DE60035310T2

DE60035310T2 - Korrektur des Abtasttaktes in einem Mehrträgerempfänger

Info

Publication number: DE60035310T2
Application number: DE60035310T
Authority: DE
Inventors: Song Plano Wu; Domingo G. Plano Garcia; Michael O. Garland Polley
Original assignee: Texas Instruments Inc
Current assignee: Texas Instruments Inc
Priority date: 1999-03-31
Filing date: 2000-03-24
Publication date: 2008-02-28
Anticipated expiration: 2020-03-25
Also published as: EP1049301A3; EP1049301A2; EP1049301B1; DE60035310D1; JP2000341237A; KR20000071516A; US6370188B1; TW484287B

Description

Diese Erfindung bezieht sich auf die Telekommunikation und ist insbesondere, jedoch nicht ausschließlich, auf die digitale Signalverarbeitung von frequenzmultiplexierten Signalen bei derartiger Telekommunikation gerichtet.
In den letzten Jahren haben die Datenraten, mit denen die Kommunikation über herkömmliche Telephonnetze und -verdrahtungen ausgeführt werden kann, stark zugenommen. Diese Zunahmen beruhen zum großen Teil auf neu eingeführten Verfahren des Multiplexierens und des Modulierens von Signalen, die die übermittelten Nachrichten oder Daten darstellen, wobei sich eine stark erhöhte Kommunikationsbandbreite ergab. Außerdem stiegen in den letzten Jahren auch die Trägerfrequenzen an, mit denen eine derartige Kommunikation ausgeführt wird, wobei die Bitrate weiter erhöht wurde.
In Übereinstimmung mit einer allgemein bekannten Klasse des Multiplexierens werden digitale Daten mit mehrfachen Unterträgerfrequenzen oder Tönen übermittelt. Diese Klasse des Frequenzmultiplexierens wird bei der verdrahteten Kommunikation auch als diskreter Mehrfachton (DMT) oder bei der drahtlosen Kommunikation alternativ als orthogonales Frequenzmultiplexieren (OFDM) bezeichnet. Bei diesem Typ des Multiplexierens werden die Ströme von Datensymbolen in N parallele Unterkanäle multiplexiert, wobei jeder Unterkanal einer Unterträgerfrequenz zugeordnet ist. Nach der Modulation werden die Unterträger hinzugefügt und gemeinsam damit als analoges Signal übertragen; an der Empfangsseite werden die Unterkanäle voneinander gefiltert, und der ursprüngliche nicht multiplexierte Datenstrom wird wiedergewonnen.
Bei diesem Typ des Multiplexierens ist es wichtig, dass benachbarte Unterträgerfrequenzen nicht miteinander interferieren. Selbstverständlich schließt ein großer Abstand der Unterträgerfrequenzen eine derartige Zwischenkanal-Interferenz (ICI) aus, aber zum Preis einer niedrigen spektralen Dichte. Ein allgemein bekanntes Verfahren zum Sicherstellen der Orthogonalität der Unterträger und damit zum Vermeiden der ICI besteht darin, als Unterträgerpuls eine rechteckige Pulsform zu verwenden. Gemäß den Lehrsätzen der Fourier-Transformation transformiert ein rechteckiger Puls im Zeitbereich in ein sin(x)/x-Frequenzbereichsspektrum. Beim Frequenzmultiplexieren ist dieses Spektrum um die Unter trägerfrequenz f₀ zentriert und hat ein Argument x = πNT(f – f₀), wobei f die aktuelle Frequenz der Kommunikation angibt, N die Anzahl der übertragenen parallelen Unterkanäle ist und T die Periode der Kommunikation diskreter Informationen (d. h. der Kehrwert der Symbolkommunikationsrate) ist. Eine zweckmäßige Auswahl der Unterträgerfrequenzen zum Sicherstellen einer Orthogonalität folgt der Beziehung fk = k/(NT)
Darin ist k der Unterträgerindex (d. h. der "Ton" in der Mehrfachtonmenge). Wenn diese Beziehung beim Zuweisen der Unterträgerfrequenzen aufrecht erhalten wird, hat jeder Unterträger eine Mittenfrequenz, die sich bei einem Nulldurchgang des Spektrums anderer Unterträger befindet, und ist jeder Unterträger an sich orthogonal zu den anderen codierten Unterträgern.
