DE2842262C2

DE2842262C2 - Gleichspannungswandler

Info

Publication number: DE2842262C2
Application number: DE2842262A
Authority: DE
Inventors: Slobodan Milojko Cuk
Original assignee: California Institute of Technology CalTech
Current assignee: California Institute of Technology CalTech
Priority date: 1977-09-28
Filing date: 1978-09-28
Publication date: 1994-02-24
Anticipated expiration: 1998-09-29
Also published as: CA1121453A; GB2006552B; JPS5490521A; YU227278A; YU44064B; FR2404949A1; FR2404949B1; DE2842262A1; US4184197A; GB2006552A; JPS6129226B2

Description

Die Erfindung betrifft einen Gleichspannungswandler nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Ein solcher Gleichspannungswandler ist in Form eines Vortrages, gehalten bei der IEEE Power Electronic Specialists Conference in Palo Alto, Kalifornien, USA, vom 14. bis 16. 6. 1977, zum Stand der Technik geworden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Gleichspannungswandler mit besonders großem Wirkungsgrad und geringer Ausgangsspannung-Welligkeit anzugeben, der aus einer verhältnismäßig geringen Anzahl verhältnismäßig kleiner Bauelemente aufzubauen ist.

Diese Aufgabe wird mit den gekennzeichneten Merkmalen der Ansprüche 1, 2, 3 oder 4 gelöst. Ausgestaltungen ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von in den Figuren der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild einer Ausführungsform des auf der eingangs genannten Konferenz bekanntgemachten Gleichspannungswandlers;

Fig. 2 und 3 jeweils ein Ersatzschaltbild für die linke bzw. rechte Schalterstellung in Fig. 1;

Fig. 4 ein Signaldiagramm zur Erläuterung von in der Schaltung nach Fig. 1 auftretenden Signalen;

Fig. 5 und 6 erfindungsgemäße Schaltungen;

Fig. 7 ein Signaldiagramm der an einer Eingangsinduktivität bzw. an einer Ausgangsinduktivität auftretenden Spannungen;

Fig. 8 eine dritte erfindungsgemäße Schaltung;

Fig. 8a und 8b jeweils eine Variante der Schaltung nach Fig. 8;

Fig. 8 (1), 8 (2) und 8 (3) jeweils ein Signaldiagramm zur Erläuterung einer induktiven Kopplung zwischen Eingangs- und Ausgangsinduktivität;

Fig. 9 ein Schaltbild einer vierten erfindungsgemäßen Schaltung;

Fig. 9a und 9b jeweils eine Variante der Schaltung nach Fig. 9;

Fig. 10 ein Schaltbild einer fünften erfindungsgemäßen Schaltung;

Fig. 11 ein Schaltbild einer Variante der Schaltung nach Fig. 10;

Fig. 12 ein Schaltbild einer sechsten erfindungsgemäßen Schaltung;

Fig. 13 ein Schaltbild einer siebenten erfindungsgemäßen Schaltung;

Fig. 14 eine Variante der Schaltung nach Fig. 10; und

Fig. 15 eine Variante der Schaltung nach Fig. 13.

Fig. 1 zeigt ein schematisches Schaltbild eines auf der eingangs genannten Konferenz bekanntgemachten Gleichspannungswandlers. In dieser Schaltung ist die positive Klemme einer Eingangs-Gleichspannungsquelle 10 (V_g) an eine Eingangsinduktivität 12 angekoppelt. Diese Eingangsinduktivität liegt an einer ersten Kapazität 14. Ein als idealer Schalter anzusehender (Zweipol-)Schalter 16 dient zur abwechselnden Umschaltung des Verbindungspunktes zwischen der ersten Induktivität 12 und der Speicherkapazität 14, wobei dieser Schalter weiterhin den Verbindungspunkt zwischen der Speicherkapazität 14 und einer zweiten Induktibität 18 an einen gemeinsamen Punkt zwischen der Eingangs-Gleichspannungsquelle und einer Last schaltet. Die zweite Induktivität 18 liegt in Serie zur Last 20. Parallel zur Last liegt eine Filterkapazität 22.

Fig. 2 zeigt die Schaltung in der linken Stellung des Schalters, während Fig. 3 die Schaltung in der rechten Stellung des Schalters zeigt. Es sei angenommen, daß der Schalter anfänglich gemäß Fig. 3 in seiner rechten Stellung steht. Dann lädt sich die Kapazität 14 aus der Quelle 10 über die Induktivität 12 auf. Wird der Schalter 16 in seine linke Stellung umgelegt, so legt er gemäß Fig. 2 die positive Seite der Kapazität 14 an Masse. Infolgedessen entlädt sich die Kapazität 14 über die Induktivität 18 und die Last 20 und lädt dabei die Kapazität 22 auf. Wird der Schalter in seine rechte Stellung zurückgeschaltet, so beginnt sich die Kapazität 14 erneut aufzuladen, während die Induktivität 18 den Laststrom liefert. Beim abwechselnden Umlegen des Schalters 16 in seine linke und seine rechte Schalterstellung liefern also die Kapazität 14 und die Induktivität 18 Strom zur Last. Die Kapazität 22 unterstützt die Wirkung der Induktivität, wodurch die Welligkeit des Ausgangsstroms ausgefiltert wird.

Fig. 4 zeigt in Form eines Signalzuges A ein Ein- und Ausschaltsignal von einer Schaltsignalquelle 26. Ein Signalzug B repräsentiert den Eingangsstrom i₁ von der Eingangsspannungsquelle, während ein Signalzug C den induktiven Ausgangsstrom i₂ repräsentiert. Sowohl der Eingangs- als auch der Ausgangsstrom sind mit einer Welligkeit behaftet, wobei jedoch ein Pulsieren nicht vorhanden ist.

