DE4429525A1 - Kombinations-Mehrwege-Empfänger für Mobil- und Innenbereich-Funkkanäle - Google Patents
Kombinations-Mehrwege-Empfänger für Mobil- und Innenbereich-FunkkanäleInfo
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Description
Diese Anmeldung ist mit den U.S. Patentanmeldungen
"Channel State Information From Received Signal Phase Angles"
von S. Chennakeshu, R. Koilpillai and R. Toy, "Post Detection
Weighted Vector Combining Diversity Receivers Using Phase
Metrics for Mobile and Indoor Radio Channels" von S.M.
Hladik, S. Chennakeshu und "Adaptive Phase-Lockeed Loop
Employing Channel State Information From Received Signal
Phase Angles" von S. Chennakeshu, R. Koilpillai and R. Toy,
verwandt, die alle dem vorstehenden Anmelder übertragen sind
und hiermit durch Bezugnahme beinhaltet sind.
Die vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen die
Übertragung digitaler Informationen und insbesondere die
Bewertung einer Kanalstatusinformation, die beim Dekodieren
übertragener digitaler Daten eingesetzt wird.
Digitale Informationen werden von einer Stelle zu einer
anderen über einen Kanal übertragen. "Kanal" ist ein
allgemeiner Begriff, der sich auf das Medium bezieht, über
welches ein Signal übertragen wird. Der Kanal kann eine
Funkübertragung, eine Übertragung in einem lokalen Netz
(LAN), eine Telefonübertragung, usw. darstellen. In jedem
Falle unterscheidet sich das empfangene Signal von dem
gesendeten Signal aufgrund der Übertragungseffekte im Kanal.
Bei den meisten digitalen Übertragungssystemen ist es
wünschenswert, eine Kenntnis dieser Kanalinformation, die als
Kanalstatusinformation (CSI- channel status information)
bekannt ist, zu jedem Zeitpunkt zu besitzen, um die
übertragene Information korrekt zu dekodieren.
Typischerweise wird die Kanalstatusinformation CSI unter
Verwendung von Synchronisationssignalen abgeleitet, welche
Tonsignale oder ein Satz senderseitig gesendeter Pilotsymbole
sein können. Die Synchronisationssignale sind vorab fest
gelegt und im Empfänger gespeichert. Während der Übertragung
vergleicht der Empfänger die gespeicherten Synchronisations
signale mit den empfangenen Signalen und bewertet die
Kanalimpulsantwort (CIR - Channel Impulse response). Dieses
kann mittels eines Ansatzes des gemittelten quadratischen
Fehlers oder des kleinsten Fehlerquadrates durchgeführt
werden.
Das empfangene Signal kann als ein Vektor mit einer
Amplitudenkomponente und einem Phasenwinkel betrachtet
werden. In vielen Anwendungen wird nur der Phasenwinkel des
Empfangssignals zum Dekodieren des Signals verwendet, wie
beispielsweise im Falle der Differentialdetektion. Der Grund
für die Verwendung nur der Phasenwinkel liegt darin, daß der
Empfänger vereinfacht werden kann. Weiterhin ist die
Übertragung bei Verwendung der Differentialkodierung und
-Detektion unempfindlicher gegenüber Schwund (Fading) und
Frequenzverschiebungen aufgrund des Dopplereffekts. In
anderen Situationen kann das empfangene Signal schaltungs
bedingt begrenzt sein, wobei die Amplitude auf einen
maximalen Amplitudenwert begrenzt ist, und somit nur die
Phasenwinkel des Empfangssignals zum Dekodieren zur Verfügung
stehen. Das Übertragungssignal wird mit periodisch zwischen
den Synchronisationssignalen eingeschobenen Nachrichtendaten
gesendet. Daher muß bei der Abwesenheit bekannter
Synchronisationssignale (Pilot- oder Tonsignale) die Kanal
statusinformation CSI aus der vorhergehenden CSI oder aus dem
Empfangssignal direkt bestimmt werden.
Die CSI kann in einer Anzahl verschiedener Arten für die
Verbesserung der Detektion des Sendesignals eingesetzt
werden. Einige Beispiele sind:
Eine typische Implementation einer Nach-Detektion-Mehr
wegeselektion (post- detektion selection diversity) verwendet
mehrere Antennen, die jeweils einem getrennten Empfangszweig
zugeordnet sind. Die Daten werden in jedem Empfangszweig
unabhängig demoduliert, um ein Ausgangssignal zu erzeugen.
Die Kanalstatusinformation CSI jedes Ausgangssignals wird
bestimmt und das Ausgangssignal mit dem besten CSI-Wert wird
für die Symboldekodierung verwendet. Die Entscheidung,
welches der Empfängerausgangssignale dekodiert werden soll,
kann von Symbol zu Symbol (auf Einzelsymbolbasis) getroffen
werden.
In einem kohärenten Übertragungssystem ist es üblich,
eine Schaltung zu verwenden, welche Trägerfrequenzänderungen
folgt und sich auf diese einstellt, die allgemein als phasen
synchronisierte Schleife oder PLL-Schaltung (phase locked
loop) bekannt ist. Die PLL-Schaltung führt Korrekturen auf
der Basis eines erkannten Fehlers aus. Bei schlechter
Kanalqualität werden nicht korrekte Aktualisierungssignale an
die PLL-Schaltung weitergeleitet wodurch diese instabil
werden kann. Dieses kann durch die Verwendung der CSI-
Information zum Einstellen der PLL-Adaptation entsprechend
den Kanalbedingungen verhindert werden. Ein ähnliches
Argument gilt für PAL-Phaseneinstellschaltungen (phase
adjustment loops) die in Dekodern nach dem Prinzip der
Bestimmung der maximalen Folgenwahrscheinlichkeit (MLSE-
Dekodern - maximum likelihood sequence estimation) eingesetzt
werden, welche der Trägerphase folgen.
Die Fehler/Lösch-Dekodierung (Errors and Erasure deco
ding) wird typischerweise bei Vorwärts-Fehlerkorrektur
verfahren eingesetzt. Jedes dekodierte Bit oder Symbol wird
als gut oder korrupt identifiziert. Die korrupten
Bits/Symbole werden als solche markiert. Ein gutes Bit/Symbol
wird als solches dekodiert, während ein korruptes Bit/Symbol
ignoriert wird. Das empfängerseitige redundante Fehler
korrekturverfahren leitet ein Ersatzbit/Symbol für jedes
korrupte Bit/Symbol aus den verbliebenen Bits/Symbolen ab.