1 veranschaulicht das Frequenzspektrum eines Unterkanals bei der OFDM- oder der DMT-Übertragung. Bei der Auftragung des Frequenzgangs von 1 ist die Frequenzachse in Unterträger-Indexwerte relativ zum Index der Mittenfrequenz unterteilt. Die Mittenfrequenz (relativer Index 0) ergibt, wie gezeigt, das Maximum des Frequenzgangs. Bei relativen Indexwerten von beispielsweise ± 1 liegt der Frequenzgang für diesen Unterkanal bei null. Dementsprechend liefert der in 1 veranschaulichte Unterkanal bei den Mittenfrequenzen der benachbarten Unterkanäle (relativer Index ± 1) keinen Beitrag; umgekehrt liefern die benachbarten Unterkanäle keinen Beitrag zum Unterkanal von 1 (relativer Index 0), da sie den gleichen normierten Frequenzgang haben, wie er in 1 gezeigt ist. Außerdem ist der Frequenzgang, wie in 1 gezeigt, bei jedem ganzzahligen Wert des relativen Index gleich null. An sich liefert der veranschaulichte Unterkanal keinen Beitrag zu irgendeinem anderen Unterkanal, und umgekehrt trägt kein anderer Unterkanal zum Signal bei der Mittenfrequenz des durch 1 veranschaulichten Unterkanals bei. Die Verwendung eines rechteckigen Pulses erzeugt folglich die Orthogonalität zwischen den verschiedenen Unterkanälen, was einen geringen Abstand der Mittenfrequenzen und somit eine hohe spektrale Dichte ermöglicht.
Jedoch müssen die Modulation und die Demodulation der Signale, damit die Orthogonalität aufrecht erhalten wird, exakt bei den gleichen Mittenfrequenzen ausgeführt werden. Wie aus 1 deutlich wird, ist der Frequenzgang bei dem gewünschten Unterkanal, wenn die Demodulation bei einer aus der Mittenfrequenz leicht versetzten Frequenz durchgeführt wird, nicht nur alles andere als optimal, sondern das demodulierte Signal enthält auch Beiträge von anderen Unterkanälen; diese Beiträge laufen auf die Zwischenkanal-Interferenz (ICI) hinaus und verringern die Signalqualität des Systems deutlich. Daher ist es wichtig, in DMT-/OFDM-Kommunikationssystemen die Genauigkeit der Demodulationsfrequenzen sicherzustellen.
Die exakte Anpassung von Modulations- und Demodulationsfrequenzen wird bei der Modemkommunikation durch die physikalische Trennung von Kommunikationsmodems voneinander erschwert, wobei jedes der Kommunikationsmodems mit seinem eigenen lokalen Takt gesteuert wird. Herkömmliche DMT-/OFDM-Modems (z. B. in EP-A-0.656.706 gezeigt) verwenden üblicherweise eine kostspielige und komplizierte Schaltungsanordnung, um eine derartige exakte Frequenzanpassung sicherzustellen. 2 veranschaulicht den Aufbau der Empfängerseite eines herkömmlichen DMT-Modems 10. Wie in 2 gezeigt, empfängt das Modem 10 am Analog/Digital-Umsetzer (A/D) 14 Signale aus dem Telephonnetz. Die vom Modem 10 empfangenen Signale enthalten zusätzlich zu den übermittelten Nachrichten einen vom sendenden Modem erzeugten Pilotton, um die Frequenz zu übermitteln, mit der die Modulation der Nachrichtendaten ausgeführt wird. Der digitale Ausgang des A/D 14 wird durch eine Funktion 20 einer Zeitbereichsentzerrung, eine Funktion 22 der zyklischen Präfixentfernung, eine Funktion 24 einer schnellen Fourier-Transformation (FFT) und eine Funktion 26 einer Frequenzbereichsentzerrung (derartige Funktionen werden üblicherweise von einem digitalen Signalprozessor oder DSP 12 ausgeführt) verarbeitet, wonach die empfangenen übermittelten Signale in digitaler Form dem Host-Computer des Modems 10 zugeführt werden. Die zeitliche Steuerung des Modems 10 wird in Reaktion auf den Pilotton aufrecht erhalten, wie er aus der empfangenen Kommunikation durch die FFT-Funktion 24 wiedergewonnen wird, die einen digitalen Wert gemäß der momentanen Frequenz dieses erfassten Tons erzeugt. Die Frequenz des Pilottons wird durch die Digitalfilterfunktion 28 gefiltert (üblicherweise ebenfalls innerhalb des DSP 12), durch den Digital/Analog-Umsetzer (D/A) 18 in ein analoges Signal umgesetzt und dem spannungsgesteuerten Oszillator (VCXO) 16 zugeführt. Der VCXO 16 antwortet auf das analoge Signal entsprechend der Pilottonfrequenz, um den A/D 14 zu steuern, sodass die Zeitbereichsabtastung und die Umsetzung der ankommenden empfangenen Kommunikation bei einer Frequenz ausgeführt wird, die exakt derjenigen des Sendemodems entspricht (wie sie durch den Pilotton übermittelt wird). Im herkömmlichen Modem 10 kann auch eine (nicht gezeigte) Phasenregelschleife implementiert sein, um eine stabile Anpassung des Ausgangs des VCXO 16 in Bezug auf die ankommenden Signale sicherzustellen.