Der als ideal angenommene Schalter 16 (Fig. 1) kann in Form eines Transistors 23 und einer Diode 24 realisiert sein. Es sei angenommen, daß der Transistor anfänglich gesperrt ist. Dann lädt sich die Kapazität 14 aus der Eingangsspannungsquelle 10 über die Induktivität auf, da die Diode 24 in Durchlaßrichtung geschaltet ist. In diesem Zustand ist der Kollektor des Transistors positiv in bezug auf dessen Emitter, so daß der Transistor leitend wird, wenn er einen Schaltimpuls zu seiner Durchschaltung erhält. Damit wird dann die mit dem Transistor verbundene Seite der Kapazität im Effekt an Masse geschaltet. Die Diode wird damit gesperrt, so daß sich die Kapazität über die Induktivität 18 und die Last entlädt. Verschwindet der Schaltimpuls, so daß der Transistor gesperrt wird, so lädt sich die Speicherkapazität 14 erneut auf, während die Ausgangsinduktivität 18 Strom zur Last liefert. Der Transistor wird durch eine Folge von Impulsen aus einer Schaltsignalquelle angesteuert, während die Diode 24 in bezug auf das Sperren und das Durchschalten des Transistors als komplementärer Schalter wirkt.

Aus den vorstehenden Ausführungen ergibt sich, daß die Kapazität 14 die Rolle eines Energie übertragenden Elementes spielt. Die Energie wird in einer Kapazität in Form eines elektrischen Feldes gespeichert und sodann auf die Last übertragen. Aufgrund der beträchtlich höheren Energiedichte pro Volumeneinheit einer kapazitiven Speicherung sind beträchtliche Größenreduzierungen möglich.

Die Gleichspannungsverstärkung des Wandlers kann durch folgende Formel angegeben werden:

V/V_g = D/D′ (3)

darin bedeuten:
V_g die Eingangsgleichspannung;
D die Einschaltzeit des Transistorschalters; und
D′ die Abschaltzeit des Transistorschalters.

Die Gleichstromverstärkung kann durch folgende Formel angegeben werden:

I₂/I₁ = D′/D (4)

darin ist:
I₁ der Eingangsgleichstrom; und
I₂ der Ausgangsgleichstrom.

Wie sich aus der Polarität der Ausgangsspannung ergibt, ist dieser ein invertierender Wandler.

Beim Wandler nach Fig. 5 ist ein Abgriff an der Eingangsinduktivität vorgesehen, wodurch eine zusätzliche Heraufsetzung der Eingangsgleichspannung als Funktion eines Abgriffverhältnisses n_t erreichbar ist. Ist die Ausgangsinduktivität in entsprechender Weise mit einem Abgriff versehen, wie dies in Fig. 6 dargestellt ist, so ist durch die Autotransformator-Wirkung eine zusätzliche Herabsetzung der Eingangsgleichspannung möglich.

Im Idealfall sind die Gesamt-Gleichspannungsverstärkungen der beiden Wandler nach den Fig. 5 und 6 durch folgende Beziehungen gegeben:

Darin ist das Abgriffsverhältnis n_t gemäß Fig. 5 oder 6 definiert. Die Abgriffsverhältnisse gestatten ein großes Heraufsetzungsverhältnis bzw. ein großes Herabsetzungsverhältnis der Eingangsspannung einzustellen. Das Abgriffsverhältnis n_t kann im Bedarfsfall auch kleiner als 1 gewählt werden.

Die Spannungen V_L₁ und V_L₂ an den Induktivitäten 12 und 18 gemäß Fig. 1 können in einfacher Weise unter Berücksichtigung der Tatsache gefunden werden, daß die Spannung an der Kapazität 14 eine Gleichspannung V_C₁=V_g/D′ ist. Bei eingeschaltetem Transistor gilt:

Bei gesperrtem Transistor gilt:

Die Spannungen V_L₁ und V_L₂ sind dann durch die Diagramme nach Fig. 7 gegeben.

In dieser Fig. 7 gibt der Signalverlauf 30 das Signal an der Induktivität 12 und der Signalverlauf 32 das Signal an der Induktivität 18 des Wandlers nach Fig. 1 wieder. Aus den Signalverläufen gemäß Fig. 7 wird ersichtlich, daß die beiden Induktivitäten in einem Transformator gekoppelt werden können, ohne daß die Gleichspannungswandlung beeinflußt wird, vorausgesetzt, daß der Transformator ein Windungsverhältnis von 1 : 1 besitzt. Dies ist in einfacher Weise dadurch realisierbar, daß ein Transformator mit einer Primär- und einer Sekundärwicklung mit jeweils gleicher Windungszahl und mit der durch Punkte in Fig. 8 angedeuteten Kopplungsrichtung gewählt wird. Dabei handelt es sich dann um eine Ausführungsform, in der die Induktivitäten 12 und 14 eine Primärwicklung 34 bzw. eine Sekundärwicklung 36 eines Transformators mit einem Übersetzungsverhältnis von 1 : 1 bilden. Die weiteren Komponenten der Schaltung üben die gleiche Funktion wie die Komponenten der Schaltung nach Fig. 1, 5 und 6 aus und sind daher mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Ein zweipoliger Umschalter 40 übt dabei die Funktionen der Diode und des Transistors der Schaltung nach Fig. 5 und 6 aus.

