DE3006790A1

DE3006790A1 - Anordnung und verfahren zum demodulieren eines traegersignals

Info

Publication number: DE3006790A1
Application number: DE19803006790
Authority: DE
Inventors: George C Cagle
Original assignee: Rockwell International Corp
Current assignee: Boeing North American Inc
Priority date: 1979-02-26
Filing date: 1980-02-22
Publication date: 1980-09-04
Also published as: AT368308B; ATA105980A; FR2454234B1; US4218769A; CA1167118A; NO800461L; GB2045033B; DK78080A; SE8001416L; FR2454234A1; GB2045033A

Description

Anordnung und Verfahren zum Demodulieren eines

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf die digitale Nachrichtenübertragung und insbesondere auf die Demodulation von Baud-Werten, wo die Daten-Bauds von einem Wechselstrom-Trägersignal übertragen werden.

Es ist weit verbreitet, digitale Daten dadurch zu übertragen, daß eine Kenngröße eines Wechselstrom-Trägersignals, beispielsweise seine Phase oder seine Frequenz, verändert wird, was allgemein als Phasenumtastung bzw. als Frequenzumtastung bezeichnet wird. Bei dieser Art der Nachrichtenübertragung besteht die Notwendigkeit, am Empfänger eine geeignete Zeichen-Zeitmarkierung vorzusehen, damit der Beginn und das Ende jeder Baud-Periode (die auch als Symbolperiode bekannt ist)gekennzeichnet wird, wobei eine einzelne Dateneinheit aus einem oder mehreren Datenbits

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übertragen "wird, damit sie festgestellt werden kann. Wie in der technischen Literatur, beispielsweise auch in der US-PS 3 368 036 dokumentiert ist, ist ein zum Feststellen des Werts jedes Dautenbauds angewendetes Verfahren als "Integrations- und Abspeicherverfahren" bekannt, bei dem sich ein Gleichstromsignal im Verlauf der Baud-Periode mit einer Polarität linear ändern kann, die von der Kenngröße des Trägersignals bezüglich eines Bezugsr-ignals abhängt, wodurch der Baud-Wert definiert wird. Die Wirksamkeit dieses Detektions- oder Demodulationsverfahrens beruht darauf, das jede Integrationsperiode innerhalb der zugeordneten übertragenen Baud-Periode so gelegt wird, daß sie sich nicht in die nächste Baud-Periode erstreckt; folglich besteht die Notwendigkeit dafür, eine geeignete Symbolzeitmarkierung im Empfänger zu entwickeln.

Ein übliches Verfahren zur Erzielung der Symbolzeitmarkierung besteht darin, zusammen mit dem Trägersignal ein Leitsignal zu übertragen, so daß die Empfängerzeitsteuerung mit der im Sender angewendeten Zeitsteuerung synchronisiert werden kann. Bei einigen Übertragungssystemen kann dieses Leitsignal und die zugehörige Einrichtung jedoch weggelassen werden, indem ein Synchronisierungssignal benutzt wird, das von sich aus sowohl im Sender als auch im Empfänger verfügbar ist. Auf dem sich entwickelnden Gebiet der Nachrichtenübertragung über das Energieversorgungsnetz, die den Stromversorgungsgesellschaften ermöglicht, Nachrichtensignale über ihr Stromverteilungsnetz zur Fernsteuerung von Verbraucherlasten

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und zur Überwachung des Energieverbrauchs zu übertragen, kann die Symbolzeitmarkierung aus dem 60 Hz-Netz abgeleitet werden, da sowohl der Sender als auch der Empfänger an dieses Netz angeschlossen sind. Bei einer Ausnutzung des 60 Hz-Energieversorgungssignals als Synchronisierungsmittel ergibt sich jedoch eine Schwierigkeit bei der Auswahl des richtigen Zyklus während einer gegebenen Baud-Periode und auch ein Problem bei der Auswahl des Punkts des Wechselstromzyklus, auf den synchronisiert werden soll. Da der Nulldurchgang eines Wechselstromsignals der am besten unterscheidbare daher der sich am meisten anbietende Punkt ist, auf den synchronisiert werden soll, wird dies auch allgemein angewendet. Jedoch ergeben sich Zweideutigkeiten, deren nachteilige Auswirkungen von der Baud-Geschwindigkeit abhängen. Wenn beispielsweise eine Übertragung mit einer Datengeschwindigkeit von 60 Baud/s vorgenommen werden soll, ist ein 60 Hz-Wechselstromzyklus mit zwei Nulldurchgängen pro Baud vorhanden,zwischen denen für die Synchronisierung ausgewählt werden kann. Bei einer niedrigeren Übertragungsgeschwindigkeit, beispielsweise bei 20 Baud/s _t sind drei 60 Hz-Wechselstromzyklen mit 6 Nulldurchgängen pro Baud vorhanden,zwischen denen gewählt werden kann. Wenn die einem einzelnen Baud entsprechende Integrationsperiode am falschen Nulldurchgang ausgelöst würde, würde eine Überlappung in die naahfolgende Baudperiode auftreten, was es noch schwieriger machen würde, Daten durch Addieren oder Subtrahieren zum bzw. vom integrierten Wert exakt festzustellen, der erhalten worden wäre_? wenn die Integration am richtigen Nulldurchgang ausgelöst worden wäre.

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In zwei gleichzeitig mit der vorliegenden Anmeldung eingereichten USA-Patentanmeldungen sind zwei Möglichkeiten beschrieben, wie die von einem Trägersignal mitgeführten digitalen Daten durch die Anwendung der Nulldurchgänge eines System-Wechselstromsignals wieder aufgefunden werden können. In der USA-Patentanmeldung SN 015 672 ist eine Möglichkeit beschrieben, nach der die digitalen Daten aus dem Trägersignal für jeden der Nulldurchgänge festgestellt werden, die während einer einzigen Baud-Periode auftreten, worauf dann ausgewählt wird, welche der mehrfachen Datengruppen die richtige ist. In der anderen USA-Patentanmeldung SN 015 014 ist ein Verfahren zum Identifizieren des richtigen Nulldurchgangs beschrieben, auf den die Baud-Zeitsteuerung für die Datenfeststellung synchronisiert werden soll. Bei den beiden erwähnten Verfahren wird der angegegebene Integrationsprozeß durchgeführt, so daß sie in erster Linie Verbesserungen dieses Prozesses betreffen.

Unter Berücksichtigung der obigen Erläuterungen soll mit Hilfe der Erfindung ein Integrationsverfahren zum Demodulieren digitaler Daten geschaffen werden, die in der sich ändernden Kenngröße eines Trägersignals enthalten sind. Dieses mit Hilfe der Erfindung zu schaffende Integrationsverfahren soll für die Verwendung bei einem Wechselstromsignal geeignet sein, das während jeder Baud-Periode mehrere Nulldurchgänge aufweist, die zur Synchronisierung der Baud-Zeitsteuerung benutzt werden können. Das zu schaffende Integrationsverfahren soll eine hohe Arbeitsgeschwindigkeit ermöglichen

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und nur eine minimale Hardware erfordern.