Jedoch wurde beobachtet, dass der VCXO 16 üblicherweise eine kostspielige Funktion zum Einbeziehen client-seitiger Modemsysteme ist. Außerdem führen Schwankungen in der vom D/A 18 dem VCXO 16 zugeführten Steuerspannung unmittelbar zu einem Frequenz-Jitter am Ausgang des VCXO 16; derartige Schwankungen sind bei Modems in elektrisch verrauschten Umgebungen wie etwa modernen Personalcomputern und Arbeitsstationen häufig. Daher enthält der herkömmliche Modemaufbau, wie in 2 gezeigt, eine kostspielige Oszillator-Schaltungsanordnung, die an ihrem Frequenzausgang immer noch keinen hohen Grad an Genauigkeit erzielt, wenn sie in den üblichen Anwendungen implementiert ist.
Ein relativ neuer Typ einer aktuellen Modemkommunikations-Technologie wird auf dem Gebiet als digitale Teilnehmerleitung ("DSL") bezeichnet. DSL bezieht sich allgemein auf eine Technologie für öffentliche Netze, die über eine herkömmliche Kupferverdrahtung der Telephongesellschaften bei beschränkten Entfernungen eine relativ hohe Bandbreite bereitstellt. Ferner wurde DSL weiter in mehrere unterschiedliche Kategorien von Technologien unterteilt, je nach einer bestimmten erwarteten Datenübertragungsrate, dem Typ und der Länge des Mediums, über das die Daten übermittelt werden, sowie den Schemata zum Codieren und Decodieren der übermittelten Daten. Gemäß dieser Technologie können Datenraten zwischen DSL-Modems weitaus höher sein als heutige Sprachmodemraten. Tatsächlich liegen aktuelle DSL-Systeme, die geprüft oder entworfen wurden, mit ihren Raten größenordnungsmäßig im Bereich von 500 Kbps bis 18 Mbps oder höher. Gemäß bestimmten herkömmlichen Verfahren, wie etwa dem Protokoll, das als asymmetrische digitale Teilnehmerleitung (ADSL) bezeichnet wird und dem ANSI-Standard T1.413 entspricht, sind die Datenkommunikationsraten asymmetrisch. Üblicherweise ist die höhere Rate für die so genannte ausgangsseitige Kommunikation vorgesehen, die von der Telephonnetz vermittlungsstelle zum Kundenmodem verläuft, während die eingangsseitige Kommunikation vom Kundenmodem zur Vermittlungsstelle eine Datenrate aufweist, die beträchtlich unter derjenigen der ausgangsseitigen Rate liegt.
Bei modernen ADSL-Systemen, die gemäß der DMT-Modulation arbeiten, hat lediglich eines der Kommunikationsmodems einen Master-Takt; üblicherweise erzeugt das Vermittlungsstellenmodem dieses Master-Taktsignal. Vom Client-Modem wird daher gefordert, das Master-Taktsignal aus dem übermittelten Datenstrom wiederzugewinnen und diesen Takt nicht nur zum Abtasten und Demodulieren des empfangenen Datenstroms zu verwenden, sondern auch bei seiner Übertragung von eingangsseitigen Daten zum Vermittlungsstellenmodem. Gemäß dem ADSL-Standard erwartet das Vermittlungsstellenmodem einen jitterfreien eingangsseitigen oder Rückverbindungsdatenstrom, der gemäß dem Master-Taktsignal abgetastet und moduliert ist.
Eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung schafft vorteilhaft ein preisgünstiges Modem, das bei der Übermittlung frequenzmultiplexierter Kommunikation einen hohen Grad an Genauigkeit erzielt.
Ferner schafft eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung vorteilhaft ein Modem und ein Verfahren, um dieses zu betreiben, wobei der Betrieb der Empfangsseite des Modems durch einen preisgünstigen Freilaufoszillator gesteuert werden kann.
Weiterhin schafft eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung vorteilhaft ein Modem und ein Verfahren, um dieses zu betreiben, wobei beim Demodulationsprozess eine Funktionalität der digitalen Signalverarbeitung (DSP) zum Korrigieren des Phasen- und des Frequenzversatzes genutzt wird.
Weiterhin schafft eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine Korrektur der Rückverbindungsübermittlung in einer Kommunikationsumgebung mit asymmetrischer digitaler Teilnehmerleitung (ADSL).
Andere Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden für den Durchschnittsfachmann auf dem Gebiet ersichtlich, wenn er auf die nachfolgende Beschreibung zusammen mit ihrer Zeichnung Bezug nimmt.