Während durch die Transformatorkopplung die grundsätzliche Wandlereigenschaft nicht beeinflußt wird, und auch alle Vorteile des optimal ausgelegten Wandlers nach Fig. 1, 5 und 6 erhalten bleiben, sind durch die abgewandelte Ausführungsform nach Fig. 8 mehrere zusätzliche Vorteile erzielbar. Ein Vorteil ist darin zu sehen, daß im Vergleich zu nicht Transformator-gekoppelten Ausführungsformen die Welligkeit entweder des Eingangsstrom oder des Ausgangsstroms um eine Größenordnung oder mehr reduziert werden kann. Im Effekt kann die Welligkeit entweder des Eingangsstroms oder des Ausgangsstroms gleich Null gemacht werden. Dies ist sowohl theoretisch als auch experimentell verifizierbar. Für die gleichen Welligkeitseigenschaften ist damit eine weitere wesentliche Reduzierung in der Größe und im Gewicht realisierbar. Ein zweiter Vorteil ist darin zu sehen, daß anstelle von zwei Kernen für nicht transformatorisch gekoppelte Induktivitäten ein einziger Kern für den Transformator ausreicht, wodurch die Größe, das Gewicht und die Kosten für den Wandler weiter reduzierbar sind. Der Schaltwandler gemäß Fig. 8 hat daher einen besonders einfachen Aufbau (ein einziger Transformator mit dem Übersetzungsverhältnis 1 : 1, eine einzige Übertragungskapazität 14 und ein einziger Schalter 40), wobei dennoch ein maximal günstiger Betrieb (sowohl der Eingangsstrom als auch der Ausgangsstrom sind nicht pulsierend) bei einem Aufbau erreicht wird, welcher eine kleine Größe und ein kleines Gewicht bei hohem Wirkungsgrad ermöglicht.

Eine detaillierte Analyse des Einflusses dieser induktiven Kopplung auf die Stromwelligkeit zeigt, daß das Verhältnis der Streukapazität auf der Primärseite und auf der Sekundärseite des Transformators die wesentliche Rolle für den Grad der Reduzierung der Welligkeit des Eingangs- und des Ausgangsstroms spielt. In einem Grenzfall, in dem die Streuinduktivität auf der Primärseite zu Null wird (aufgrund einer festen Kopplung des Transformators), kann der Ausgangsstrom auf der Sekundärseite ein Gleichstrom ohne Null-Schaltwelligkeit werden. Im anderen Grenzfall, in dem die beiden Streuinduktivitäten nahezu gleich sind (gewöhnlich bei lose gekoppeltem Transformator), wird die Reduzierung der Schaltstromwelligkeit gleichmäßig zwischen der Primärseite und der Sekundärseite des Transformators aufgeteilt, wodurch die Stromwelligkeiten gegenüber dem originären nicht transformatorisch gekoppelten Wandler auf etwa die Hälfte begrenzt wird. Diese abgeglichene Reduzierung stellt gegenüber der nicht transformatorisch gekoppelten Ausführungsform die "schlechteste" Verbesserung dar, da der nicht abgeglichene Fall (erreicht durch eine genaue Anpassung des Windungsverhältnisses des Transformators und des Kopplungskoeffizienten) beispielsweise zu einer Reduzierung um eine Größenordnung der Welligkeit im Ausgangsstrom führt. Beide Effekte (lose und feste Kopplung) sind experimentell verifiziert worden, wobei sich eine Übereinstimmung mit den theoretischen Voraussagen gezeigt hat. Bei geeigneter Auslegung des Transformators kann die Welligkeit entweder des Eingangsstroms oder des Ausgangsstroms auf Null reduziert werden (Gleichstrom). Für den letztgenannten Fall ist n=k uund für den erstgenannten Fall n=1/k, worin

mit L₁₁ und L₂₂ gleich der Selbstinduktivität auf der Primär- bzw. der Sekundärseite und k der Kopplungskoeffizient ist.

Die Fig. 8 (1), 8 (2) und 8 (3) zeigen anhand von Signalverläufen den Vorteil der Kopplung der Eingangs- und der Ausgangsinduktivität. Jedes Diagramm zeigt Eingangs- und Ausgangsströme i₁ und i₂ für verschiedene Arten der induktiven Kopplung. In Fig. 8 (1) ist zunächst der Fall einer fehlenden induktiven Kopplung (k=0) gestrichelt dargestellt, um die Welligkeit in typischen Eingangs- und Ausgangsströmen zu demonstrieren. Die ausgezogene Kurve in Fig. 8 (1) zeigt eine abgeglichene Reduzierung der Welligkeit für den oben erläuterten "schlechtesten Fall" der Verbesserung mit n=1. Durch Wahl der induktiven Kopplung mit n ungleich 1 kann die Welligkeit entweder des Eingangsstroms oder des Ausgangsstroms auf 0 reduziert werden. Wird n=k gewählt (der Wert des Koeffizienten k ist immer kleiner 1), so können Eingangs- und Ausgangsstromverläufe gemäß Fig. 8 (2) mit einer Welligkeit von 0 des Ausgangsstromes für einen bestimmten Wert von k realisiert werden. Entsprechend können durch Wahl der induktiven Kopplung mit n=1/k Eingangs- und Ausgangsstromverläufe gemäß Fig. 8 (3) mit einer Welligkeit von 0 des Eingangsstroms für einen bestimmten Wert von k realisiert werden. Die abgeglichene Bedingung (n=1) gemäß Fig. 8 (1) stellt damit einen Kompromiß in der Reduzierung der Welligkeit dar. Dabei wird die Hälfte der Reduzierung im Eingangsstrom und die andere Hälfte im Ausgangsstrom gewonnen. Mit einer unabgeglichenen Bedingungen für n=1/k wird gemäß Fig. 8 (3) die gesamte Reduzierung der Welligkeit im Eingangsstrom i₁ erreicht. Wird n vom Zustand einer Welligkeit 0 im Eingangsstrom weiter erhöht oder wird der Kopplungskoeffizient weiter erhöht, so daß n<1/k erfüllt ist, so ist der Eingangsstrom wiederum mit Welligkeit behaftet, wobei jedoch eine Phasenverschiebung um 180° gegen die Welligkeit auftritt, welche für die abgeglichene Bedingung vorhanden ist. (Der Koeffizient k wird in einfacher Weise dadurch erhöht, daß der Luftspalt eines Schnittkerns vergrößert ist, auf den die Induktivitäten gewickelt sind.) Durch Abweichung von der abgeglichenen Bedingung gemäß Fig. 8 (1) in der entgegengesetzten Richtung bzw. bei der Bedingung n=k, tritt die gesamte Reduzierung der Welligkeit gemäß Fig. 8 (2) im Ausgangsstrom i₂ auf. Wird der Wert k von der Bedingung für die Welligkeit 0 im Ausgangsstrom abweichend weiter erhöht, so ist der Ausgangsstrom erneut mit Welligkeit behaftet, welche jedoch gegen die Welligkeit um 180° in der Phase verschoben ist, welche sonst für die abgeglichene Bedingung vorhanden ist.