Wenn das korrupte Bit/Symbol bei der Dekodierung verwendet
wird, kann ein Fehler gemacht werden, welcher wiederum
weitere Fehler verursachen kann. Somit verbessert die
Löschdekodierung die Bitfehlerrate (BER - bit error rate)
beträchtlich. Zum Ausführen einer derartigen Löschdekodierung
ist eine auf Einzelsymbolen beruhende Bewertung der
Kanalstatusinformation CSI erforderlich.
Gegenwärtig gibt es einen Bedarf nach einem geeigneten
Maß für die Kanalqualität (CSI) auf der Basis des
Empfangssignal-Phasenwinkels.
Es werden über einen Kanal übertragene Signale empfangen,
und die als Signal/Stör-Verhältnis (SIR - signal to impair
ment ratio) bezeichnete Kanalqualität für den Kanal bestimmt.
Dieses Signal/Stör-Verhältnis SIR berücksichtigt nicht nur
durch das durch das weiße Gaußsche Rauschen, sondern auch das
durch die Intersymbolinterferenz, die Nachbarkanalinterferenz
und die Zweitkanalinterferenz induzierte Datenrauschen. Ein
momentanes und ein gemitteltes Signal/Stör-Verhältnis SIR
wird aus Phasenwinkeln des Empfangssignals unter Verwendung
der Bewertungsprinzipien der maximalen Wahrscheinlichkeit ML
(maximum likelihood) und der nachträglichen Maximumbewertung
MAP (maximum a posteriori) bestimmt. Die SIR-Werte werden in
einer Anzahl von Anwendungen verwendet. Sie sind insbesondere
bei der Fehler/Lösch-Dekodierung, dem Nach-Detektion-
Mehrwegeantennenverfahren und der Kohärenzdetektion bei
Verwendung von PLL-Schaltungen nützlich.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Maß
für die Bewertung der Kanalstatusinformation (CSI) bereit
zustellen, das von den Phasenwinkeln des Empfangssignals
abgeleitet werden kann.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist das
Bereitstellen eines Verfahrens zum Bestimmen der CSI, das
keine Ton- oder Pilotsignale erfordert.
Noch eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist
das Bereitstellen eines Verfahrens zum Bestimmen der CSI in
Systemen, in denen nur die Phasenwinkel der Symbole zur
Verfügung stehen, wie zum Beispiel in Systemen, die
schaltungsbedingt begrenzte Signale verwenden, oder in
Systemen, die Phasendetektoren verwenden.
Die für neu erachteten Merkmale der Erfindung werden im
Detail in den beigefügten Patentansprüchen ausgeführt. Die
Erfindung selbst kann jedoch, sowohl was ihren Aufbau und
ihre Betriebsweise betrifft, zusammen mit weiteren Aufgaben
und Vorteilen an besten unter Bezugnahme auf die nachstehende
Beschreibung von Ausführungsformen in Verbindung mit den
beigefügten Zeichnungen verstanden werden. Es stellen dar:
Fig. 1 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines Nach-
Detektion-Mehrwegeselektion-Demodulators mit zwei Demodula
tionszweigen, der eine erfindungsgemäße Bewertung des
Signal/Stör-Verhältnisses einsetzt;
Fig. 2 ein vereinfachtes Blockschaltbild einer in einem
Demodulator eingesetzten Phasensynchronisationsschleife (PLL-
Schaltung) zweiter Ordnung mit Adaptionssteuerung, die eine
erfindungsgemäße Bewertung des Signal/Stör-Verhältnisses
einsetzt;
Fig. 3 ein vereinfachtes Blockschaltbild einer ersten
Ausführungsform eines Demodulators, der die erfindungsgemäße
Bewertung des Signal/Stör-Verhältnisses zum Fehler/Lösch-
Dekodieren einsetzt; und
Fig. 4 ein vereinfachtes Blockschaltbild einer zweiten
Ausführungsform eines Demodulators, der die erfindungsgemäße
Bewertung des Signal/Stör-Verhältnisses zum Fehler/Lösch-
Dekodieren einsetzt.
Die zu übertragende digitale Information, Nachrichten
daten, werden kodiert und über einen Kanal zu einem Empfänger
gesendet und nach dem Überlagerungsprinzip (Heterodynprinzip)
in ein Basisbandsignal umgewandelt. Das empfangene Basis
bandsignal wird in eine Folge empfangener Abtastwerte rk
abgetastet, welche dem k-ten Abtastzeitpunkt entsprechend wie
folgt dargestellt werden können:
wobei gk die Amplitude des gewünschten Signals und Rk der
entsprechende Phasenwinkel, Ik die zusammengesetzte Amplitude
der Interferenzsignale, ψk der entsprechende Phasenwinkel
des Interferenzsignals und ηk die Komponente der additiven
weißen Gaußschen Rauschens (AWGN - additive white Gaussian
noise) ist. Es wird angenommen, daß ein Abtastwert pro Symbol
zum Bewerten der CSI ausreicht.
Aus Gleichung (1) ist ersichtlich, daß das Empfangssignal
das gewünschte Signal und zwei Interferenzquellen, nämlich
Datenrauschen von Interferenzsignalen und AWGN aufweist. Das
Datenrauschen kann auftreten, wenn ein zuvor übertragenes
Signal mit einem momentan übertragenen Signal interferiert,
was als Intersymbolinterferenz (ISI) bekannt ist. Signale von
geographisch nahe zum Empfänger gelegenen Sendern und
Signale, die auf Frequenzen übertragen werden, die spektral
nahe bei den Empfangsfrequenzen des Empfängers liegen, können
eine zweite Quelle von Datenrauschen darstellen, die
Nachbarkanalinterferenz (ACI - adjacent channel interference)
bekannt ist. Eine dritte Quelle von Datenrauschen stammt von
einem Sender, der auf derselben Frequenz, aber von einer
Übertragungszelle aus sendet, die nicht zur vorliegenden
Zelle benachbart ist. Dieses ist als Zweitkanalinterferenz
(CCI - co-channel interference) bekannt.