Nach der Erfindung wird die Baud-Zeitsteuerung zum Demodulieren eines Trägersignals, das digitale Daten enthält, die eine Kenngröße des Trägersignals während jeder Baud_ Periode in vorbe-stimmter Weise zur Identifizierung des Baud-Werts während der Periode verändern, dadurch erzielt, daß die Kenngröße des Trägersignals in ein Gleichstromsignal umgesetzt wird, daß jede Baud-Periode in η Intervalle unterteilt wird, daß das Gleichstromsignal in jedem der Zeitintervalle integriert wird und daß das am Ende jedes Zeitintervalls erreichte integrierte Gleichstromsignal mit den am Ende der vorangehenden n-1 Zeitintervall an erreichten integrierten Gleichstromsignale summiert wird. Wenn die ausgesendete Baud-Periode auf den Nulldurchgang eines verfügbaren, im gesamten System vorhandenen Wechselstromsignals, beispielsweise der Frequenz des elektrischen Energieversorgungsnetzes,synchronisiert wird, wird η gleich der Anzahl der Nulldurchgänge gemacht, die während einer einzelnen Baud-Periode auftreten und jedes Integraijonsintervall wird bei einem Nulldurchgang begonnen. Die während jeder Baud-Periode erhaltenen mehrfachen (n) Integrale können dann zur Erzielung mehrfacher Baud-Werte benutzt werden, aus denen die ausgesendeten digitalen Daten ausgewählt werden oder der richtige Nulldurchgang zur Synchronisierung für die Demodulation der Daten identifiziert wird, was, wie oben erwähnt wurde, Gegenstand der erwähnten USA-Patentanmeldungen SN 015 014 und 015 672 ist. Die Integrationsintervalle werden durch die Verwendung von zwei Integratoren ermöglicht, die jeweils das

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Gleichstromsignal während abwechselnder Intervalle integrieren, während das jeweils ander® als Vorbereitung auf einen Integrationszyklus in einen vorbestimmten Zustand eingestellt wird.

Die Erfindung wird nun an Hand der Zeichnung beispielshalber erläutert. Es zeigen:

Fig.1 ein Diagramm mit Signalverläufen zur Erläuterung der Erfindung,

Fig.2 die Integrationsschaltung und die zugehörige Zeitsteuerschaltung nach der Erfindung,

Fig.3 die nach der Erfindung angewendeten digitalen Bauelemente zum Speichern und Kombinieren der verschiedenen digitalen Signale zur Ableitung der mehrfachen Baud-Werte für die einzelnen Daten-Bauds,

Fig.4 ein Diagramm mit Signalen, das zusammen mit den Figuren 2 und 3 zur Erleichterung des Verständnisses der Erfindung zu verwenden ist, und

Fig.5 eine Ergänzungsschaltung zur Schaltung von Fig.2 zur Erzielung einer Vollwegintegration anstelle der HaIbwegintegration beim DemodulationsVorgang.

Die Erfindung wird nur zum Zwecke der Erläuterung im Zusammenhang mit einem kommerziellen Nachrichtenübertragungssystem beschrieben, das von der Anmelderin entwickelt wurde und als "Kineplex" bekannt ist. Bei diesem System werden digitale Daten über ein Trägersignal unter Anwendung der Phasendifferenzmodulation (DPSK) so übertragen, daß zwei Datenbits jeder Baud-Periode entsprechen und die

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Phase des Trägersignals als Bezugsgröße für die nachfolgende Baud-Periode wirkt. Dieses System ist in der US-PS 3 368 ausführlich erläutert, so daß es hier nur kurz abgehandelt wird, wie es zum Verständnis der vorliegenden Erfindung notwendig ist. Außerdem wird die Erfindung im Zusammenhang mit einem ihrer speziellen Anwendungsfälle beschrieben, nämlich im Zusammenhang mit der Erfassung von mehrfachen Daten-Baudwerten, pro Baud-Periode, aus denen die Daten auszuwählen sind, was insbesondere in der erwähnten USA-Patentanmeldung SN 015 672 angesprochen ist.

Wie in der US-PS 3 368 036 angegeben ist, wird der Phasenwinkel eines Trägersignals während jeder Baud-Periode gegenüber der vorherigen Baud-Periode um 4-5 oder ein ungeradzäHiges Vielfaches dieses Werts in Vorwärtsrichtung verschoben, wobei die Änderung davon abhängt, welche <ier vier Kombinationen von zwei binären Datenbits in der während dieser Periode zu übertragenden digitalen Information enthalten ist. Die in der Baud-Periode enthaltenen Daten werden am Empfänger dadurch demaduliert, daß das Trägersignal mit zwei Wechselstromsignalen mit gleicher, der Frequenz des Trägers entsprechender Frequenz gemischt werden, wobei jedoch die Phasenwinkel der beiden Signale um 90° voneinander verschieden sind, was zwei Ausgangssignale mit jeweiligen Gleichstromkomponenten erzeugt, deren Polaritäten vom Sinus des Trägerphasenwinkels abhängen , wenn sie auf einen festen Winkel für eines der Signale ( die um 90° phasenverschobene Komponente ) bezogen sind, während sie beim anderen Signal (der phasengleichen Komponente) auf den Cosinus bezogen sind.

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Diese Signale werden getrennt über die Baud-Periode integriert und an deren Ende mit ihren entsprechenden Komponenten der vorherigen Baud-Periode kombiniert, damit die phasengleichen (Cosinus) und um 90° phasenverschobenen (Sinus) Komponenten der Phasendifferenz im Trägersignal zwischen zwei aufeinanderfolgenden Baudperioden erhalten werden, die dann die zwei Datenbitwerte auf Grund der jeweiligen trigonometrischen Vorzeichen definieren.

Dies ist in Fig.1 als erste Integrationskurve (a) dargestellt. Diese Kurve (a) entspricht nur einer der Gleichstromkomponenten, die integriert wird, und es ist zu erkennen, daß die zweite Komponente die zur Definition eines Bauds mit zwei Bits benötigt wird» nicht dargestellt ist, da sie zum Verständnis für den Leser nichts beitragen würde. Unter der Annahme, daß die Symbolzeitsteuerung aus dem bei (b) angegebenen Signal F_ für das die Systemfrequenz aufweisende Wechselstromsignal abgeleitet wurde, ist zu erkennen, daß jede Baud-Periode und folglich jede Integrationsperiode drei vollen Zyklen des Signals F_s entspricht. Das Signal F_ könnte ein Signal mit der Systemfrequenz sein, wie sie beispielsweise in dem in den Vereinigten Staaten angewendeten 60 Hz-Versorgungsnetz vorhanden ist, wobei drei Zyklen dieses Signals eine Datenübertragungsgeschwindigkeit von 20 Baud/s repräsentieren; das Signal ist dabei hinsichtlich der Amplitude begrenzt, damit das dargestellte Rechtecksignal entsteht. Unter der weiteren Annahme, daß eine mit "Baud-Periode 1" bezeichnete Datenperiode gleichzeitig mit dem ersten