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können in einer Empfangsschaltungsanordnung in einem Modem entweder des drahtlosen oder des verdrahteten Typs zum Empfangen frequenzmultiplexierter Kommunikation implementiert werden. Die Schaltungsanordnung zum Abtasten und Demodulieren wird durch einen numerisch gesteuerten Oszillator (NCO) gesteuert, der einen Takt herleitet, der auf dem Ausgang eines Freilauf-Quarzoszillators beruht. Die Schätzung des Phasenversatzes und des Frequenzversatzes der vom Oszillator gesteuerten Demodulation relativ zum übertragenen Signal erfolgt durch die Empfangsschaltungsanordnung relativ zum übertragenen Pilotton. Auf das empfangene Signal wird eine Phasendrehung angewendet, um den Phasenversatz zu kompensieren. Ein digitales Filter, wie etwa ein Filter mit endlicher Impulsantwort (FIR), das durch einen digitalen Signalprozessor (DSP) ausgeführt wird, korrigiert den Frequenzversatz im demodulierten empfangenen Signal. Folglich kann das Empfangsmodem unter Verwendung relativ preisgünstiger Takt- und Oszillatorschaltungsanordnungen aufgebaut werden, während es eine ausgezeichnete Orthogonalität zwischen Unterkanälen aufrecht erhält.
In Übereinstimmung mit einem weiteren Aspekt der Erfindung wird die gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung aufgebaute Empfangsschaltungsanordnung in einem Client-Modem implementiert, das Nachrichten über eine asynchrone digitale Teilnehmerleitung (ADSL) empfängt und sendet. Das Client-Modem führt am Signal der Rückverbindungsübermittlung einen Vorentzerrungsprozess aus, um den Frequenzversatz des Freilaufoszillators oder des NCO relativ zum Master-Takt des Vermittlungsstellenmodems zu kompensieren; eine Phasendrehung vor dem Übertragen kompensiert vorab auch die Phasendrehung. Die eingangsseitigen Übertragungen kommen somit beim Vermittlungsstellenmodem ohne einen von dem das Client-Modem steuernden Oszillator verursachten Frequenz- oder Phasenversatz an.
Bestimmte und bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden nun, lediglich beispielhaft, unter Bezug auf die beigefügte Zeichnung beschrieben, in der:
1 eine Auftragung des normierten Frequenzgangs gegen die Frequenz bei einem Unterkanal einer frequenzmultiplexierten Kommunikation ist, wobei eine sin(x)/x-Frequenzbereichs-Modulation verwendet wird;
2 ein elektrischer Blockschaltplan einer Empfangsschaltungsanordnung in einem herkömmlichen Modem ist;
3 ein elektrischer Blockschaltplan eines Kommunikationssystems mit digitaler Teilnehmerleitung ist, in dem die vorliegende Erfindung implementiert sein kann;
4 ein elektrischer Blockschaltplan einer Empfangsschaltungsanordnung in einem Modem ist, das gemäß einer ersten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist;
5a ein Zeitablaufplan ist, der die Auswirkung des Frequenzversatzes zwischen einem Sendetakt und einem Freilaufoszillatortakt veranschaulicht;
5b ein Zeitablaufplan ist, der den Betrieb eines nicht abgestimmten numerisch gesteuerten Oszillators beim Sicherstellen einer ordnungsgemäßen Abtastung gemäß der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht;
5c ein Zeitablaufplan ist, der den Betrieb eines abgestimmten numerisch gesteuerten Oszillators beim Sicherstellen der ordnungsgemäßen Abtastung gemäß der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht; und
6 ein elektrischer Blockschaltplan eines Modems ist, das gemäß einer zweiten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist.
Nun wird mit Bezug auf 3 ein Beispiel eines elektronischen Systems, in das eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung vorteilhaft implementiert werden kann, beispielhaft erläutert; dieses beispielhafte System entspricht Modems mit digitaler Teilnehmerleitung (DSL), insbesondere jenen des asynchronen Typs (d. h. ADSL-Modems). Während sich dieses Beispiel von 3 auf verdrahtete Kommunikation bezieht, wie sie über herkömmliche Telephonnetzverdrahtungen ausgeführt wird, sind Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung auch bei drahtloser Kommunikation von Nutzen. An sich wird davon ausgegangen, dass der Durchschnittsfachmann auf dem Gebiet erkennt, dass die folgende Beschreibung eines verdrahteten Systems nur beispielhaft gegeben wird und dass er mit Bezug auf diese Beschreibung ohne Weiteres Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung in einem drahtlosen System realisieren kann.