Das Datenrauschen kann als komplexe Gaußsche Zufalls
variable mit einem Mittelwert von Null ähnlich dem AWGN
angenommen werden. Dieses ist eine praxisgerechte Approxi
mation, welche die Ableitung der CSI-Bewertung aus dem
empfangenen Phasenwinkel erleichtert. Die Varianz des Daten
rauschens und des AWGN werde zu 2σ²D bzw. 2σ²N angenommen.
Das Maß für CSI ist als das Verhältnis der momentanen
Signalleistung g₂k zur Varianz des Datenrauschens plus der
Varianz der AWGN-Komponente wie folgt definiert:
wobei γk das momentane Signal/Stör-Verhältnis SIR ist. Das
Signal/Stör-Verhältnis SIR ist ein besserer Indikator für die
Kanalqualität als das Signal/Rausch-Verhältnis, da es auch
den Einfluß des Datenrauschens berücksichtigt, welches eine
Funktion des Kanals ist. Wenn keine Datenrauschen vorliegt
(d. h. kein ISI, ACI oder CCI) dann reduziert sich die
Gleichung (2) auf ein momentanes Signal/Rausch-Verhältnis.
Das verbleibende Problem ist die Bestimmung von γk,
welches als Bewertung der Kanalstatusinformation CSI ver
wendet wird. Aus der Gleichung (1) ergibt sich der
Phasenwinkel des Empfangssignals zu:
wobei ηik und ηqk die Gleichphasen- und die Quadratur
komponenten des AWGN sind, da nämlich ηk = ηik+jηqk gilt.
Wenn das Datenrauschen und das AWGN zu einer zusammen
gesetzten komplexen Gaußschen Rauschkomponente (ξqk, ξik) mit
einem Mittelwert von Null und einer Varianz von 2 (σ²D+σ²N)
zusammengefaßt werden, kann diese wie folgt ausgedrückt
werden:
wobei ξqk = Iksinψk + ηqk und ξik = Ikcosψk + ηik Gaußsche
Zufallsvariable mit einem Mittelwert von Null und einer
Varianz σ²D+σ²N sind. Eine bedingte Wahrscheinlich
keitsdichtefunktion, welche die Wahrscheinlichkeit des
Empfangs eines Phasenwinkels ϕk bei gegebenem Rk und γk
dargestellt, wird beschrieben durch:
wobei "erfc" eine komplementäre Fehlerfunktion ist, die definiert ist durch:
Für γk »1 und |Rk-Φk| < π/2 können die Gleichungen
(5a) und (5b) angenähert werden durch:
Die obige Approximation gilt für merkliche SIR-Werte
(<3db) und für |Rk-Φk| < π/2.
Eine Bewertung von γk oder der Kanalstatusinformation CSI
kann nun durch Anwenden der Bestimmungsregel der maximalen
Wahrscheinlichkeit (ML) erhalten werden, welche als eine
Lösung der Gleichung der folgenden Gleichung ausgedrückt
wird:
wobei ln den natürlichen Logarithmus bezeichnet. Das
Einsetzen der Gleichung (6) in die Gleichung (7) und Lösen
ergibt:
wobei k ML- eine ML-Bewertung des SIR, γk ist.
In vielen Fällen ist die von der Gleichung (8) gelieferte
Bewertung zu rauschbehaftet und kann durch Mittelung über
eine Anzahl momentaner Bewertungen verbessert werden. Diese
Modifikation ist nur dann nützlich, wenn die Datenabtastwerte
unabhängig sind. Mit der Annahme, daß die Rauschabtastwerte
von Abtastwert zu Abtastwert voneinander unabhängig sind und
daß der Kanal quasistationär ist, können dann N-Abtastwerte
verwendet werden, um eine bessere ML-Bewertung als eine
Lösung der folgenden Gleichung zu erhalten:
In Gleichung (9) wurde angenommen, das Abtastwerte am
selben Punkt in jedem Symbolintervall erforderlich und daß
der Kanal stationär ist, weshalb γk unabhängig vom Index k
und γk = γ ist. Nun ergibt die Lösung der Gleichung (9) unter
Verwendung von Gleichung (6)
Die durch Gleichung (10) gegebene Bewertung gilt nur,
wenn der Kanal quasistationär ist und die Abtastwerte
unabhängig sind. Dieses gilt typischerweise für einen
Funkkanal eines tragbaren Gerätes im Innenbereich.
Für einen mit Rayleigh-Fading behafteten Kanal kann eine
nachträgliche (a posteriori) Bewertung der Wahrschein
lichkeitsdichtefunktion für γk durchgeführt werden. Eine
alternative Bewertung, die eine -Maximum a priori"-(MAP)-
Bestimmung ist, kann für den Ersatz der ML-Bestimmung
verwendet werden, dieses jedoch nur für einen mit Rayleigh-
Fading behafteten Kanal. Die MAP-Bewertung MAP ist durch
eine Lösung der folgenden Gleichung wie folgt gegeben:
wobei die Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion P(γk) gegeben ist
durch:
wobei das gemittelte Signal/Rausch-Verhältnis (SNR) ist,
das durch herkömmliche Verfahren berechnet werden kann. Nun
ergibt das Lösen der Gleichung (11) unter Verwendung der
Gleichungen (6) und (12):
am k-ten Abtastpunkt.
Wiederum kann für den quasistationären Kanal mit unab
hängigen Abtastpunkten eine zeitgemittelte Bewertung als
Lösung der folgenden Gleichung wie folgt erhalten werden:
Das Lösen der Gleichung (14) mit den Gleichungen (6) und
(12) ergibt:
Die Gleichungen (8), (10), (13) und (15) stellen 4 Maße
dar, welche zum Bewerten des Signal/Stör-Verhältnisses SIR
verwendet werden können, das als ein Indikator für die
Signalqualität verwendet werden kann. Diese können mit einem
Minimum-Schwellenwert verglichen werden oder die inversen
SIR-Werte können mit einem Maximumwert zum Testen der
Signalqualität verglichen werden. Der letztere Vergleich
erfordert keine Division, welche der erstere erfordern würde,
was weniger Berechnungen erfordert.
Ein geglättetes Maß kann wie folgt definiert werden:
wobei λ ein Wert zwischen 0 und 1 ist und üblicherweise als
ein Kompromiß zwischen der Glättung der rauschbehafteten
Bewertung und der Fähigkeit schnellen Veränderungen der
Kanalqualität oder des SIR-Wertes zu folgen, gewählt wird.