Die Fig. 8a und 8b zeigen abgewandelte Ausführungsformen der Schaltung nach Fig. 8. Der als ideal angenommene Schalter wird durch einen Transistor 23 und eine Diode 24 gebildet, wie dies oben schon erläutert wurde. Wesentlicher ist jedoch, daß die Primärwicklung 34 bei der Ausführungsform nach Fig. 8a in solcher Weise mit einem Abgriff versehen ist, daß der Heraufsetzungsbereich der Eingangsspannung vergrößert wird. Bei der Ausführungsform nach Fig. 8b ist die Sekundärwicklung in der Weise mit einem Abgriff versehen, daß der Herabsetzungsbereich der Eingangsspannung vergrößert wird. Diese Maßnahme ist den Ausführungsformen nach den Fig. 5 und 6 analog.

Die Realisierung des Schalters 40 nach Fig. 8 durch einen bipolaren Transistor und eine Diode stellt lediglich eine praktische Ausführungsmöglichkeit dar. Neuere technologische Fortschritte für vertikale MOS-Leistungstransistoren (VMOS-Transistoren) ermöglichen nunmehr eine echte bidirektionale Realisierung des Schalters 40, wodurch der volle Vorteil einer vollständigen Symmetrie gemäß der Ausführungsform nach Fig. 9 erreichbar ist. Bei dieser Ausführungsform ersetzen zwei n-Kanal-VMOS-Transistoren 42 und 44 die Diode 24 bzw. den Transistor 23 nach Fig. 5a. Diese Transistoren werden durch eine Schaltsignalquelle abwechselnd eingeschaltet und gesperrt. Gegenwärtig sind lediglich n-Kanal-VMOS-Transistoren kommerziell erhältlich. Damit wird es dann notwendig, die Schaltdiode durch einen VMOS-Leistungstransistor 42 zu ersetzen, dessen Drain D an Masse liegt. Infolgedessen wird eine getrennte Spannungsansteuerung für diesen Transistor erforderlich, da das Potential seiner Source S floatet. Die beiden nicht in Phase arbeitenden getrennten Spannungsansteuerungen für die beiden VMOS-Transistoren 42 und 44 können in einfacher Weise durch Verwendung von Optokopplern OC_A und OC_B in einer als Block 46 dargestellten Schalteransteuerung realisiert werden. Eine andere Möglichkeit besteht in der Verwendung eines Signalverarbeitungstransformators mit zwei Sekundärwicklungen zur Realisierung der getrennten Spannungsansteuerungen.

Die praktische Realisierung des Schalters 40 (Fig. 8) durch VMOS-Transistoren macht es möglich, daß die Schaltung nach Fig. 9 sowohl zur Erzeugung einer negativen als auch einer positiven Ausgangsspannung in bezug auf Masse verwendbar ist, was lediglich davon abhängt, ob die Spannungsquelle und die Last in der in Fig. 9 dargestellten Weise oder in ausgetauschter Anschaltung mit entsprechender Polaritätsänderung der Spannungsquelle auf der rechten Seite angeschaltet werden. Daher kann derselbe Wandler sowohl als positive als auch als negative Spannungsquelle arbeiten, was bei anderen Wandlern nicht der Fall ist.

Sehr oft wird jedoch ein Schaltwandler als Teil eines Schaltreglers mit geschlossener Schleife verwendet, bei dem ein Wechseln der Anschaltung der Spannungsquelle und der Last unzweckmäßig ist, da das Rückkopplungssignal von einer festen Ausgangslage abgenommen wird. Durch Hinzufügen eines einzigen manuellen Schalters S_M gemäß Fig. 9a kann diese Schwierigkeit jedoch umgangen werden. Für die dargestellte Schaltstellung des Schalters wird eine positive Eingangsspannung +V_g eingespeist und eine negative Ausgangsspannung erhalten. In der anderen Schaltstellung des Schalters mit einer Kreuzkopplung der VMOS-Transistoren führt eine negative Eingangsspannung -V_g zu einer positiven Ausgangsspannung, wobei sich die Lage der Last nicht ändert. In jedem Falle kann eine spannungsregelnde Rückkopplung vorgesehen werden. Daher können sowohl positive als auch negative geregelte Spannungsquellen mit dem einzigen Schaltregler gemäß Fig. 9a realisiert werden.