3 veranschaulicht eine typische Systeminstallation von DSL-Diensten, bei der mehrere entfernte Teilnehmer sich über eine Schnittstelle mit einer Telephonsystemvermittlungsstelle verbinden. Bei diesem Beispiel betreibt ein Anwender in einer Heim- oder Büroumgebung ein Host-Computersystem R, wie etwa einen Personalcomputer oder eine Arbeitsstation oder alternativ eine Unterhaltungseinheit im Zusammenhang mit Video auf Abruf (VOD). Jedes der Host-Computersysteme R dient als entfernte Quelle und als Ziel für übermittelte Daten, die Texte, Graphiken, Filme, Audiodaten usw. verkörpern können. Jeder Host-Computer R ist einem entfernten DSL-Modem 55 zugeordnet, über das der Host-Computer R mit dem Vermittlungsstellen-DSM-Modem 100 über eine herkömmliche Telephoneinrichtung mit verdrilltem Doppelkabel TWP kommuniziert. Außerdem können mit jeder Einrichtung mit verdrilltem Doppelkabel TWP eines oder mehrere (nicht gezeigte) Telephone verbunden sein, sodass eine Sprachkommunikation des "einfachen alten Telephondienstes" (POTS) alternativ oder zusätzlich über eine Einrichtung mit verdrilltem Doppelkabel TWP übermittelt werden kann. Die DSL-Technologie in dem bestimmten Beispiel von 3 kann vom asymmetrischen Typ (d. h. ADSL) sein, wobei der Verkehr vom Vermittlungsstellenmodem 100 zu entfernten Modems 55 mit einer Signalbandbreite verläuft, die in ihrer Frequenz höher liegt als die des Verkehrs, der von entfernten Modems 55 zum Vermittlungsstellenmodem 100 (d. h. eingangsseitig) verläuft.
Wie in 3 veranschaulicht, wird jede Einrichtung mit verdrilltem Doppelkabel TWP vom Vermittlungsstellen-DSL-Modem 100 aufgenommen, bei dem davon ausgegangen wird, dass es sich in einer Vermittlungsstelle des lokalen oder Weitverkehrs-Telephondienstanbieters befindet. Das Vermittlungsstellenmodem 100 in diesem Beispiel kann mehrfache Einrichtungen mit verdrilltem Doppelkabel TWP aufnehmen (von denen in diesem Beispiel nur zwei veranschaulicht sind). Das Vermittlungsstellenmodem 100 bietet eine Übermittlung von Daten zwischen Einrichtungen mit verdrilltem Doppelkabel TWP und somit Host-Computern R sowie seinem eigenen (in 3 nicht gezeigten) Host-Computer, der als die Quelle oder das Ziel von Daten oder als ein dazwischen liegender Netzübergang zu einem Netz dient, wie etwa dem Internet oder einem zugeordneten "Selbstwahl"-Inhaltsanbieter oder -Netz. Selbstverständlich enthält die Vermitt lungsstelle üblicherweise auch eine Schaltanlage für die Leitweglenkung von Anrufen wie etwa jenen, die von Host-Computern R (oder zugehörigen Telephonen) über Einrichtungen mit verdrilltem Doppelkabel TWP angemeldet werden. Wie oben angemerkt wurde, ist das Vermittlungsstellenmodem 100 wahrscheinlich mit einem Backbone-Netz verbunden, das seinerseits mit anderen Kommunikationspfaden mittels Anlagen wie etwa Routern oder Zugriffsmultiplexierern der digitalen Teilnehmerleitung (DSLAMs) in Verbindung steht. Bei der Anwendung, bei der ein POTS-Dienst den ADSL-Datenverkehr überlagert, kann eine derartige Anlage auch irgendeinen Typ von "Verteiler" zum Trennen des POTS vom Datenverkehr enthalten, der den POTS-Verkehr in das herkömmliche Telephonnetz (PSTN) und die Daten in ein Weitverkehrsnetz (WAN) leitet.
Wie in 3 veranschaulicht, ist das Vermittlungsstellenmodem 100 mit der Master-Takt-Schaltungsanordnung 102 gekoppelt, die, wie weiter unten ausführlich beschrieben wird, ein Taktsignal erzeugt, das die Abtastung und Codierung "ausgangsseitiger" Übertragungen zu entfernten Modems 55 steuert, wobei derartige Übertragungen ein Pilotsignal enthalten, das aus der oder durch die Master-Takt-Schaltungsanordnung 102 hergeleitet wird.
Im Beispiel von 3 sind entfernte DSL-Modems 55 jeweils als eine Mehrzahl von Funktionen ausgelegt, die in dieser beispielhaften Ausführungsform der Erfindung näherungsweise einzelnen integrierten Schaltungen entsprechen. Selbstverständlich können die Abgrenzungen der bestimmten integrierten Schaltung oder des bestimmten "Chips" zwischen diesen verschiedenen Funktionen bei den Implementierungen variieren; die in 3 veranschaulichte beispielhafte Realisierung wird lediglich als Beispiel vorgestellt. In diesem Beispiel ist eines der entfernten DSL-Modems 55 detaillierter gezeigt, wobei es eine Host-Schnittstelle 60 zum Bilden einer Schnittstelle mit dem ihm zugeordneten entfernten System R enthält. Die Host-Schnittstelle 60 ist von einem für derartige Schnittstellenfunktionen herkömmlichen Aufbau, wofür ein Beispiel die bei Texas Instruments Inc. erhältliche Schnittstellenschaltung TNETD2100 für einen digitalen seriellen Bus ist.