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Nulldurchgang des Signals V_am Punkt a ausgesendet wurde, würde der Demodulator im Empfänger richtig am Punkt A mit der Integration beginnen und am Punkt A¹ den Integrationsvorgang beenden, damit ein integrierter Wert erhalten wird, der gleich KT ist, wobei K eine reelle Zahl ist, während T die Baud-Periode darstellt (hierbei gilt 1/Baud-Geschwindigkeit oder 50 ms = 1/20). Fälschlicherweise sei nun angenommen, daß nicht der am Punkt A des Signals F_ bei (b) angegebene erste Nulldurchgang, sondern der am Punkt B angegebene, mit dem zweiten Zyklus beginnende dritte Nulldurchgang für den Beginn des Integrationsprozesses ausgewählt wird. In diesem Fall würde das integrierte Signal linear bis zum Wert 2/3 KT am Punkt A¹ ansteigen und dann auf den Wert KT/3 am Punkt B¹ abnehmen (wenn angenommen wird, daß der Wert der Baud-Periode 2 zu einer negativen trigonometrischen Gleichspannungskomponente führen würde), weil eine Überlappung des Integrationsvorgangs für die Baud-Periode 1 in die Baud-Periode 2 vorliegt. Auf diese Weise wird anstelle des richtigen Werts KT für die Baud-Periode 1 der Wert KT/3 erzeugt. Der Baud-Wert wird zwar von der Polarität des integrierten Werts bestimmt, doch machen Abweichungen der Größe des integrierten Werts den Demodulationsvorgang schwierig in seiner Durchführung, und sie können Datenfehler hervorrufen, die auf Grund einer Verschlechterung des Signal/Rausch-Verhältnisses für das integrierte Signal entstehen. Wenn beispielsweise die Integrationsperiode für die Baud-Periode 1 mit dem fünften Nulldurchgang des Signals F_ am Punkt C beginnt, würde der integrierte

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Wert -KT/3 betragen, was ohne Zweifel wegen des negativen und nicht positiven Vorzeichens falsch wäre.

Mittels der Erfindung wird dieses Problem beseitigt, indem die Baud-Periode in η Zeitintervalle unterteilt wird, nämlich beispielsweise in sechs Zeitintervalle beim Signal (c) von Fig.1 für ein Systemfrequenzsignal F mit sechs Nulldurchgängen pro Baud-Periode. Anstelle einer Integration über die gesamte Periode gemäß der Kurve (a) wird der Integrationsvorgang einzeln auf jedes der η Zeitintervalle angewendet, wobei jede Integration am Beginn des Zeitintervalls eingeleitet und am Ende des Zeitintervalls beendet wird. Wie bei (c) angegeben ist, werden auf diese V/eise sechs einzelne Integrationen während der Baud-Periode^ und nicht nur die eine Integration durchgeführt, wie bei (a) angegeben ist. Der am Ende jedes Zeitintervalls erreichte integrierte Wert wird dann zu den entsprechenden Werten der vorangehenden n-1 Zeitintervalle (5 Zeitintervalle im Beispiel (c) ) addiert. Am Ende des Zeitintervalls 6 wird also der Wert zu den Werten der Zeitintervalle 1 bis 5 addiert, damit KT erhalten wird. In der gleichen Weise wird der integrierte Wert, der am Ende des ZeitIntervalls 7 erhalten wird, zu den den Intervallen 2 bis 6 entsprechenden Werten addiert. Die Summierung der Integrationswerte vird am Ende jedes der aufeinanderfolgenden Zeitintervalle wiederholt, indem der erhaltene Integrationswert zu den in den fünf vorangehenden Ze itIntervallen erhaltenen Integrationswerten addiert wird.

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Folglich ergibt jede Baud-Periode η (im dargestellten Beispiel sechs) Integrationswertsummen, die den Baud-Wert angeben, und nicht nur den einen Integrationswert gemäß der Kurve (a). Diese sechs Vierte können dann auf arithmetische Weise zur Optimierung der Gültigkeit der demodulierten Daten verschiedenartig verarbeitet werden. Eine sehr einfache, anschließend noch zu beschreibende bevorzugte Möglichkeit umfaßt einfach das Abspeichern der η Baud-Werte in η Registern in zyklischer Weise und das anschließende Auswählen der ersten erkennbaren digitalen Nachricht mit Hilfe vorbestimmter Bitmuster.

Es ist zu erkennen, daß die Mehrfachintegrale pro Baud-Periode in herkömmlicher Weise dadurch erzeugt werden könnten, daßnacheinaider bei jedem Nulldurchgang des Wechselstromsignals ein einzelner Integrationszyklus ausgelöst wird, der sich über eine gesamte Baud-Periode erstreckt. Wie anschließend zu erkennen sein wird, würde dies jedoch eine wesentlich umfangreichere Integrations -Hardware als die erfindungsgemäße Anordnung erfordern, nämlich sechs Integrationsschaltungen anstelle der zwei für den vorliegenden Fall noch zu beschreibenden Schaltungen. Die umfangreiche Hardware könnte zwar dadurch eliminiert werden, daß ein einzelner Nulldurchgang pro Baud-Periode überwacht wird, aus dem das integrierte Gleichstromsignal erzeugt wird, doch würde dies den Nachteil verlängerter Datenzeitperioden für die Erzielung der Baud-Synchronisierung mit sich bringen, da dann η Baud-Perioden verstreichen müßten, damit alle η Nulldurchgänge analysiert werden können (wobei beispielsweise der erste Nulldurchgang des Signals F_ in der Baud-Perlode

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"betrachtet werden muß, der achte Nulldurchgang des Signals F₁

muß usw.)

Signals F in der Baud-Periode 2 betrachtet werden

Wenn eine absolute Bezugsfrequenz benutzt wird, wird der Integrationsprozeß durchgeführt , nachdem das Trägersignal mit der Bezugsfrequenz gemischt worden ist, so daß die Polarität jedes integrierten Werts und folglich die Integrationswertsumme automatisch den Baud-Wert bestimmt. Wenn jedoch die Modulation nicht an einer absoluten Bezugsgröße bestimmt wird, sondern die Phasendifferenzmodulation angewendet wird, bei der das Bezugssignal während jeder Baud-Periode vom Trägersignal für die unmittelbar vorangehende Baud-Periode abgeleitet wird, ist die Trägersignalphase in der demodulierten Baud-Periode relativ, so daß die am Ende jedes Intervalls erhaltene Integrationswertsumme mit ihrem Gegenstück in der vorangehenden Periode verglichen werden muß. Demgemäß werden die Integrationswertsummen für eine zusätzliche Zeitperiode im Anschluß an ihre Entstehung gespeichert, so daß sie als Bezugsgrößen benutzt werden können, mit denen aufeinanderfolgende Integrationswertsummen verglichen werden. Bei der Ableitung des dem Zeitintervall 12 entsprechenden Baud-Werts wird beispielsweise die Integrationswertsumme für die sechs Zeitintervalle 7 bis 12 mit der Integrationswertsumme für die sechs Zeitintervalle 1 bis 6 verglichen. In der gleichen Weise wird der dem Zeitintervall 13 entsprechende Baud-Wert dadurch erhalten, daß die Integrationswertsumme für die sechs Zeitintervalle 8 bis 13 mit der Integrationswertsumme für die sechs Zeitintervalle bis 7 verglichen wird.