Die Schaltungen nach Fig. 9 und 9a sind in gleicher Weise möglich, wenn der Transformator in zwei nicht gekoppelte Induktivitäten aufgespalten wird, wie dies bei der Ausführungsform nach Fig. 1, 5 und 6 der Fall ist. Obwohl die getrennten Spannungsansteuerungen in der Schaltung nach Fig. 9 komplex erscheinen, führt die zu erwartende Verfügbarkeit von p-Kanal-VMOS-Leistungstransistoren in der nahen Zukunft zu einer wesentlichen Reduzierung der Komplexität der Ansteuerschaltung gemäß Fig. 9b, bei der beide Spannungsansteuerungen auf Masse bezogen sind und entsprechende nicht in Phase (nicht überlappend) arbeitende Ansteuerungen durch eine konventionelle Signalverarbeitungstechnik leicht realisierbar sind.

In Fig. 9 sind der Fig. 8 entsprechende Funktionskomponenten mit gleichen Bezugszeichen versehen. Zur Realisierung einer vollständigen Symmetrie liegt eine Kapazität 22a parallel zur Eingangsspannungsquelle 10. Die Eingangsspannungsquelle 10 und die Last 20 können vertauscht werden, wobei die Polarität der Spannungsquelle bei Anschaltung auf der rechten Seite umgekehrt wird. Liegen die Spannungsquelle und die Last an den in Fig. 9 dargestellten Stellen, so ergibt sich ein Energiefluß von links nach rechts. Werden sie ausgetauscht, so ergibt sich ein Energiefluß von rechts nach links.

In vielen Anwendungsfällen von Gleichspannungs-Schaltwandlern ist es erforderlich, eine Gleichspannungstrennung zwischen dem Eingangskreis und dem Ausgangskreis des Wandlers vorzusehen. Der erfindungsgemäße Wandler kann in sehr einfacher Weise modifiziert werden, um dies zu erreichen, wobei gleichzeitig die Möglichkeit für mehrere Ausgänge mit unterschiedlichen Polaritäten und unterschiedlichen Größen gegeben ist, wie dies in Fig. 10 dargestellt ist. Diejenigen Elemente in der Schaltung nach Fig. 10, welche die gleiche Funktion wie in der Schaltung nach Fig. 1, 5 und 6 ausüben, sind mit gleichen Bezugszeichen versehen. Bei der Ausführungsform nach Fig. 10 werden anstelle der Kapazität 14 zwei Kapazitäten 50 und 52 mit einem zwischengeschalteten Transistoren 54 mit dem Übersetzungsverhältnis 1 : 1 verwendet. Eine Primärwicklung 56 dieses Transformators liegt zwischen der Kapazität 50 und der Eingangsspannungsquelle 10, während die Sekundärwicklung 58 zwischen der Kapazität 52 und der Last 20 liegt.

Diese Schaltung arbeitet nach den gleichen Prinzipien, welche für die Schaltung nach Fig. 1, 5 und 6 erläutert wurden.

Die Summe der Spannungen an den Kapazitäten 50 und 52 ist gleich V_g/D′, während die einzelnen kapazitiven Spannungen so eingestellt sind, daß im Transformator 54 abgeglichene Voltamperesekunden aufrechterhalten werden. Das bedeutet, daß eine automatische Voltamperesekunden-Einstellung vorhanden ist, und kein "Kriechen" des Arbeitspunktes des Transformators auftritt.

Ist der Transistor 23 gesperrt, so lädt sich die Kapazität 50 über die Primärwicklung 56 auf, wodurch in der Sekundärwicklung 58 eine die Kapazität 52 aufladende Spannung induziert wird. Zu dieser Zeit leitet die Diode 24. Wird der Transistor 23 leitend, so entlädt sich die Kapazität 50 über die Primärwicklung 54, wodurch eine Spannung in der Sekundärwicklung 58 induziert wird. Die Spannung an der Kapazität 52 und die in der Sekundärwicklung induzierte Spannung besitzen eine additive Polarität, wodurch die Induktivität 18 aufgeladen und ein Strom zur Last geliefert wird.

Wird der Transistor 23 erneut gesperrt, so lädt sich die Kapazität 50 aus der Eingangsspannungsquelle 10 auf, so daß ein Stromfluß in der Sekundärwicklung 56 auftritt, und eine Spannung in der Sekundärwicklung 58 induziert wird, welche die Kapazität 52 erneut auflädt. Gleichzeitig entlädt die Induktivität 18 über die Last 20, wodurch ein nicht pulsierender Ausgangsstrom aufrechterhalten wird. Die zur Last parallel liegende Kapazität 22 filtert die Welligkeit im Ausgangsstrom aus.

Während Fig. 10 einen Wandler mit einem Transformator mit einem Übersetzungsverhältnis von 1 : 1 zeigt, kann jedoch dieser Transformator auch ein Übersetzungsverhältnis von 1 : N besitzen, wobei die relative Polarität so gewählt ist, daß die Ausgangsspannung nicht negativ sondern positiv ist. Im Vergleich zum Wert der Ausgangsspannung des grundsätzlichen nicht getrennten Wandlers ist dabei der Wert der Ausgangsspannung durch einen Faktor N erhöht.