Dieser Wert kann wie folgt rekursiv berechnet werden:
wobei ρk ist gegeben durch:
ρk = λρk-1 + 1 (18)
und ρ₀ = 0.
Ein weiteres nützliches Maß ergibt die Wahl von γ als
Medianwert eines Satzes von Bewertungen, der gegeben ist
durch:
wobei k, k = 1, 2, . . . N aus den Gleichungen (8) oder (13)
berechnet werden kann.
Obwohl die Verwendung von k (des momentanen SIR-Wertes)
für die Nach-Detektion-Mehrwegekombination (post detection
diversity combining) eine Verbesserung in einem mit Fading
behafteten Kanal im Vergleich zu einer bloßen Differential
detektion erbringt, ist die Bewertung des momentanen SIR-
Wertes rauschbehaftet. Die Leistungsfähigkeit der Nach-
Detektion-Mehrwegeselektion kann durch Filtern des
Selektionsmaßes mit Maßfiltern (metric filter) verbessert
werden, wenn die rauschbehafteten Symbole von Symbol zu
Symbol unabhängig sind und der Kanal über die Dauer einer
Impulsantwort des Maßfilters quasistationär ist. Es wird
angenommen, daß -k der momentane SIR-Wert zum Zeitpunkt kT
ist, wobei T das Symbolintervall und k eine ganzzahlige
Variable ist. Dann kann ein einfach gefiltertes Selektionsmaß
wie folgt geschrieben werden:
wobei h(i) Koeffizienten der Impulsantwort eines Maßfilters
und L die Länge der Impulsantwort in Symbolintervallen ist,
die für die mittlere Fading-Dauer des Kanals gewählt wurde.
Die Gleichung (20) stellt eine Kausalfilterung des
Selektionsmaßes -k dar. Wenn Signalabtastwerte und momentane
SIR-Bewertungen in einem Speicher gespeichert werden, können
die Selektionsmaße durch eine nicht-kausale Filterung
geglättet werden. Dieses nicht-kausal gefilterte Maß kann wie
folgt ausgedrückt werden:
wobei
und x eine Nächst-Untere-
Ganzzahl-Funktion (floor function), welche den größten
ganzzahligen Wert kleiner als x darstellt; und x eine
Nächst-Obere-Ganzzahl-Funktion (ceiling function) ist, die
einen kleinsten ganzzahligen Wert größer als x darstellt.
Maß 1: Momentan-ML-Bewertung:
Maß 2: Gemittelte ML-Bewertung:
Maß 3: Momentan-MAP-Bewertung:
Maß 4: Gemittelte MAP-Bewertung:
Maß 5: Exponentiell geglättete Bewertung:
wobei k aus den Gleichungen (8) oder (13) berechnet werden
kann. Das durch die Gleichung (26) beschriebene Maß kann für
eine gewünschte Anzahl von Wiederholungen rekursiv berechnet
werden, um eine geglättete SIR-Bewertung wie folgt zu
erhalten:
wobei ρk gegeben ist durch:
ρk = λρk-1 + 1 (27b)
und ρ₀=0, und λ ein Wert zwischen 0 und 1 ist.
Maß 6: Median-Bewertung:
wobei k, k = 1, 2, . . . N aus den Gleichungen (8) oder (13)
berechnet werden kann.
Maß 7: Kausalfilterungs-Bewertung:
wobei h(i) Koeffizienten der Impulsantwort eines Maßfilters
und L die Länge der Impulsantwort in Symbolintervallen ist,
die für die mittlere Fading-Dauer des Kanals gewählt wurde.
Maß 8: Nicht-Kausalfilterungs-Bewertung:
wobei
und x eine Nächst-Untere-
Ganzzahl-Funktion (floor function), welche den größten
ganzzahligen Wert kleiner als x darstellt; und x eine
Nächst-Obere-Ganzzahl-Funktion (ceiling function) ist, die
einen kleinsten ganzzahligen Wert größer als x darstellt.
Die in den Gleichungen (22) bis (30) beschriebenen Maße
können dazu verwendet werden, die Leistungsfähigkeit eines
digitalen Funkempfängers in vielen Anwendungen, wie zum
Beispiel den folgenden zu verbessern.
Fig. 1 stellt ein Schaltbild eines Digitalempfängers mit
zwei Zweigen "a" und "b" dar, der die Nach-Detektion-
Mehrwegeselektion einsetzt. Antennen 1a und 1b erfassen ein
Funksignal, welches eine darin kodierte digitale Information
aufweist. Eingangseinheiten 2a, 2b wandeln die von der
Antenne 1a bzw. 1b erfaßten Signale in ein Zwischenfrequenzsignal
und dann in ein Basisbandsignal um, welches
abgetastet wird, um eine Folge von Abtastwerten r¹k, und r²k
zu erzeugen. Phasendetektoren 3a, 3b detektieren eine Vielzahl
von Phasenwinkeln Φ¹k, Φϕ²k aus den Abtastwerten der
Eingangseinheiten 2a bzw. 2b.
SIR-Berechnungseinheiten 4a, 4b bestimmen die SIR-Werte
¹, ² unter Verwendung der Phasenwinkel Φ¹k, Φ²k und der
Symbolkonstellation-Phasenpunkte {R}, die in einer geeigneten
Speichereinrichtung, wie zum Beispiel in einem Nur-Lese-
Speicher (ROM) 4c gespeichert sind, gemäß den Gleichungen
(22) bis (30).
Eine Selektionslogikschaltung 5 vergleicht die von den
SIR-Berechnungseinheiten bereitgestellten SIR-Maße ¹, ² und
veranlaßt eine Zweigselektionseinheit 6 den Empfängerzweig,
mit einem SIR-Wert, der eine höhere Kanalqualität anzeigt,
mit einem Dekoder 7 zu verbinden. Der Dekoder 7 dekodiert
dann den Phasenwinkel Φj k in dekodierte Nachrichtenbits.
Diese Selektion wird jeweils auf einer Einzelsymbolbasis
ausgeführt. Anstelle der Verwendung einer Maximumwert-
Entscheidungsregel für j kann die Selektionslogikeinheit 5
einen Minimumwert von 1/j für Selektionsentscheidungen
bezüglich des Empfangszweiges verwenden. Die letztere Regel
vermeidet eine Divisionsoperation, wie es aus den Gleichungen
(22) bis (30) ersichtlich ist.