In Übereinstimmung mit dieser Ausführungsform der Erfindung enthält das entfernte DSL-Modem 55 eine digitale Sender-Empfänger-Funktion zum Ausführen der notwendigen digitalen Verarbeitungsprozesse sowohl für das Senden als auch das Empfangen der Daten-Nutzinformationen; gemäß der in 3 gezeigten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist diese digitale Sender-Empfänger-Funktion als programmierbarer digitaler Signalprozessor (DSP) 32 ausgeführt. Zum Senden umfassen die vom DSP 32 ausgeführten Funktionen solche wie das Formatieren der digitalen Daten aus dem Host-Computer R (z. B. zu Paketen und Rahmen), die Codierung der Daten in geeignete Unterkanäle zum Senden und das Ausführen einer inversen schnellen Fourier-Transformation (IFFT), um die codierten Daten in Zeitbereichssignale zu transformieren; an der Empfangsseite führt der DSP 32 die Umkehrungen dieser Vorgänge und auch die Verarbeitung der Echoaufhebung aus. Insbesondere bei den oben besprochenen Datenraten sind die Kapazität und die Leistung des DSP 32 beim Verarbeiten digitaler Daten vorzugsweise hoch, wie sie etwa von digitalen Signalprozessoren des bei Texas Instruments Inc. erhältlichen TMS320C6x-Typs bereitgestellt werden.
Das entfernte Modem 55 enthält außerdem eine analoge Schaltungsanordnung, durch die die vom DSP 32 ausgeführte Funktion des digitalen Sender-Empfängers mit der ihm zugeordneten Einrichtung mit verdrilltem Doppelkabel TWP und dadurch mit dem Vermittlungsstellenmodem 100 in Verbindung gesetzt wird. In diesem Beispiel ist der DSP 32 mit dem analogen Eingangsteil (AFE) 62 bidirektional gekoppelt, das eine integrierte Schaltung für gemischte Signale ist (d. h. sowohl digitale als auch analoge Operationen einbezieht), die für Funktionen sowohl der Sende- als auch der Empfangsschnittstelle sämtliche für die DSL-Kommunikation notwendigen Schleifenschnittstellen-Komponenten mit Ausnahme derjenigen vorsieht, die hohe Spannungen mit sich bringen. Das AFE bildet seinerseits bidirektional eine Schnittstelle mit dem Leitungstreiber 64, der ein Hochgeschwindigkeits-Leitungstreiber und -Empfänger zum Steuern und Empfangen der ADSL-Signale in einer Einrichtung mit verdrilltem Doppelkabel TWP ist, wie etwa der bei Texas Instruments Inc. erhältliche Leitungstreiber THS6002. Der Leitungstreiber 64 in entfernten Modems 55 ist in diesem Beispiel mit einer integrierten "hybriden" Vierdraht-zu-Zweidraht-Schaltung 66 verbunden, die in Voll-Duplex-Arbeitsweise die zugeordneten Sende- und Empfangsleitungen aus dem Leitungstreiber 64 in eine Einrichtung mit verdrilltem Doppelkabel TWP umsetzt.
Wie in 3 gezeigt, enthält das entfernte Modem 55 gemäß den bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung einen numerisch gesteuerten Oszillator (NCO) 35, der anhand des Ausgangs eines Freilaufoszillators ein Taktsignal erzeugt, wie weiter unten beschrieben wird. Wie aus der nachfolgenden Beschreibung hervorgeht, verwenden Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung einen derartigen numerisch gesteuerten Oszillator (NCO), um die von der Empfangsseite von DSL-Modems ausgeführte Abtastung und Demodulation zu steuern. Wie vom Durchschnittsfachmann auf dem Gebiet anerkannt wird, ist eine derartige NCO-Schaltungsanordnung gemäß der modernen Technologie erheblich preiswerter zu implementieren als ein spannungsgesteuerter Oszillator und eine Phasenregelschleifen-Taktschaltung oder eine andere hochpräzise Taktschaltungsanordnung, wie sie bei der Demodulation frequenzmultiplexierter Übertragungen herkömmlich verwendet wird.
Nun wird mit Bezug auf 4 die Empfangsschaltungsanordnung 30 im Modem 55 beschrieben, die gemäß einer ersten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung aufgebaut ist. Wie oben angemerkt wurde, wickelt das entfernte Modem 55 von 3 sowohl das Senden als auch das Empfangen von Daten ab, und an sich kann das Modem 55 als eines angesehen werden, das Sende- und Empfangs-"Seiten" hat, obwohl diese "Seiten" eher funktionell als physikalisch separiert sind, besonders wenn die digitale Sender-Empfänger-Funktion als ein DSP wie etwa der DSP 32 implementiert ist. Jedoch wird für die Zwecke der folgenden Beschreibung angenommen, dass die Beschreibung der Sende- und Empfangsfunktionen im Modem 55 dem Durchschnittsfachmann auf dem Gebiet eine verständliche Beschreibung des Betriebs von Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung bietet. Obwohl in dieser Beschreibung der Begriff "Empfangsschaltungsanordnung" verwendet wird, ist es an sich selbstverständlich, dass sich eine derartige Empfangsschaltungsanordnung allgemein nicht in allen Aspekten von der "Sendeschaltungsanordnung" im Modem 55 physikalisch unterscheidet.