Fig. 11 zeigt ein Schaltbild einer Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Wandlers, bei welcher der Trenntransformator 54, welcher ein Windungsverhältnis von Primärwicklung zu Sekundärwicklung von 1 : 1 besitzt, durch einen Transformator 60 mit einer Primärwicklung 62 und einer Sekundärwicklung 64 ersetzt ist, deren Windungsverhältnis gleich 1 : N ist, wobei die relative Polarität dieser Wicklungen im Vergleich zur relativen Polarität der Wicklungen des Transformators 54 gemäß Fig. 10 umgekehrt ist. Dies ist durch Punkte an den Wicklungen angedeutet. Die Komponenten der Schaltung nach Fig. 11, welche die gleiche Funktion wie die Komponenten der Schaltung nach Fig. 10 ausüben, sind mit gleichen Bezugszeichen versehen. Die Schaltung nach Fig. 11 liefert eine vergrößerte Ausgangsspannung im Vergleich zur Schaltung nach Fig. 10 sowie eine positive Ausgangsspannung bei positiver Eingangsspannung.

Fig. 12 zeigt ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Wandlers mit mehreren Ausgängen unterschiedlicher Teilerverhältnisse N₁, N₂ usw. Eine Sekundärwicklung 68 besitzt einen Abgriff an einer Stettel 70. Um ein Spannungsverhältnis von 1 : N₁ zu erhalten, arbeitet eine Kapazität 72 in analoger Weise zur Kapazität 52 in der Schaltung nach Fig. 10. Eine Induktivität 74 arbeitet in analoger Weise wie die Induktivität 18. Zwischen den Abgriff 70 und den Verbindungspunkt zwischen der Kapazität 72 und der Induktivität 74 ist eine Diode 76 geschaltet, welche in analoger Weise wie die Diode 24 arbeitet. Eine einer Last 80 parallel liegende Kapazität 78 arbeitet in analoger Weise wie die Kapazität 22.

Um ein Spannungsverhältnis von 1 : N₂ zu erhalten, ist in entsprechender Weise ein Abgriff 82 vorgesehen. Der dem bereits beschriebenen Kreis entsprechende Kreis enthält dabei eine in Serie zu einer Induktivität 86 liegende Kapazität 84. Eine Diode 88 verbindet den Verbindungspunkt der Kapazität 84 und der Induktivität 86 mit dem Abgriff 70. Parallel zu einer Last 92 liegt eine Kapazität 90.

Um ein Spannungsverhältnis von 1 : N₃ zu erhalten, liegt eine Kapazität 94 in Serie zu einer Induktivität 96. Eine Diode 98 liegt zwischen dem Verbindungspunkt dieser Kapazität und dieser Induktivität sowie dem Abgriff 70. Parallel zu einer Last 102 liegt eine Kapazität 100.

Fig. 13 zeigt eine Ausführungsform der Erfindung, bei der eine Trennung zwischen Eingang und Ausgang sowie eine Rückkopplung von zwei Ausgangsinduktivitäten auf die Eingangsinduktivität vorgesehen ist. Die Trennung wird durch einen Transformator 104 realisiert, dessen Sekundärwicklung 106 einen Abgriff 108 besitzt, um zwei Spannungsverhältnisse 1 : N₁ und 1 : N₂ zu erhalten. Eine Kapazität 110 liegt in Serie zu einer Induktivität 112. Eine Last 114, der eine Kapazität 116 parallelgeschaltet ist, nimmt das Ausgangssignal der gesamten Sekundärwicklung 106 auf. Zwischen dem Verbindungspunkt der Kapazität 110 und der Induktivität 112 und der Last liegt eine Diode 118.

Für den zweiten Ausgang ist eine Kapazität 120 in Serie zu einer Induktivität 122 geschaltet. Die Induktivität 122 liegt über eine Last 124 am anderen Ende der Wicklung 106. Der Last liegt eine Kapazität 126 parallel, während eine Diode 128 zwischen den Verbindungspunkt der Kapazität 120 und der Induktivität 122 und die andere Seite der Last geschaltet ist. Der Unterschied zwischen der Schaltung nach Fig. 13 und der Schaltung nach Fig. 12 liegt darin, daß eine Eingangsinduktivität 130 mit den Ausgangsinduktivitäten 112 und 122 gekoppelt ist, Für eine maximale Reduzierung der Welligkeit sowie eine minimale Größe und ein minimales Gewicht der Schaltung sollte das Induktivitätskopplungsverhältnis das gleiche wie die entsprechenden Trenntransformatorverhältnisse für jeden Ausgang sein. Durch ungleiche Kopplungsverhältnisse können jedoch Vorteile im Zwischenbereich zwischen nicht gekoppelten Induktivitäten und Induktivitäten mit gleichem Kopplungsverhältnis erreicht werden.

Bei den mit Trenntransformatoren versehenen Schaltwandlern gemäß den Fig. 10 und 11 kann die Kombination aus bipolarem Transistor und Diode ebenfalls durch eine Kombination von zwei VMOS-Leistungstransistoren im Sinne der Schaltung nach Fig. 9 ersetzt werden. Um jedoch die Trenneigenschaft des Wandlers zu erhalten, müssen die getrennten Spannungsansteuerungen gemäß Fig. 9 vorgesehen werden. Zur Gewinnung von sowohl positiven als auch negativen getrennten geregelten Ausgangsspannungen kann auch eine einzige Konfiguration (mit zusätzlichem manuellem Schalter S_M) vorgesehen werden.

Sollen mehrere Ausgänge ohne die Verwendung eines Trenntransformators realisiert werden, so kann eine einfache Abwandlung der Ausführungsform nach Fig. 10 durchgeführt werden. Durch Verwendung eines Autotransformators 60 mit mehreren Sekundärwicklungen (Abgriffspunkten) anstelle des Trenntransformators nach Fig. 10 wird ein Wandler nach Fig. 14 erhalten. Der Vorteil der Schaltung nach Fig. 14 ergibt sich aus dem Ersatz eines Trenntransformators durch einen Autotransformator, wodurch eine Reduzierung der Transformatorgröße und des Transformatorgewichtes erreichbar ist, da die gleiche Wicklung Teil sowohl der Primär- als auch der Sekundärwicklung ist. Die Trennfunktion geht dabei jedoch verloren.