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" ¹⁶ " 300679Q

Unter Bezugnahme auf Fig.2 wird nun die bevorzugte Anordnung zur Erzielung der einzelnen Integrationswerte beschrieben. Wie der Darstellung entnommen werden kann, empfängt die Anordnung 10 das Wechselstromträgersignal F , das die

O-

Daten-Bauds mitführt, sowie das Systemfrequenzsignal F_ an der Leitung 12, die an das elektrische Energieversorgungsnetz angeschlossen ist, über das das Trägersignal F_ übertragen worden ist; F_ entspricht dabei der 60 Hz-Netzfrequenz. Das Trägersignal F_ wird über ein Bandfilter 14 übertragen, dessen Durchlaßband auf die Trägerfrequenz zentriert ist; es wird dann von einem Verstärker 16 verstärkt, dessen Ausgang das reine Trägersignal F_ ist, das als sin ( ω t + Θ) definiert ist, wobei ω gleich 2nf ist,

^c c ^c

während f die Trägerfrequenz und θ der Phasenwinkel, also die Kenngröße des Trägersignals, das den Baud-Wert definiert ist. Bei anderen Modulationsarten könnte die Kenngröße ebensogut die Frequenz oder die Amplitude des Trägersignals sein. Der Ausgang des Verstärkers 16 ist mit zwei Integrationsschaltungen 18 und 20 verbunden, die jeweils zwei Operationsverstärker 22 und 24 bzw. 26 und 28 enthalten. Diese vier Operationsverstärker 22 bis 28 sind exakt gleich so beschaltet, daß sie als Integratoren wirken; sie umfassen dazu vier Kondensatoren 30 bis 36, die jeweils ihren Ausgang mit ihrem negierenden Eingang (-) verbinden; außerdem gehören dazu vier Widerstände bis 44, die ihre nicht.negierenden Eingänge ( + ) mit Masse verbinden, sowie vier symbolisch dargestellte Schalter 44 bis 50, die jeweils parallel zu den Kondensatoren 30 bis 36 liegen. Das Ausgangssignal F_ des Verstärkers 16 wird an die negierenden . Eingänge der Verstärker 22 bis 28 über Serienwiderstände 52 und 54,

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56 und 58, 60 und 62 bzw. 64 und 66 angelegt. Die Verbindungspunkte zwischen den genannten Serienwiderstandspaaren sind über den Verstärkern 22 bis 28 zugeordnete Schalter 68 bis 74 mit Masse verbunden. Diese symbolisch dargestellten Schalter sind normalerweise in Form von Festkörperbauelementen ausgeführt.

i'ekanntlich erzeugt das zyklische Steuern des Schließens eines Schalters, beispielsweise des Schalters 68, der in einem Signalweg liegt, bei der Synchrondemodulation das Produkt des in den Signalweg eintretenden Signals und der sinusförmigen Fourier-Komponenten des Rechtecksignals am Ausgang des Schalters. Das Anlegen eines Rechtecksignals, dessen Grundkomponente cos' ( ω _t + Q_n) mit ω_ = 2 nf

c tv C u

und der Trägerfrequenz f_o sowie einem festen Bezugsphasenwinkel Q_R an den Schalter 68 ein Signal·am negierenden Eingang des Verstärkers 22, das gleich sin (ω t+θ)

cos (ω t + Q_n) ist und eine Gleichstromkomponente hat, c tt

die sin (Q- θ_β) proportional ist (diese Komponente ist hierbei gleich sin (Θ - θ_η), da angenommen wird, daß

■ κ.

die sinusförmigen Signale die Amplitude 1 haben Dieses Ergebnis ist in der bereits erwähnten US-PS 3 i?68 036 im Zusammenhang mit deren Fig.1 ausführlich beschrieben, wo zu erkennen ist, daß der Mischer 18 zur Erzeugung des erforderlichen Produkts vorzugsweise durch den elektronischen Schalter 68 der vorliegenden Erfindung gemäß Fig.2 ersetzt worden ist. Keine weiteren Produkte des Trägersignals und der Fourier-Komponenten erzeugt ein Gleichstromsignal, so daß sie aus diesem Grund hier nicht interessieren. Wenn der Schalter 44 offen ist und der Schalter 68 entsprechend dem Steuerrechtecksignal betätigt wird, das durch seine Grundkomponente

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cos (ω + + ©_D) repräsentiert wird, bewirkt die an c ti

den negierenden Eingang des Verstärkers 22 angelegte Gleichspannung eine lineare Veränderung der am Kondensator 30 erzeugten Spannung, so daß am Ausgang des Verstärkers 22 der Integrationswert der Gleichspannungskomponente mit gleicher Polarität entsteht. Da der Schalter 68 während jeder zweiten Halbperiode des Signals F_ geschlossen ist,.wobei der Verstärker 22 während dieser Zeitperiode nicht integrieren kann, erzeugt diese Halbwellenintegration keine glatte Rampe,, wie bei (c) von Fig.1 angegeben ist, sondern eine Folge von Rampen, die durch Stufen voneinander getrennt sind. Dies beeinflußt natürlich nur den am Ende des Integrationszeitintervalls erreichten Integrationswert, jedoch nicht das Integrationsprinzip. Wenn eine glatte Rampe im gesamten Integrationszeitintervall erwünscht ist, kann die Schaltung von Fig.2 mit der in Fig.5 dargestellten und noch zu erklärtenden Schaltung ergänzt werden. Wenn die Integrationsperiode gleich einem der Zeitintervalle entsprechend der Kurve (c) von Fig.1 gemacht wird, ist der am Ende des Integrationszeitintervalls erreichte Wert gleich KT/12 sin (θ - Ö_R). Beim Durchlaufen der oben erläuterten Schritte ist zu erkennen, daß das Anlegen eines Steuerrechtecksignals an den Schalter 70, dessen Grundkomponente sin (ω t + θ_η) ist, am Ausgang

C tv

des Verstärkers 24 am Ende eines Integrationszeitintervalls den Integrationswert KT/12 sin (Θ - Θ_Ώ)

tt

erzeugt, solange der Schalter 46 für die Dauer des Zeitintervalls offen bleibt.