Die SIR-Berechnungseinheiten 4a, 4b können ebenfalls
Maßfiltereinheiten einsetzen, welche die SIR-Maße den
Gleichungen (29) und (30) entsprechend filtern. Die
Gleichungen (22), (24), (26), (29) und (30) beschreiben Maße,
die am besten für einen Mobilfunkkanal geeignet sind, während
die Gleichungen (23), (25), (26) und (28) Maße beschreiben,
die am besten für Funkkanäle tragbarer Geräte in Innen
bereichen geeignet sind.
Wenn die Gleichungen (22) oder (24) als Maß der
Kanalqualität verwendet werden, kann die Maßberechnung wie
folgt vereinfacht werden. Es wird die Annahme getroffen, daß
¹, ² die bewerteten SIR-Werte für die Ausgangssignale aus
den Phasendetektoren 3a bzw. 3b darstellen.
Der Vergleich von ¹k mit ²k- ist zu dem Vergleich von
|R¹k-Φ¹k| mit |R²k-Φ²k| äquivalent, wobei R¹k, Φ¹k eine
gesendete Symbolphase bzw. eine aus dem Phasendetektor 3a
empfangene Symbolphase bezeichnen; und R²k, Φ²k eine ge
sendete Symbolphase bzw. eine aus dem Phasendetektor 3b
empfangene Symbolphase bezeichnen.
Herkömmliche Übertragungssysteme verwenden üblicherweise
PLL-Schaltungen gemäß Darstellung in Fig. 2 zum automatischen
Regeln der Frequenz (AFC) und für eine kohärente Demo
dulation. Eine PLL-Schaltung ist eine Bewertungseinrichtung
für die Phase oder die Frequenz des Empfangssignals und
verwendet eine Adaptationsprozedur des geschlossenen
Regelkreises, um der Signalphase oder Frequenz zu folgen.
Eine Antenne 6 empfängt ein Funksignal mit einer darin
enthaltenen kodierten digitalen Information. Eine Eingangs
einheit 8 setzt das Empfangssignal nach dem Heterodynprinzip
in ein Basisbandsignal um, welches dann abgetastet wird. Ein
Phasendetektor 10 extrahiert die Phasenwinkel Φk aus den
Basissignalabtastwerten. Ein Satz vorgegebener Phasenwinkel R
ist in einer Speichereinrichtung, wie zum Beispiel in einem
Nur-Lese-Speicher (ROM) 12 gespeichert. Ein Summierer 14
kombiniert Phasenwinkel Φk des Empfangssignals mit einem ent
sprechenden vorgegebenen Phasenwinkel Rk und einem Rück
kopplungssignal, um ein zu den Verstärkungseinheiten 20a, 20b
geführtes Signal zu erzeugen. Die Summierer 18a, 18b und die
Verzögerungseinheiten 16a, 16 sind gemäß Darstellung in Fig.
2 verbunden, um die Ausgangssignale der Verstärkungseinheiten
20a, 20b zum Erzeugen des Rückkopplungssignales zu nutzen und
um eine PLL-Schaltung zu bilden. Die PLL-Schaltung erzeugt
ein Frequenz-(Phasen)-Stellsignal ΔΦ, welches zum genaueren
Einstellen der von einem Empfänger empfangenen Frequenz auf
die Senderfrequenz verwendet wird. Eine SIR-Berechnungs
einheit 22 berechnet die SIR-Werte k nach den Gleichungen
(22) bis (30). Für diese Anwendung sind die Momentan
bewertungen des Signal/Stör-Verhältnisses SIR zu
rauschbehaftet, um zuverlässig zu sein, und deshalb werden
die durch die Gleichungen (23), (25), (26) und (28) gegebenen
Maße empfohlen. Unter schlechten Kanalbedingungen wird die
PLL-Schaltung instabil, was zu einen sogenannten "Aufhängen"
führt. Dieses kann dadurch gemildert werden, daß eine
Adaptation der PLL-Schaltung während schlechter Kanal
bedingungen, die durch die CIR-Bewertungen der Gleichungen
(22) bis (30) bestimmt werden, nicht zugelassen wird. Während
der Perioden schlechter Kanalzustände paßt die PLL-Schaltung
ihre aktuelle Trägerfrequenzbewertung nicht an und "läuft
frei". Eine Schleifenadaptations-Steuereinheit 24 überwacht
den SIR-Wert k-. Wenn der Wert von k unter einen
vorgegebenen Schwellenwert fällt, werden die Schleifen
schalter S1 und S2 geöffnet, wodurch die Schleife im offenen
Zustand läuft und einen Frequenzkorrekturwert liefert,
welcher der Frequenzbewertung vor dem Öffnen der Schalter S1
und S2 entspricht. Wenn der SIR-Wert k über einen vorge
gebenen Schwellenwert ansteigt, werden die Schleifenschalter
S1 und S2 geschlossen, was den Normalbetrieb der PLL-
Schaltung ermöglicht.
Da von Anfang an bekannte Synchronisationssignale als
Phasenwinkel übertragen werden, können sie mit entsprechenden
empfangenen Symbolen während ihrer Übertragung verglichen
werden, und die Maßwerte der Gleichungen (22)-(30) können
wie vorstehend beschrieben verwendet werden. Bei einer nicht
vorhandenen derartigen expliziten Kenntnis der übertragenen
Phasenwinkel Rk aus einem Satz von Symbolkonstellation-
Phasenpunkten {R} muß eine entscheidungsgerichtete Bewertung
verwendet werden. Das heißt, es wird eine vorläufige
Entscheidung anhand von Rk verwendet, um den SIR-Wert k zu
bestimmen. Die vorläufige Entscheidung anhand von Rk wird
unter Verwendung eines "Maximalwahrscheinlichkeits"-
Kriteriums auf der Basis von |Rk-Φk| getroffen. Im Falle
eines MLSE-Dekoders mit Bestimmung der maximalen Folgen
wahrscheinlichkeit wird diese Bewertung durch die Bewertung
des Maximalwahrscheinlichkeitspfades eines Entscheidungsbaums
durchgeführt, entlang dem der Wert von Rk am zuverlässigsten
ist. Für einen Detektor auf Einzelsymbolbasis entspricht
diese Bewertung der Verwendung des Wertes von |Rk-Φk|, das
heißt, des kleinsten Wertes für jeden möglicherweise
übertragenen Satz von Symbolkonstellation-Phasenpunkten {γ}.