Wie für den Durchschnittsfachmann auf dem Gebiet ersichtlich, ist die Empfangsschaltungsanordnung 30 gemäß dieser Ausführungsform der Erfindung bei der drahtlosen wie bei der drahtgebundenen Modemkommunikation von frequenzmultiplexierten Signalen nützlich. Zur Klarheit der Beschreibung wird die Empfangsschaltungsanordnung 30 jedoch in Bezug auf die verdrahtete Kommu nikation, wie etwa die über herkömmliche Telephonnetze ausgeführte, beschrieben, und an sich wird die Bezeichnungsweise bei der verdrahteten Modemkommunikation verwendet (z. B. DMT, im Gegensatz zu OFDM, wie beim drahtlosen Bereich verwendet); es ist selbstverständlich, dass eine Schaltungsanordnung, die ähnlich wie die hier mit Bezug auf 4 beschriebene aufgebaut ist und betrieben wird, auch bei der drahtlosen Kommunikation verwendet werden kann.
Die Empfangsschaltungsanordnung 30 gemäß der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung, wie sie in 4 gezeigt ist, enthält einen Analog/Digital-Umsetzer (A/D) 31, der in diesem verdrahteten Modem das ankommende Signal von der Einrichtung mit verdrilltem Doppelkabel TWP empfängt (selbstverständlich empfängt der A/D 31 im drahtlosen Fall ein analoges Signal von einer Antenne und einer Empfängerschaltungsanordnung). In der Anordnung des Modems 55 von 3 befindet sich der A/D 31 in der AFE 62. In dieser Ausführungsform der Erfindung wird der A/D 31 mit einem Taktsignal CLK_r getaktet, das mittels einer numerisch gesteuerten Oszillatorschaltung 35 anhand des Ausgangs CLK_FR des Freilaufoszillators 50 erzeugt wird. Der Aufbau und der Betrieb des numerisch gesteuerten Oszillators 35 werden weiter unten ausführlicher beschrieben.
Gemäß dieser bevorzugten Ausführungsform der Erfindung führt der digitale Signalprozessor (DSP) 32 an den empfangenen Übertragungen verschiedene digitale Signalverarbeitungsvorgänge und -funktionen aus. In 4 sind diese digitalen Funktionen als funktionelle Blöcke in der Empfangsschaltungsanordnung 30 innerhalb der Begrenzung des DSP 32 veranschaulicht, da die Ausführung derartiger Funktionen als durch einen DSP ausführbare Programmbefehle als besonders nützlich anzusehen ist. In dieser Hinsicht veranschaulicht 4 diese digitalen Funktionen so, dass sie "Eingänge" und "Ausgänge" als funktionelle Verbindungen untereinander aufweisen; für die Zwecke dieser Beschreibung wird angenommen, dass derartige Eingänge und Ausgänge mittels der Speicherung und der Wiedergewinnung von Signalen in einen bzw. aus einem Speicher ausgeführt werden, wie es nach dem Stand der Technik durch moderne DSPs erfolgt. Alternativ wird davon ausgegangen, dass einige oder sämtliche der in 4 in Blockform veranschaulichten Funktionen mittels kundenspezifischer Logik realisiert werden können (wobei die Eingänge und Ausgänge im physikali schen Sinne vorliegen), ohne dass vom Umfang der vorliegenden Erfindung abgewichen wird.
In der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung, wie sie in 4 gezeigt ist, wird der Ausgang des A/D 31 mittels der Zeitbereichsentzerrungs- und zyklischen Präfixentfernungsfunktion 34 auf die herkömmliche Weise verarbeitet. Das abgetastete Zeitbereichssignal am Ausgang der Zeitbereichsentzerrungs- und zyklischen Präfixentfernungsfunktion 34 wird dann durch die Funktion 36 einer schnellen Fourier-Transformation (FFT) demoduliert, die dieses Signal auf die herkömmliche Weise in eine Folge von Werten entsprechend den Werten des bei diskreten Frequenzen empfangenen Signals transformiert. Die Frequenzbereichsentzerrung des demodulierten Frequenzbereichssignals R(m) vom Ausgang der FFT-Funktion 36 wird dann durch die Funktion 38 einer Frequenzbereichsentzerrung ausgeführt, um die Auswirkungen des Übertragungskanals (d. h. der Einrichtung mit verdrilltem Doppelkabel TWP) auf die herkömmliche Weise zu kompensieren.