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Wenn ein vom Trägersignal getrenntes absolutes Bezugssignal wie im absoluten Modulationsverfahren angewendet wird, würden die Steuersignale sin ( ω t + 9„) und cos (ω t + © direkt aus dem Bezugssignal abgeleitet, so daß Q~ normalerweise Null wäre und die Vorzeichen von sin (θ) und cos (Q) würden automatisch den Baud-Wert definieren. Wenn jedoch wie hier die Phasendifferenzmodu]£fcion angewendet wird, wird der Baud-Wert durch Eliminieren von 9_R und durch Erzeugen des Sinuswerts und des Cosinuswerts von (θρ - θ-]) bestimmt, wobei der Index 2 der gerade demodulierten Baud-Periode entspricht, während der Index 1 der vorangehenden Baud-Periode entspricht. Dies wird später noch genauer erläutert.

In ähnlicher Weise werden die Signale cos (ω t + Ö_D) und sin (ω t + Q_R) an die Schalter 72 bzw. 74 angelegt, damit an den Ausgängen der Verstärker 26 und 28 die Signale KT/12 sin(9 - Q_R) und KT/12 cos (Q- Q_R) zur Definition des Trägerphasenwinkels während eines Zeitintervalls (gegenüber einem festen Bezugsphasenwinkel θ_η) erzeugt.werden. Während eine der Integrationsschaltungen 18 und 20 integriert,wird die andere initialisiert, (jedoch nur nach der Durchführung einer Analog-Digital-Umsetzung, wie noch erläutert wird), damit sie für das IntegrationsIntervall vorbereitet wird, indem die zugehörigen Kondensatoren über die zugehörigen, parallel dazu geschalteten Schalter entladen werden. Wenn beispielsweise während des Zeitintervalls 1 der Kurve (c) von Fig.1 die Schalter 44 und 46 offen sind,

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während die Schalter 68 und 70 in Betrieb sind, führt die Integrationsschaltung 18 einen Integrationsvorgang durch, wobei in dieser Zeitperiode die Schalter 48 und 50 geschlossen sind, damit ihre jeweiligen Kondensatoren 34 und 36 zur Vorbereitung der Integrationsschaltung für den Integrationszyklus während des Integrationsintervalls 2 entladen werden. Während des Integrationsintervalls 2 werden dabei natürlich die Schalter 44 und geschlossen, damit sich ihre Kondensatoren 30 und 32 zur Vorbereitung der Integrationsschaltung 18 für den nächsten Integrationszyklus während des Intervalls 3 entladen können. Es ist also zu erkennen, daß die Integrationsschaltung 18 während ungeradzahliger Zeitintervalle integriert und während geradzahliger Zeitintervalle entlädt, während die Integrationsschaltung20 umgekehrt während der geradzahligen Zeitintervalle integriert und während der ungeradzahligenZeitintervalle entlädt.

Die oben geschilderten Schalterbetätigungen werden in den Zeitdiagrammen von Fig.4 wiedergegeben;darin sind die ersten vier Signale dem Steuern des Betriebs der Schalter 68 bis 74 zugeordnet, und die nächsten zwei Signale steuern die Schalter 44 und 46 sowie 48 und 50. Ein hoher Signalwert der in Fig.4 dargestellten Signale entspricht einem offenen Schalter, während ein niedriger Signalwert angibt, daß der Schalter geschlossen ist. Die in Fig.4 angegebenen Signale werden aus dem Systemfrequenzsignal F_ erzeugt, indem dieses Signal zunächst durch ein Tiefpaßfilter 76 geschickt wird, das in Fig.2 dargestellt ist und unerwünschte Frequenzen, beispielsweise das Trägersignal F , eliminiert, und das dann durch einen Begrenzer 78 übertragen wird,

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damit ein Ausgangssignal mit Rechteckverlauf entsteht, dessen Frequenz und Phase in Übereinstimmung mit dem Systemfrequenzsignal F_ sind. Das Ausgangssignal des Begrenzers 78 wird einer Phasenregelschaltung 80 zugeführt, damit an deren Ausgang ein Rechtecksignal entsteht, dessen Frequenz gleich dem vierfachen Wert der TrägerSignalfrequenz F_ ist, die mit der Fhase des Systemfrequenzsignals F₀ starr verriegelt ist.

Wenn sich die Frequenz des Systemfrequenzsignals F.

beispielsweise unter ungünstigen Bedingungen ändert, ändert sich auch die Frequenz 4f„ am Ausgang der Phasenregelschaltung 80. Das Ausgangssignal der Phasenregelschaltung 80 wird einer durch vier teilenden Teilerschaltung 82 zugeführt, die zwei Ausgangssignale abgibt, deren Frequenz gleich der Trägersignalfrequenz F_ ist und deren Phasenwinkel Q_n darauf bezogen ist; diese

ti

Signale sind mathematisch nur durch ihre jeweiligen sinusföimigen Grundkomponenten angegeben. Die zwei Ausgangssignale weisen eine Phasendifferenz von 90° auf, so daß eines eine Sinusfunktion bildet, während das andere eine Cosinusfunktion bildet. Das Cosinus-Ausgangssignal der Teilerschaltung 82 wird einem, ersten Eingang eines UND-Glieds 84 zugeführt, das ein zweites Eingangssignal vom Ausgang des Begrenzers 78 empfängt, so daß es das Rechtecksignal während des ersten Integrationsintervalls des in Fig.4 dargestellten Systemfrequenzsignals F und während aller nachfolgenden

ungeradzahligen Integrationsintervalle zu seinem Ausgang S/-o durchläßt. Während dieser ungeradzahligen Integrationsintervalle wird das Signal Sg₈ bei freigegebenem UND-Glied 84 an den Schalter 68 angelegt, damit dieser synchron geöffnet und geschlossen wird, was,

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wie bereits erwähnt wurde, der Mischfunktion des Mischers 18 der bereits erwähnten US-PS 3 368 036 äquivalent ist. Folglich wird am Verbindungspunkt des Schalters 68 mit den Widerständen 52 und 54 das Produkt der Signale sin ( ω_Qt + θ )_Und cos ( w_ct + 0_R) erzeugt. Während dieser Zeitperiode ist zu beachten, daß die Schalter 44 und 46 geöffnet sind, damit sich an ihren zugehörigen Kondensatoren 30 und 32 in linearer Weise während des Integrationszeitintervalls eine Spannung aufbauen kann. t)a der Schalter 68 während der Hälfte des Integrationszeitintervalls geschlossen ist, was den Kondensator daran hindert, einen Ladestrom zu empfangen, ist die Integrationskurve keine glatte Rampe, wie sie in Fig.1 dargestellt ist, sondern eine Folge von kleinen Rampen, wenn der Schalter 68 offen ist (was während der Halbzyklen des Rechtecksignals mit hohem Signalwert der Fall ist), wobei diese kleinen Rampen durch ebene Abschnitte verbunden sind, die auftreten wenn der Schalter 68 geschlossen ist ( während der Abschnitte des Rechtecksignals Sgg mit niedrigem Signalwert).