Ein MLSE-Phasendekoder für QPSK-Signale kann unter
Verwendung eines Viterbi-Algorithmus mit vier Zuständen unter
Verwendung der Gleichung (5) als Verzweigungsmaß
implementiert werden. Aus der Gleichung (5) ist ersichtlich,
daß der SIR-Wert -k bekannt sein muß, um das Verzweigungsmaß
zu berechnen. Wenn ein fester Wert für k verwendet wird, ist
die Implementation suboptimal und diese Realisierung ergibt
einen schlechten BER-Wert. Somit ist es wichtig bei der
Berechnung des Verzweigungsmaßes eine Bewertung von k zu
verwenden. Dieses ist gleichbedeutend mit einem adaptiven
Verzweigungsmaß, welches sich mit der Kanalqualität ver
ändert.
Der MLSE-Phasendekoder ist ein kohärenter Dekoder und
erfordert das Verfolgen der Signalphase. Dieses wird mittels
einer PLL-Schaltung ausgeführt. Somit wird die PLL-
Adaptation, wie vorstehend erwähnt, ebenfalls durch die
Bewertung von k- gesteuert.
Die von den Gleichungen (22), (26), (29) und (30) erzeugten
Bewertungen werden für die Verwendung bei dem MLSE-
Phasendekoder zum Berechnen des Verzweigungsmaßes und zur
PLL-Adaptation bei Mobilfunkkanälen oder Funkkanälen von
tragbaren Geräten im Innenbereich empfohlen.
Fig. 3 stellt ein vereinfachtes Blockschaltbild eines
Systems dar, welches die Fehler/Lösch-Dekodierung einsetzt.
Bei diesem System werden zu übertragende Daten, Nach
richtendaten, mit einem Fehlerkorrekturkode kodiert, um eine
Redundanz hinzuzufügen. Die kodierten Daten werden einer
Folge von Symbolen Rk zugewiesen, von denen jedes aus einem
Satz von Signalkonstellationspunkten {R} ausgewählt wird.
Diese Symbole Rk werden über einen Kanal übertragen. Das
Empfangssignal wird von einer Eingangseinheit 27 verarbeitet,
welche das Empfangssignal nach dem Heterodynprinzip umsetzt
und in eine Folge von Abtastwerten rk abtastet. Ein Phasen
detektor 28 empfängt die Abtastwerte rk und bestimmt die
Phasenwinkel Φk aus den Abtastwerten, welche in einem Puffer
31 gespeichert werden.
Ein Fehlerkorrekturdekoder 29 liest die Phasenwinkel Φk
aus dem Puffer 31 aus und dekodiert diese in einen Block von
Symbolen oder Bits ("dekodierte Nachrichtendaten"), ek. Die
dekodierten Nachrichtendaten ek können im Korrekturdekoder 29
zwischengespeichert oder an einer anderen Stelle im Puffer 31
angeordnet werden.
Eine Berechnungseinheit 32 für das Signal/Stör-Verhältnis
(SIR) bestimmt eine einen SIR-Wert k entweder aus den
Phasenwinkeln Φk entweder des Phasendetektors 28 oder des
Puffers 31. Die SIR-Werte entsprechen den Nachrichtendaten ek
aus den Phasenwinkeln Φk.
Eine Fehlerdetektionseinheit 35 empfängt die Nach
richtendaten ek und bestimmt, ob der dekodierte Datenblock
akzeptabel ist. Es gibt verschiedene Verfahren, um zu
bestimmen, ob der Datenblock akzeptabel ist, wie zum Beispiel
die Berechnung von Paritäts-Bits, oder den Abgleich des
dekodierten Datenblocks mit einer Nachschlagetabelle gültiger
Datenblöcke durch Berechnen eines Unterschiedsmaßes. Wenn der
Block der dekodierten Nachrichtendaten akzeptabel ist, wird
er an eine Ausgangseinheit 37 zur weiteren Verwendung weiter
gegeben.
Wenn der Block jedoch nicht akzeptabel ist, veranlaßt die
Fehlerdetektionseinheit 35 eine Löschsteuereinheit 35 dazu,
einen Phasenwinkel in dem Puffer, welcher noch nicht als der
mit dem niedrigsten SIR-Wert k markiert ist, zu bestimmen
und ihn als korrupt zu markieren. Der Fehlerkorrekturdekoder
29 dekodiert die Phasenwinkel Φk, welche nicht markiert
wurden, unter Ignorieren der markierten Phasenwinkel, in
einen weiteren dekodierten Block von Nachrichtendaten. Der
Korrekturdekoder 29 nutzt den Vorteil der im Kodierungs
verfahren eingebauten Redundanz, um den Block der
Nachrichtendaten mit einem Fehlerkorrekturverfahren zu
bearbeiten, um verlorene Daten, die zu markierten Phasen
winkeln Φk gehören, zu ersetzen. Der Datenblock wird dann
nochmals von der Fehlerdetektionseinheit 35 darauf hin
geprüft, um festzustellen, ob er akzeptabel ist. Wenn er
akzeptabel ist, wird der Block der Nachrichtendaten an die
Ausgangseinheit 37 weitergegeben; wenn er nicht akzeptabel
ist, wird der einem niedrigsten SIR-Wert entsprechende
Phasenwinkel, welcher noch nicht markiert ist, von der
Löschsteuereinrichtung 33 als korrupt markiert, und die
Bearbeitung wird mit allen Phasenwinkeln, welche markiert
wurden, fortgesetzt, bis dieser Punkt von der Dekodierung
ausgeschlossen wird. Es ist ein Grenzwert für die Anzahl von
Symbolen gesetzt, welche von der Verarbeitung ausgeschlossen
werden können. Dieser Grenzwert wird von dem Fehler
korrekturvermögen des Kodes bestimmt. Wenn der Datenblock
nicht akzeptabel ist, wenn diese Symbolanzahl ausgeschlossen
wurde, kann eine andere Strategie eingesetzt werden.
In Fig. 4 ist eine zweite Ausführungsform dargestellt.