Fig. 15 zeigt eine weitere Ausführungsform eines Gleichspannungswandlers mit einem Trenntransformator und einer Rückkopplung zweier Ausgangsinduktivitäten auf eine Eingangsinduktivität gemäß Fig. 13, wobei ein Abgriff an der Eingangs- und/oder der Ausgangsinduktivität vorgesehen werden kann, um die Spannungsheraufsetzungs- und/der Herabsetzungsbereiche wie bei den Schaltungen nach Fig. 5b und 5c zu vergrößern. Bei dieser Ausführungsform ist die Eingangsinduktivität 130 mit einem Abgriff versehen, um den Heraufsetzungsbereich zu erweitern, während eine Ausgangsinduktivitätswicklung mit einem Abgriff versehen ist, um den Herabsetzungsbereich zu erweitern. Obwohl eine derartige Ausführungsform mit einer Erweiterung sowohl des Heraufsetzungsbereiches als auch des Herabsetzungsbereiches in einem einzigen Wandler nicht in allen Anwendungsfällen erforderlich ist, kann damit jedoch gezeigt werden, daß in einem Wandler mit mehreren Ausgängen die gekoppelten Eingangs- und/oder Ausgangsinduktivitäten mit Abgriffen versehen werden können.

Das anhand von Fig. 1, 5 und 6 beschriebene Wandlerkonzept mit seinen verschiedenen Erweiterungen und Abwandlungen ist experimentell verifiziert worden.

Die wesentlichen Vorteile eines höheren Wirkungsgrades, einer geringeren Größe und eines geringeren Gewichtes sowie die wesentlich reduzierte Schaltwelligkeit stehen neben einer Reihe von weiteren Vorteilen.

Zusammenfassend kann also festgestellt werden, daß ein erfindungsgemäßer Gleichspannungswandler einen hohen Wirkungsgrad, eine kleine Ausgangsspannungswelligkeit, kleine elektromagnetische Interferenzprobleme und eine kleine Größe besitzt. Es kann sowohl eine Vergrößerung als auch eine Verkleinerung der Eingangsspannung in Abhängigkeit vom Schaltverhältnis des Transistorschalters realisiert werden.

Einige der wesentlichen Vorteile des erfindungsgemäßen Wandlers werden im folgenden noch einmal zusammengestellt:

1. Es ist eine echte Pegelwandlung (Erhöhung oder Erniedrigung) sowohl einer Gleichspannung als auch eines Gleichstroms realisierbar.
2. Der Wirkungsgrad ist hoch.
3. Sowohl die Ausgangsspannungs- als auch die Ausgangsstromwelligkeit sind viel kleiner.
4. Es ergeben sich keine Verlustprobleme im äquivalenten Serienwiderstand der Ausgangskapazität.
5. Aufgrund eines kleinen Ausgangsfilters und eines kleinen Energieübertragungselementes (Kapazität C₁) ist eine wesentliche Gewichts- und Größenreduzierung möglich.
6. Elektromagnetische Interferenzprobleme sind aufgrund der kleinen Eingangsstromwelligkeit wesentlich reduziert, ohne daß zusätzliche Eingangsfilter notwendig sind.
7. Eine ausgezeichnete dynamische Charakteristik ermöglicht eine einfache Kompensation in einer Schaltregleranwendung.
8. Es ist eine weit einfachere Transistor-Ansteuerschaltung möglich, da der Schalttransistor auf Massepotential bezogen ist (an Masse liegender Emitter).

Zusätzlich zu diesen Vorteilen ermöglicht das Schaltungskonzept des erfindungsgemäßen Wandlers einige wesentliche Erweiterungen, welche bei konventionellen Schaltkonvertern nicht möglich sind. Dabei handelt es sich um folgende Punkte:

1. Eine Kopplung der Induktivitäten des erfindungsgemäßen Konverters reduziert sowohl die Eingangs- und Ausgangsstromwelligkeit als auch die Ausgangsspannungs-Schaltwelligkeit.
2. Eine Realisierung des als ideal angenommenen Schalters S in der Schaltung nach Fig. 9a durch zwei VMOS-Leistungstransistoren ermöglicht eine Ausführung von zwei Funktionen durch den gleichen Wandler, der sowohl als positive als auch als negative geregelte Spannungsquelle arbeiten kann.
3. Die Einfügung eines einzigen Transformators in einen erfindungsgemäßen Konverter gemäß Fig. 10 führt zusammen mit mehreren invertierten oder nicht invertierten Ausgängen zu einer sehr erwünschten Möglichkeit der Kreistrennung.