Wenn eine Integration im Verlauf des gesamten Integrationsintervalls gewünscht wird, damit beispielsweise ein hohes Integrationssignal erzeugt wird, dann kann jeder der Operationsverstärker 22 bis 28 durch eine zusätzliche Schaltung ergänzt werden, die in Fig.5 in Verbindung mit dem Operationsverstärker 22 dargestellt ist. Wie dort zu erkennen ist, sind die Misch- und Integrationsfunktionen vollständig voneinander getrennt worden, indem der synchron arbeitende Schalter 68 am Verbindungspunkt von zwei Widerständen 86 und 88 angeschlossen wird, wobei

0 3 0 Q 3 6 / Q 7 8 6

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der Widerstand 88 mit dem nichtnegierenden Eingang eines weiteren Operationsverstärkers 90 verbunden ist.Das Trägersignal F wird dem nicht negierenden Eingang über die Serienwiderstände 86 und 88 und dem negierenden Eingang über einen Widerstand 92 zugeführt. Mit einem weiteren Widerstand 94, der zwischen den Ausgang und den negierenden Eingang des Operationsverstärkers 90 eingefugt ist, wird ein Vollwegmischer mit dem Verstärkungsfaktor 1 erzeugt, in dem die Widerstände 92 und 94 sowie die Widerstände 86 und 88 gleichgemacht werden. Solange ein am Verbindungspunkt der dem Operationsverstärker 22 zugeordneten Widerständen 52 und 54 angeschlossener weiterer Schalter 97 während des vollen Integrationsintervalls offen gelassen wird, wird am Ausgang des Verstärkers 22 eine glatte, lineare Rampe, ohne gtufen im Signalverlauf erhalten.

Am Ende des Integrationsintervalls ist das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 22 der integrierte Wert der Gleichstromkomponente für das Produkt aus sin ( u>_ct + Θ,,) und cos ( cj_ct + 6_R) nämlich KT/12 sin (Θ,, - G_R). Außerdem ist zu erkennen, daß das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 24 an diesem Zeitpunkt gleich KT/12 cos (G₁ - 9_R) ist, weil an den Schalter 70 das Signal sin ( _ω t + 0_R) über das UND-Glied 96 angelegt wird, das am zweiten Eingang ein Signal vom -Ausgang des Begrenzers 78 empfängt. Ferner ist zu erkennen, daß an den Ausgängen der Operationsverstärker 26 und 28 am Ende des zweiten Integrationszeitintervalls die Signale KT/12 sin (Q₂ - 9_R) bzw. KT/12 cos (θ₂ - e_R) auftreten, weil an den Schalter 72 über das UND-Glied 98 das Signal cos ( co_ct + ©_R) und an den Schalter 74 über das UND-Glied 100 das Signal sin ( ω t + Q_n) angelegt werden. Die beiden UND-Glieder 98 und 100 empfangen ein

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zweites Eingangssignal, das vom Ausgang des Begrenzers 78 abgeleitet ist und zunächst im Negator 102 negiert worden ist. Folglich werden diese UND-Glieder während der geradzahligen Integrationsintervalle des Systemfrequenzsignals F freigegeben, so daß sie ihre jeweiligen Rechtecksignale durchlassen.

Die Ausgangssignale der Verstärker 22 bis 28 werden über vier einzelne Schalter 106 bis 112 an einen Analog-Digital-Umsetzer 104 angelegt. Die analogen, dem Integrationswert entsprechenden Ausgangssignale der Verstärker bis 28 werden auf diese Weise in üigitalwerte am Ausgang des Analog-Digital-Umsetzers 104 umgesetzt und wegen des aufeinanderfolgenden Schließens der Schalter 106 bis 112 in multiplexierter Weise an die Sammelleitung 113 angelegt, die vorzugsweise eine mehradrige Leitung für einen Betrieb mit parallelen Bits ist. Beispielsweise wird der Schalter 106 nach Beendigung des ersten Integrationsintervalls durch ein Signal mit niedrigem Wert am Ausgang einer monostabilen Kippschaltung 114 erzeugt, die durch die fallende Flanke des Ausgangssignals des Begrenzers , nämlich des Signals F₀, ausgelöst wird. Nachdem eine genügende Zeitperiode für die Durchführung der Umsetzung verstrichen ist, wird der Schalter 106 am Ende der Haltezeit der monostabilenKippschaltung geöffnet, und der Schalter 108 wird vom gleichen Ausgangssignal der monostabilen Kippschaltung 114 über eine Verzögerungsschaltung 116 geschlossen. Im Anschluß an die Analog-Digital-Umsetzungen für die Ausgangssignale der Verstärker und 24 werden ihre jeweiligen Kondensatoren 30 und 32 durch Schließen der Schalter 44 und 46 entladen. Das Signal für diesen Vorgang wird durch Auslösen einer monostabilen

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Kippschaltung 118 durch die fallende Flanke des Ausgangssignals der Verzögerungsschaltung 116 abgeleitet. In der gleichen Weise wird der Schalter 110 während jedes ungeradzahligen Integrationsintervalls nach dem geradzahligen Integrationsintervall der zugehörigen Integrationsschaltung 20 durch das Ausgangssignal einer monostabilen Kippschaltung 120 geschlossen, die durch die ansteigende Flanke des Ausgangssignals des Begrenzers 78 ausgelöst wird. Der Schalter 112 wird dann dadurch geschlossen, daß das Ausgangssignal der monostabilen Kippschaltung 120 durch die Verzögerungsschaltung übertragen wird. Die Schalter 48 und 50 werden zum Entladen ihrer zugehörigen Kondensatoren 34 und 36 über eine monostabile Kippschaltung 124 geschlossen, die von der fallenden Planke des Ausgangssignals der Verzögerungsschaltung 122 aktiviert wird. Die Zeitsteuersignale für die geschilderten Entlade- und Umsetzungsvorgänge sind in Fig.4 dargestellt.

Wie in Fig.3 dargestellt ist, enthält die Speicherschaltung für die dem integrierten Wert entsprechenden digitalen Ausgangssignale des Analog-Digital-Umsetzers 104 an der Sammelleitung 113 eine Gruppe mit sechs in Serie geschalteten Registern 126 entsprechend der um 90° phssenverschobenen Komponente (Sinuskomponente) und eine weitere Gruppe mit sechs in Serie geschalteten Registern 128 entsprechend der phasengleichen Komponente (Cosinus-Komponente). Jedesmal dann, wenn ein neuer digitaler Integrationswert I (wobei der Index c das laufende Intervall angibt) am Ausgang des Analog-Digital-Umsetzers 104 erzeugt wird, wird er im ersten Register einer Registergruppe abgespeichert,