Die Elemente 27, 28 und 32 arbeiten so wie es in der ersten
Ausführungsform beschrieben wurde. Die SIR-Berechnungseinheit
32 empfängt die Phasenwinkel Φk und bestimmt einen SIR-Wert
k, welcher dem jeweiligen Phasenwinkel Φk entspricht, und
leitet den SIR-Wert an die Löschsteuereinheit 33 weiter. Die
Löschsteuereinheit 33 markiert Phasenwinkel Φk im Puffer 31,
die zu Phasenwinkeln Φk gehören, die eine SIR-Bewertung unter
einem vorgegebenen Schwellenwert aufweisen. Der Korrektur
dekoder 29 nutzt den Vorteil der im Kodierungsverfahren
eingebauten Redundanz, um die Symbolphasenwinkel Φk mit einem
Fehlerkorrekturverfahren zu bearbeiten, um markierte Symbole
zu ersetzen und die sich ergebenden Symbole wieder
Nachrichtendaten zuzuweisen, welche an die Ausgangseinheit 37
geliefert werden.
Die von den Gleichungen (22) und (24) bereitgestellten
Maße können in beiden Ausführungsformen dazu verwendet
werden, um zu bestimmen, welche Symbole als korrupt für die
Löschung markiert werden sollen, wobei der Schwellenwert aus
den Gleichungen (26) und (28) selektiert wird. Die
Löschdekodierung kann in Kanälen eingesetzt werden, welche
eine Funkübertragung verwenden, indem die Antenne und die
Eingangseinheit 27 weggelassen wird, und ein Anschluß direkt
an die Datenleitung erfolgt.
Eine weitere nützliche Anwendung der durch die
Gleichungen (22) bis (30) gegebenen Maße ist die Abtast
zeitpunkt-Selektion. Jedes Symbol eines abgetasteten
Empfangssignals weist eine Anzahl von Abtastwerten auf. Die
Aufgabe ist die Selektion eines Abtastindexes, welcher den
SIR-Wert maximiert, und die Abtastwerte für jedes Symbol zu
dekodieren, das zu dem gewählten Index gehört. Die Maße der
Gleichungen (22) bis (30) können dazu verwendet werden, einen
effektiven Abtastwert innerhalb jedes Symbols für den Zweck
einer Dekodierung mit minimalen Fehler zu detektieren. Ein
mittleres Maß wie zum Beispiel durch die Gleichungen (23),
(25), (26), (29) und (30), das über mehrere Symbole
akkumuliert wird, wird für diese Anwendung empfohlen.
Die vorliegende Erfindung erfordert die Kenntnis der
gesendeten Signalphase Rk. Dieses wird durch Einsatz einer
der folgenden Schemata erreicht. Die Maße der Gleichungen
(22) bis (30) bewerten das SIR in Termen der Differenz der
absoluten Phasenwinkel zwischen dem gesendeten Signal (Rk)
und dem empfangenen Signal (Φk). Das beruht darauf, daß die
Gleichungen (5a) und (5b) in Termen dieser absoluten
Phasendifferenz ausgedrückt sind. Die Gleichungen (5a) und
(5b) können in Termen von Phasendifferenzwinkeln, ΔRk = Rk-
Rk-1 und ΔΦk = Φk-Φk-1, die jeweils den gesendeten und
empfangenen Phasendifferenzwinkeln des Signals entsprechen,
geschrieben werden. Dieses ist eine Approximation, die durch
die Vernachlässigung des Kreuzproduktes der Rauschterme
zwischen den Signalisierungsintervallen erreicht wird. Mit
dieser Approximation können die Standard-ML-Bewertung und die
MAP-Bewertung, wie vorstehend beschrieben und die Maße der
Gleichungen (22) bis (30) in Termen von ΔRk-ΔΦk anstelle
von Rk-Φk geschrieben werden. Diese Modifikation ergibt
ein SIR-Wert, der um 3 dB schlechter ist als bei einer
Bewertung in Termen der absoluten Phasenwinkeldifferenzen, da
das Rauschen von zwei Symbolintervallen in der Berechnung der
Phasendifferenzwinkel enthalten ist. Da jedoch die Maße der
Gleichungen (22) bis (30) nur in einem relativen Sinn
(Untereinandervergleich) verwendet werden, ist auch die
Verwendung der Differenzwinkel für die SIR-Bewertung
effektiv. Das modifizierte Maß bei Verwendung der Phasen
differenzwinkel kann in Differentialdetektoren direkt ein
gesetzt werden.
Die vorliegende Erfindung kann in mobilen und tragbaren
Funkempfängern, die mit Innenbereich- und Mobilfunkkanälen
verwendet werden, dazu eingesetzt werden, die Nach-Detektion-
Mehrwegeselektion mittels Differentialdetektion, Löschde
kodierung, PLL-Adaptation (AFC), MLSE-Phasenentzerrung und
Abtastzeitpunktbewertung auszuführen. Das technische Ver
fahren ist jedoch allgemein und kann in Funkempfängern für
andere Kanäle und andere Anwendungen eingesetzt werden, bei
denen eine Bewertung der CSI genutzt werden kann, um die
Empfängerleistungsfähigkeit zu verbessern.
Claims (11)
1. Verfahren zum Dekodieren von Nachrichtenbits, die als
Symbolphasenwinkel aus einem Satz von Symbol
konstellation-Phasenpunkten {R} in einem über einen Kanal
übertragenen Signal übertragen werden, mit den Schritten:
- a) Empfangen des übertragenen Signals an mehreren Antennen "i";
- b) für jedes von einer Antenne "i" empfangene Signal:
- i. Umwandeln des empfangenen Signals in ein Zwischen frequenzsignal;
- ii. Umwandeln des Zwischenfrequenzsignals in eine Folge von Basisbandsignalabtastwerten;
- iii. Detektieren mehrerer Phasenwinkel Φi k aus den Abtastwerten;
- iv. Bestimmen von Werten des Signal/Stör-Verhältnisses (SIR-Werte) aus den detektierten Phasenwinkeln Φi k;
- c) Bestimmen eines besten Signals mit einer besten Signalqualität aus den SIR-Werten; und
- d) Dekodieren der detektierten Phasenwinkel Φi k aus dem besten Signal in Nachrichtenbits.
2. Verfahren zum Dekodieren von Nachrichtenbits nach Anspruch
1, bei dem die SIR-Werte aus den Phasenwinkeln Φi k
gemäß:
bestimmt werden, wobei Rk ein übertragener Phasenwinkel
aus dem Satz von Symbolkonstellation-Phasenpunkten {R}
ist, welcher Φi k am nächsten liegt.