Claims

1. Gleichspannungswandler zwischen einer Spannungsquelle (10) und wenigstens einer Last (20, 80, 92, 102, 114, 124, 20a, 20b), mit einer Speicherkapazität (14, 50 und 52, 56 und 72, 56 und 84, 56 und 94, 50 und 110, 50 und 120, 50 und 52a, 50 und 52b), die mittels einer Schalteinrichtung (23, 24; 40; 42, 44; 23, 76; 23, 88; 23, 98; 23, 118; 23, 128; 23, 24a; 23, 24b) im Wechsel in einen die Spannungsquelle (10) und eine Eingangsinduktivität (12, 34, 130) enthaltenden Ladestromkreis und einen die Last (20, 80, 92, 102, 114, 124, 20a, 20b) und eine Ausgangsinduktivität (18, 36, 74, 86, 96, 112, 122) enthaltenden Entladestromkreis zu schalten ist, wobei parallel zu der Last (20, 80, 92, 102, 114, 124, 20a, 20b) eine zweite Kapazität (22, 78, 90, 100, 116, 126, 22a, 22b) liegt und wobei die Schalteinrichtung (23, 24; 40; 42, 44; 23, 76; 23, 88; 23, 98; 23, 118; 23, 128; 23, 24a; 23, 24b) einen Entlade-Schaltzweig (23, 40) aufweist, der im Ladestromkreis an seinem einen Ende mit einem Ladeleitungsabschnitt zwischen der Eingangsinduktivität (12, 34, 130) und der Speicherkapazität (14, 50 und 52, 56 und 72, 56 und 84, 56 und 94, 50 und 110, 50 und 120, 50 und 52a; 50 und 52b) und an seinem anderen Ende mit einer Rückleitung des Ladestromkreises verbunden ist, und einen Lade-Schaltzweig (24, 42, 76, 88, 98, 118, 128, 24a, 24b) aufweist, der im Entladestromkreis an seinem einen Ende mit einem Entladeleitungsabschnitt zwischen der Speicherkapazität (14, 50 und 52, 56 und 72, 56 und 84, 56 und 94, 50 und 110, 50 und 120, 50 und 52a, 50 und 52b) und der Ausgangsinduktivität (18, 36, 74, 86, 96, 112, 122) und an seinem anderen Ende mit einer Rückleitung des Entladestromkreises verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsinduktivität und die Ausgangsinduktivität induktiv gekoppelt sind (Fig. 8, 8a, 8b, 9, 9a, 9b, 13, 15).

2. Gleichspannungswandler mit dem Oberbegriff des Anspruches 1, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Ladeleitungsabschnitt ein die Eingangsinduktivität (12) bildender Autotransformator (N1, N2) liegt und daß von diesem Autotransformator (N1, N2) der Entlade-Schaltzweig (23) abgezapft ist (Fig. 5).

3. Gleichspannungswandler mit dem Oberbegriff des Anspruches 1, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Entladeleitungsabschnitt ein die Ausgangsinduktivität (18) bildender Autotransformator (N1, N2) liegt und daß von diesem Autotransformator (N1, N2) der Lade-Schaltzweig (24) abgezapft ist (Fig. 6).

4. Gleichspannungswandler mit dem Oberbegriff des Anspruches 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Speicherkapazität (50 und 52, 56 und 72, 56 und 84, 56 und 94, 50 und 110, 50 und 120, 50 und 52a, 50 und 52b) in zwei durch einen Transformator (54; 60; 1 : N1, 1 : N2, 1 : N3; 104) gekoppelte Kapazitäten (50, 52; 56, 72; 56, 84; 56, 94; 50, 110; 50, 120; 50, 52a, 50, 52b) aufgeteilt ist (Fig. 10, 11, 12, 13, 14, 15).

5. Gleichspannungswandler nach Anspruch 1 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsinduktivität (34) durch eine erste Wicklung (34) und die Ausgangsinduktivität (36) durch eine zweite Wicklung (36) eines Transformators (34, 36) gebildet ist (Fig. 8, 8a, 8b, 9, 9a, 9b).

6. Gleichspannungswandler nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß von der ersten Wicklung (34) der Entlade-Schaltzweig (23) abgezapft ist (Fig. 8a).

7. Gleichspannungswandler nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß von der zweiten Wicklung (36) der Lade-Schaltzweig (24) abgezapft ist (Fig. 8b).

8. Gleichspannungswandler nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformator (60) ein Autotransformator (60) ist (Fig. 14).

9. Gleichspannungswandler nach einem der Ansprüche 1 und 5 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsinduktivität (34) mit der Ausgangsinduktivität (36) derart induktiv gekoppelt ist, daß die Bedingung n=K erfüllt ist, in der K der Kopplungskoeffizient der beiden Induktivitäten (34, 36) und n gleich der Quadratwurzel des Verhältnisses der Selbstinduktivität (L11) der Eingangsinduktivität (34) zur Selbstinduktivität (L12) der Ausgangsinduktivität (36) ist (Fig. 8 (2)).

10. Gleichspannungswandler nach einem der Ansprüche 1 und 5 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsinduktivität (34) mit der Ausgangsinduktivität (36) derart induktiv gekoppelt ist, daß die Bedingung n=1/K erfüllt ist, in der K der Kopplungskoeffizient der beiden Induktivitäten (34, 36) und n gleich der Quadratwurzel des Verhältnisses der Selbstinduktivität (L11) der Eingangsinduktivität (34) zur Selbstinduktivität (L12) der Ausgangsinduktivität (36) ist (Fig. 8 (3)).

11. Gleichspannungswandler nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß im Entlade-Schaltzweig (23) ein Schalttransistor (23) liegt und daß im Lade-Schaltzweig (24) eine in Laderichtung durchlässige Diode (24, 76, 88, 98, 118, 128, 24a, 24b) liegt (Fig. 5, 6, 8a, 8b, 10, 11, 12, 13, 14, 15).

12. Gleichspannungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 3, 5, 6, 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß im Entlade-Schaltzweig der eine Pol eines Zweipolschalters (40) liegt und daß im Lade-Schaltzweig der andere Pol des Zweipolschalters (40) liegt (Fig. 8).

13. Gleichspannungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß im Entlade-Schaltzweig (42) und im Lade-Schaltzweig (44) bidirektional schaltbare VMOS-Transistoren (42, 44) liegen (Fig. 9, 9a, 9b).