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wobei die um 90° phasenverschobene Komponente in das Register 130 der Gruppe 126 eingegeben wird, während die phasengleiche Komponente in das Register 132 der Gruppe 128 eingegeben wird. Unmittelbar davor wird der Wert in jedem Register in das nächste Register in der seriellen Kette geschoben, so daß der Wert, der im Register 130 gespeichert war, zum Register 134 weitergegeben wird und der im Register 132 gespeicherte Wert zum (nicht dargestellten) nächsten Register in der Gruppe 128 weitergegeben wird. Die in den letzten Registern der Registergruppen, nämlich im Register 138 der Gruppe 126 und im Register 140 der Gruppe 128,gespeicherten Werte werden nicht, mehr festgehalten, wenn sie durch den vom vorangehenden Register empfangenen neuen Wert ersetzt werden. Der obige Ablauf wird durch die Bezeichnung ~t ^ bis I_c„5 für die Register in den Gruppen 126 und 128 repräsentiert. Die Register der Gruppe 126 für die um 90° phasenverschobene Komponente werden vom Ausgangssignal einer monostabilen Kippschaltung 131 getaktet, die in Fig.2 dargestellt ist und am Ende des Analog-Digital-Umsetzungsvorgangs durch die Hinterflanke des Analog-Digital-Steuerimpulses (A/D-Umsetzungssignal in Figo4) ausgelöst wird, damit die der um 90° phasenverschobenen Komponente zugeordneten Schalter 106 und 110 über ein ODER-Glied 133 gesteuert werden, deren Eingänge mit den Ausgängen der monostabilen Kippschaltungen 114 und 120 verbunden sind. In der gleichen Weise werden die Register der Gruppe 128 für die phasengleiche Komponente vom Ausgangssignal einer monostabilen Kippschaltung 135 auf Grund der Hinterflanke des Analog-Digital-Steuerimpulses getaktet, damit die der phasengleichen

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Komponente zugeordneten schalter 108 und 112 über ein ODER-Glied 135 gesteuert werden, deren Eingänge mit den Ausgängen der Verzögerungsschaltungen 116 und 122 verbunden sind.

Beim Empfang jedes neuen digitalen Integrationswerts I

werden die Ausgangssignale der Register in jeder Registergruppe 126 und 128, die die entsprechenden Integrationswerte für die fünf vorausgehenden Intervalle (c-1 bis c-5) bilden, in zugehörigen digitalen Addierschaltungen 140 und digital summiert. Die digitalen Integrationswertsummen der Addierschaltungen 140 und 142, die sich in der Form

X=C

^c-5

darstellen lassen, werden dann an Register 144 bzw. 146

angelegt, die jeweils die ersten Register von zwei Gruppen 148 bzw. 150 aus jeweils sieben hintereinander geschalteten Registern sind. Wie bei den Registergruppen 126 und 128 gibt jedes Register in den Gruppen 148 und 150 den in ihm gespeicherten Wert zum nächstfolgenden Register weiter, bevor es den im vorangehenden Register gespeicherten Wert empfängt, was unter der Steuerung durch das Taktausgangssignal der monostabilen Kippschaltung 131 bzw. der monostabilen Kippschaltung 135 erfolgt. Da jede Gruppe 148 und 150 sieben Register enthält, sind schließlich in den letzten Registern 152 und 154 der Gruppen 148 bzw. 150 nach seaha» Integrationsintervallen schließlich die Summen aus sechs integrierten Werten gespeichert, die in die ersten Register 144 und 146 eingegeben worden sind. Da bei der Phasendifferenzmodulation jede Baud-Periode mit der vorangehenden Baud-Periode verglichen wird, die als Bezugswert dient, und da hier sechs Integrationsintervalle einen vollen Baud-Periodenzyklus bilden, wird 030036/0786

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das Ausgangssignal des Registers 144, das sin (θ₂ - 9_R) proportional ist, wird mit dem Ausgangssignal des Registers verglichen, das sin (θ^ - 0_R) proportional ist, wobei der Index 2 eine laufende Summierperiode angibt, während der Index 1 die vorangehende Summierperiode angibt. In der gleichen Weise werden die Ausgangssignale der Register und 154, die cos (θρ - Q_R) bzw. cos (G^ - G_R) proportional sind, für den Vergleich verwendet, damit der Bezugswinkel O_n

eliminiert und die Phasenwinkelvoreilung von Gg - Θ-] in aufeinanderfolgenden Baud-Perioden erhalten wird. Wie in der US-PS 3 368 036 angegeben ist, werden die Ausgangssignale der Register 144 und 152 in einer digitalen Multiplizierschaltung I56 multipliziert und mit dem Produkt der Ausgangssignale der Register 146 und 154 am Ausgang einer digitalen Multiplizierschaltung 158 in einer digitalen Addierschaltung I60 addiert, damit der Ausdruck cos (Θ2 - Q^ ) erhalten wird. Der Ausdruck sin (θρ - Q₁) wird dadurch erhalten, daß das Produkt der Ausgangssignale der Register 152 und 146 am Ausgang einer digitalen Multiplizierschaltung 162 mit dem negativen Wert des Produkts der Ausgangssignale der Register 144 und 154 am Ausgang einer digitalen Multiplizierschaltung 164 in einer digitalen Addierschaltung 166 addiert wird. Die Vorzeichen der Ausgangssignale der Addierschaltungen und 166 definieren die von dem Baud mitgeführten, aus zwei Bits bestehenden Werte, die von der Summe der integrierten Werte entsprechend den sechs Integrationsintervallen repräsentiert werden, die seriell am Ausgang einer Decodierschaltung 168 mit dem angegebenen Format erscheinen. Da während jeder Baud-Periode sechs solche Zeitintervalle vorhanden sind, ist ohne weiteres erkennbar, daß zur Auswahl des richtigen Baud-Werts sechs Werte aus Baud-

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Daten vorhanden sind, die jeweils aus zwei Bits bestehen_o Diese sechs Werte werden in einer Gruppe aus sechs Registern 170 durch zyklisches Anlegen unter der Steuerung einer Register freigäbe schaltung 172 mit einer Zählkapazität 6 alqgsspeich=rt; die vom Ausgangssignal am Begrenzer 78 einmal während jedes Integrationszeitintervalls ausgelöst wird. Während jedes Zeitintervalls werden die zwei, den Baud-Wert definierenden Datenbits seriell vom Ausgang· des Decodierers 168 in das freigegebene Register 170 in ihrer richtigen Reihenfolge getaktet. Die zwei Taktimpulse zum Eingeben der zwei seriellen Bits in jedes der Register 170 können einfach von der Registerfreigabeschaltung 172 über einen Ringzähler mit der Zählkapazität 6 geliefert werden, dessen Ausgangsleitungen einzeln jeweils über zwei (nicht dargestellte) monostabile Kippschaltungen für jede Leitung an die Register 170 angeschlossen sind. Nachdem zwei Bits in das letzte Register, beispielsweise das unterete Register eingegeben worden sind, werden die nächsten zwei Bits in das erste Register 170, beispielsweise das oberste Register, eingegeben. Auf diese Weise wird die ausgesendete Nachricht, die aus irgendeiner Anzahl serieller Bits besteht, in den sechs Registern I70 gebildet. Für die Auswahl, welches oder welche Register am wahrscheinlichsten eine fehlerfreie Nachricht enthalten, stehen zwar verschiedene Verfahren zur Verfügung, doch besteht die einfachste und am meisten bevorzugte Möglichkeit darin, eines der Register für das Erfassen der Nachricht dadurch auszuwählen, daß die gesamte Nachricht im Hinblick auf ein erkennbares Bitmuster in einem angegebenen Abschnitt, beispielsweise im Vorsatz und in Adressenfoldern überwacht wird. Das erste Register 170, das das erforderliche Bitmuster