3. Verfahren zum Dekodieren von Nachrichtenbits nach Anspruch
1, bei dem die SIR-Werte γk aus Phasenwinkeln Φi k
gemäß:
bestimmt werden, wobei Rk ein übertragener Phasenwinkel
aus dem Satz von Symbolkonstellation-Phasenpunkten {R}
ist, welcher ϕi k am nächsten liegt, und N eine Anzahl von
Symbolen ist, über welche der SIR-Wert gemittelt werden
soll.
4. Verfahren zum Dekodieren von Nachrichtenbits nach Anspruch
1, bei dem die SIR-Werte aus Phasenwinkeln Φi k
gemäß:
bestimmt werden, wobei Rk ein übertragener Phasenwinkel
aus dem Satz von Symbolkonstellation-Phasenpunkten {R}
ist, welcher Φi k am nächsten liegt, und ein gemitteltes
Signal/Rausch-Verhältnis ist.
5. Verfahren zum Dekodieren von Nachrichtenbits nach Anspruch
1, bei dem die SIR-Werte aus Phasenwinkeln Φi k
gemäß:
bestimmt werden, wobei Rk ein übertragener Phasenwinkel
aus dem Satz von Symbolkonstellation-Phasenpunkten {R}
ist, welcher Φi k am nächsten liegt, ein gemitteltes
Signal/Rausch-Verhältnis ist und N eine Anzahl von
Symbolen ist, über welche das SIR gemittelt werden soll.
6. Verfahren zum Dekodieren von Nachrichtenbits nach Anspruch
1, welches ferner vor dem Schritt zum Bestimmen eines
besten Signals mit einer besten Signalqualität den
Schritt des Filterns des SIR-Wertes i mit einem
Maßfilter entsprechend der Gleichung:
aufweist, wobei h(i) Koeffizienten einer Impulsantwort
des Maßfilters sind und L die Länge der Impulsantwort des
Maßfilters in Symbolintervallen ist, die als gemittelte
Fading-Dauer für den Kanal gewählt wurde, und bei dem der
gefilterte SIR-Wert k ave in den nachfolgenden Schritten
anstelle des SIR-Wertes k verwendet wird.
7. Verfahren zum Dekodieren von Nachrichtenbits nach Anspruch
1, welches ferner vor dem Schritt zum Bestimmen eines
besten Signals mit einer besten Signalqualität den
Schritt des Filterns des SIR-Wertes i mit einem
Maßfilter entsprechend der Gleichung:
aufweist, wobei
und x eine Nächst-Untere-
Ganzzahl-Funktion (floor function) ist, welche den
größten ganzzahligen Wert kleiner als x darstellt, und
x eine Nächst-Obere-Ganzzahl-Funktion (ceiling
function) ist, die einen kleinsten ganzzahligen Wert
größer als x darstellt, h(i) Koeffizienten einer Impuls
antwort des Maßfilters sind und L die Länge der Impuls
antwort des Maßfilters in Symbolintervallen ist, die als
gemittelte Fading-Dauer für den Kanal gewählt wurde, und
bei dem der gefilterte SIR-Wert k ave (nc) in den
nachfolgenden Schritten anstelle des SIR-Wertes k verwendet wird.
8. Verfahren zum Dekodieren von Nachrichtenbits nach Anspruch
1, bei dem der Schritt zum Bestimmen eines besten Signals
mit einer besten Kanalqualität die Schritte des
Vergleichs des SIR-Wertes mit einem Minimumschwellenwert
aufweist, wobei ein SIR-Wert über dem Schwellenwert eine
akzeptable Kanalqualität anzeigt, und ein nicht über dem
Schwellenwert liegender SIR-Wert eine nicht akzeptable
Kanalqualität anzeigt.
9. Verfahren zum Dekodieren von Nachrichtenbits nach Anspruch
1, bei dem der Schritt zum Bestimmen eines besten Signals
mit einer besten Kanalqualität die Schritte des
Vergleichs des SIR-Wertes mit einem Maximumschwellenwert
aufweist, wobei ein inverser SIR-Wert unterhalb des
Schwellenwertes eine akzeptable Kanalqualität anzeigt,
und der nicht unterhalb des Schwellenwertes liegende SIR-
Wert eine nicht akzeptable Kanalqualität anzeigt.
10. Verfahren zum Dekodieren von Nachrichtenbits nach den
Ansprüchen 2, 3, 4 oder 5, bei dem Phasenwinkel Φk, Rk
Phasendifferenzwinkel sind, die durch Φk = Φ′k-Φ′k-1,
Rk = R′k-R′k-1 definiert sind, wobei Φ′k, R′k zum
Zeitpunkt ′k′ übertragene Absolutphasenwinkel sind, und
Φ′k-1, R′k-1 zum Zeitpunkt ′k-1′ übertragene Absolut
phasenwinkel sind, welcher dem Zeitpunkt ′k′ vorausgeht.
11. Selektionskombinationsempfänger zum Dekodieren von
Nachrichtenbits, die als jeweils aus einem Satz von
Symbolkonstellation-Phasenpunkten {R} selektierte Symbol
phasenwinkel in einem Signal über einen Kanal übertragen
werden, mit:
- a) mehreren Empfangszweigen, wobei jeder Empfangszweig
aufweist:
- i. eine Antenne "i" für den Empfang des übertragenen Signals;
- ii. eine Eingangseinheit zum Umsetzen des Empfangssignals in ein Zwischenfrequenzsignal und zum Umwandeln des Zwischenfrequenzsignals in eine Folge von Basisband signalabtastwerten;
- iii. einen Phasendetektor zum Detektieren mehrerer Phasenwinkel Φi k aus den Abtastwerten;
- iv. eine Signal/Stör-Verhältnis-(SIR)-Berechnungseinheit zum Bestimmen eines SIR-Wertes aus den detektierten Phasenwinkeln Φi k;
- b) einem Dekoder, der die detektierten Phasenwinkel Φi k in Nachrichtenbits dekodieren kann;
- c) einer Zweigselektionseinrichtung, die einen Empfangs zweig mit dem Dekoder verbinden kann;
- d) einer Selektionslogikeinheit, die mit der Zweig selektionseinheit verbunden ist, um die Zweig selektionseinheit zu veranlassen, den Dekoder mit dem Empfangszweig zu verbinden, der die beste anhand der SIR-Werte bestimmte Kanalqualität aufweist, was bewirkt, daß das Signal aus diesem Zweig dekodiert wird.
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