dadurc

erzielt werden, daß die Ausuangsabtastwertc de Abtastvorrichtung 4 abwechselnd mit + 1 und — multipliziert werden.

Digitalfilter

Das Digitalfilter 3 nach F i g. I mit einer Lrhöhung de Abtasifrequen/ um einen Faktor-^-, der im vorliegen den Beispiel-7-beträgt, kann durch die Kaskadenschal

lung eines interpolierenden die Abtasifrequen/. im einen Faktor M erhöhenden Filters und eines ex In polierenden die Ablaslfrcquen/ um einen Faktor I herabsetzenden Filters gebildet werden. Die Über tragungsfunktion. die erzielt werden muß, kann dam über die beiden tilter verteilt werden.

Line andere Möglichkeit wäre, das extrapolierend' Filter durch einen Schalter zu ersetzen, der mit eine

Frequenz betätigt wird, die um einen Faktor /. niedriger als die Ausgangsabtastfiequenz des interpolierenden Filter ist, welcher Schalter nur einen von jeder Gruppe von /. Ausgangssignalabtastwerten dem Modulator 5 zu führt.

Interpolierende und extrapolierende Digitalfilter sind an sich bekannt, und es sei hier genügend, auf die genannten Referenzen zu verweisen.

F.inc geeignete Ausführiingsform eines interpolierenden Digilalfilters ist in der deutschen Patentanmeldung I» 25 39 532.8 der Anmeldcrin beschrieben, auf die hier ebenfalls verwiesen wird.

Obgleich die Anmelderin darauf verzichtet hat, an sich bekannte Digitalfilter zu beschreiben, sei aber bemerkt, daß, weil in Digitalfiltern Atisgangssignalabtaslwcric aus F.ingangssignalabtastwcrten auf Basis von Zahlen crrcichnel werden, es dem Fachmann klar sein wird, daß das Multiplizieren der Aiisgangsabtastwertc des Digilalfilters 3 mit den Trägcrwellenabtastwerten der Trägerwellenquelle 6 in dem Digitalfilter 3 durchgeführt werden kann.

Pilotsignal

In der Praxis wird mit den modulierten Datensignalen ein Pilotsignal auf der l.eittingsträgeifrcquenz(2IOO Hz, F i g. 2d) mitgesandt. Fin derartiges Pilotsignal kann auf verschiedene Weise erzeugt werden. Fin geeignetes Verfahren zum Frzeugendes Pilotsignals ist folgendes:

Die /.ahlenwerte der Signalabtasiwcrie. die von der Abtastvorrichtung 4 dem Digitalfilter 3 zugeführt werden, werden um einen festen Betrag erhöht. Infolgedessen entstehen im Frcquenzspcklruni nach F i g. 2a Spektrallinicn bei den Frequenzen f\, 2f\ .. Die Spektrallinie bei 2/Ί ( = 4800 Hz) verschiebt sich durch Modulation mit der Spektrallinic bei 6900 Hz der Trägerwellcnquellc 6 (F ig. 2c) zu der Lcitungstiägerfrequenz von 2100Hz (Fig. 2d) und bildet dort das gewünschte Pilotsignal. In dem Falle des 4800 Bit/scc-Datcnsenders liefert eine Umwandlung der Zahlen werte +3, +1, -I, -3 in +4, + 2, 0, -2 ein Pilotsignal, das 6 dB unter dem maximalen Signalpegel liegt.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Modulations- und Filtervorrichtung für digitale Signale, die Mittel zur Filterung der digitalen Signale und Mittel zum Aufmodulieren der gefilterten digitalen Signale auf eine Modulationsträgerwelle enthält, dadurch gekennzeichnet, daß Signalabtastwerte des digitalen Eingangssignals, die mit einer erstem Abtastfrequenz auftreten, MiKeIn zur Erhöhung der ersten Abtastfrequenz auf eine zweite Abtastfrequenz zugeführt werden, die zweimal höher als die Modulatorträgerfrequenz ist, während die SÜgnalabtastwerte mit der zweiten Abtastfrequenz in einem Modulator (5) mit Signalubtastwerten der Modulatorträgerwelle moduliert werden, die mit derselben zweiten Abtastfrequenz auftreten, wobei die Mittel i.ur Erhöhung der Abtastfrequenz ein als Bandfilter ausgebildetes Digitalfilter (3) enthalten.

2. Modulations- und Filtervorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung eines Pilotsignals die Zahlenwerte des digitalen Eingangssignals um einen festen Beirag erhöht werden.