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wiedergibt, -wird als das Register angesehen, das eine annehmbare, fehlerfreie Nachricht enthält. Der obige Ablauf wird durch die Verwendung einer Gruppe aus sechs Komparatoren 174 bewirkt, die jeweils das gleiche Bitmuster enthalten, mit dem die Inhalte jeweils eines anderen Registers 170 verglichen werden. Sobald in erfolgreicher Vergleich durchgeführt ist, erzeugt der dabei beteiligte Komparator ein Ausgangs signal, das zur Übertragung der Nachricht in seinem zugehörigen Register zu einer (nicht dargestellten ) Dauerspeichervorrichtung für die anschließende Ausnutzung verwendet werden kann.

Wie zu erkennen ist, kann das Festhalten jeder Integrationswertsumme für η aufeinanderfolgende Zeitintervalle nach ihrer Erzeugung für Referenzzwecke auch auf andere Weise durchgeführt werden, als im Zusammenhang mit Fig.3 beschrieben wurde. Beispielsweise können anstelle jeder Gruppe 148 und 150 aus sieben Registern sechs Register zum Speichern der sechs Integrationswerte entsprechend den Integrationsintervallen 7 bis 12 vor dem laufenden Integrationsintervall verwendet werden, und zum Summieren dieser Werte könnte eine digitale Addierschaltung verwendet werden. Das Ausgangssignal dieser Addierschaltung würde in diesem Fall natürlich gleich dem Ausgangssignal des Registers 152 für die um 90° phasenverschobene Komponente oder des Registers 154 für die phasengleiche Komponente sein; wobei ein Bezugswert entsteht, mit dem die Ausgangssignale der Addierschaltungen 140 bzw. 142 verglichen werden können.

Wie oben ausgeführt worden ist, wird mit Hilfe der Erfindung ein Integrationsverfahren geschaffen, das beim Demodulieren digitaler Daten verwendet werden kann,

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die durch ein Trägersignal übertragen werden, das eine sich während jeder Baud-Periode in vorbestimmter Weise entsprechend den Daten ändernde Kenngröße aufweist. Ohne Beeinträchtigung der Nachrichtenempfangszeiten ist nur ein minimaler Geräteaufwand angewendet. Die Erfindung ist hier im Zusammenhang mit einem speziellen Anwendungsfall beschrieben worden, nämlich im Zusammenhang mit der Entwicklung mehrerer Baud-Werte pro Baud-Periode, aus denen eine gültige Nachricht ausgewählt wird, damit die Probleme der Mehrdeutigkeit der Nulldurchgänge bei der Datendemodulation vermieden werden, wie speziell in der bereits erwähnten USA-Patentanmeldung SN 015 672 ausgeführt ist, doch sind auch andere Anwendungsmöglichkeiten erkennbar. Das beschriebene Integrationsverfahren könnte ohne weiteres auch dazu benutzt werden, einen bestimmten Nulldurchgang des Wechselstromsignals anzugeben, auf den zum Zwecke der Baud-Zeitsteuerung synchronisiert wird; dies ist eine Alternativlösung zu dem Mehrdeutigkeitsproblem bei der Datendemodulation, das speziell in der ebenfalls bereits erwähnten USA-Patentanmeldung SN 015 014 angesprochen wurde. Für den Fachmann ist ohne weiteres erkennbar, daß im Rahmen der Erfindung noch weitere Abwandlungen und Änderungen möglich sind.

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Leerseite

Claims

Patentansprüche

Ί,ι Anordnung zum Demodulieren eines Träger signals, das mit digitalen Daten moduliert ist, die eine Kenngröße des Trägersignals während Jeder Baud-Periode in vorbe&immter Weise zur Identifizierung des Baud-Werts während der Baud-Periode verändern , gekennzeichnet durch eine Umsetzungsvorrichtung zum Umsetzen der Trägersignalkenngröße in ein Gleichstromsignal, eine Zeitsteuervorrichtung zum Unterteilen jeder Baud-Periode in η Zeitintervalle, eine Integrationsvorrichtung zum Integrieren des Gleichstromsignals in jedem der Zeitintervalle und eineSummiervorrichtung, die das am Ende jedes Zeitintervalls erreichte integrierte Gleichstromsignal mit den am Ende der vorangehenden n-Zeitintervalle erreichten integrierten Gleichstromsignalen summiert.
2. Anordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Speichervorrichtung zum Speichern der Summenwerte der integrierten Gleichstromsignale.

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3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Integrationsvorrichtung zwei Integratoren enthält, die das Gleichstromsignal jeweils während abwechselnder Zeitintervalle integrieren, während der jeweils andere als Vorbereitung auf einen Integrationszyklus auf einen vorbestimmten Stand voreingestellt wird.
4. Anordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitsteuervorrichtung von einem Wechselstromsignal gesteuert i_st, daß η die Anzahl der Nulldurchgänge des Wechselstromsignals während jeder Baud-Periode ist und daß jedes Zeitintervall an einem der Nulldurchgänge ausgelöst ist.
5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Wechselstromsignal der Frequenz eines elektrischen Versorgungssystems entspricht, über das das Trägersignal übertragen wird.
6. Verfahren zum Demodulieren eines Trägersignals, das mit digitalen Daten moduliert ist, die eine Kenngröße des Trägersignals während jeder Baud-Periode in vorbestimmter Weise zur Identifizierung des Baud-Werts während der Baud-Periode verändern, dadurch gekennzeichnet, daß die Kenngröße des Trägersignals in ein Gleichstromsignal umgesetzt wird, daß jede Baud-Periode in η Intervalle unterteilt wird, daß das Gleichstromsignal in jedem der Zeitintervalle integriert wird und daß das am Ende jedes Zeitintervalls erreichte integrierte Gleichstromsignal mit den am Ende der vorangehenden n-i Zeitintervalle erreichten integrierten Gleichstromsignale summiert wird.

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7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Summenwerte der integrierten Gleichstromsignale
gespeichert werden.
8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Unterteilen von einem Wechselstromsignal gesteuert wird, daß η die Anzahl der Nulldurchgänge des Wechselstromsignals während jeder Baud-Periode ist und daß jedes Intervall "bei einem der Nulldurchgänge begonnen wird.
9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Wechselstromsignal der Frequenz eines elektrischen Versorgungssystems entspricht, über das das Trägersignal übertragen wird.

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