Wie oben in Bezug auf 2 beschrieben wurde, ist ein bestimmter Ausgang der FFT-Funktion 36 eine Frequenzbereichsfolge von Werten gemäß dem erfassten Pilotton, die (als Signal P, wie in 4 gezeigt) zur Digitalfilterfunktion 44 weitergeleitet wird, die ebenfalls im DSP 32 enthalten ist. Der Ausgang der Digitalfilterfunktion 44 wird zur numerisch gesteuerten Oszillatorschaltung 35 weitergeleitet, deren Aufbau und Betrieb nun beschrieben werden.
Wie oben angemerkt wurde, sorgt die Verwendung eines Freilauf-Quarzoszillators und einer Hilfsschaltungsanordnung zum Erzeugen des Empfangstakts CLK_r für eine einfache und preisgünstige Weise der Implementierung der Taktschaltungsanordnung, insbesondere im Vergleich zu herkömmlichen spannungsgesteuerten Oszillatoren und Phasenregelschleifen. Jedoch erzeugt eine Taktschaltungsanordnung auf der Grundlage eines Freilaufoszillators kein Taktsignal mit einer exakten Frequenz. Bei der Empfangsschaltungsanordnung 30 im Modem 55 stimmen die Frequenzen des Signals CLK_FR aus dem Freilaufoszillator 50 und von daraus erzeugten Taktsignalen, wie etwa dem Empfangstakt CLK_r, im Allgemeinen nicht mit der Frequenz der ankommenden Übermittlungen überein, sondern arbeiten bei einer Frequenz, die aus der Übertragungsfrequenz versetzt ist.
5a veranschaulicht die Auswirkungen eines derartigen Frequenzversatzes, wobei der Freilauftakt CLK_FR mit dem Sendetakt CLK_t verglichen wird. Wie in 5a gezeigt, entspricht das Taktsignal CLK_t dem der gesendeten Kommunikation zugeordneten Taktsignal und entspricht als solches effektiv dem Pilotsignal bei DMT-Übertragungen. Das Taktsignal CLK_FR ist ein Beispiel eines Taktsignals, das auf einem Freilaufoszillator wie etwa dem Freilaufoszillator 50 beruht. Wie in 5a gezeigt, sind die ansteigenden Flanken der Signale CLK_t und CLK_FR zur Zeit t₀ synchronisiert; jedoch akkumuliert sich – wegen des Frequenzversatzes zwischen dem übertragenen Takt CLK_t und dem Freilaufoszillatortakt CLK_FR – der im ersten Zyklus nach der Synchronisation vorliegende Phasenfehler mit jedem nachfolgenden Zyklus. Zur Zeit t₁ in 5a ist die Verzögerung des Taktsignals CLK_FR relativ zum Takt CLK_t erheblich und hat, wie in 5a gezeigt ist, einen Betrag Δ. Bei einem Modem, das einen Datenstrom auf eine synchrone Weise mit dem Takt CLK_FR abtastet, wobei der gesendete Datenstrom mit dem Takt CLK_t synchron ist, akkumuliert sich der Phasenfehler schließlich bis zu einem derartigen Ausmaß, dass eine Abtastung übersprungen wird.
Damit ein Modem die ankommende Nachricht vollständig wiedergewinnt, wenn es gemäß einem derartigen versetzten Taktsignal abtastet und demoduliert, muss die Empfangsseite des Modems sicherstellen, dass es in einer gegebenen Zeitperiode die gleiche Anzahl von Abtastungen erhält, wie sie vom Sendemodem gesendet werden. Beim DMT- und beim OFDM-Frequenzmultiplexieren muss sich daher jeder Rahmen beim Empfänger mit jedem gesendeten Rahmen mit einer Genauigkeit synchronisieren, die innerhalb einer Abtastung liegt; mit anderen Worten: In jeder Rahmenperiode muss der Empfänger exakt die gleiche Anzahl von Abtastungen haben wie die beim Senden verwendete.
Die Wirkung eines einfachen numerisch gesteuerten Oszillators, der auf einem Freilaufoszillator beruht, ist in 5b veranschaulicht; in diesem Fall wird der Ausgang des Freilaufoszillators effektiv, ohne irgendeine Abstimmungsschaltungsanordnung, unmittelbar für die Abtastung und die Demodulation verwendet. Wenn keine Abstimmung verwendet wird, kann die digitale Schaltungsanordnung im Empfängermodem Daten aus einem ununterbrochenen A/D-Aus gangsdatenstrom nur erneut abtasten, wobei in jedem Empfängerrahmen ein Referenzpunkt in Synchronisation mit dem übertragenen Rahmen gesetzt wird, um die Abtastungssynchronisation aufrecht zu erhalten. Dies erfordert das Überwachen des Phasenfehlers des Empfänger-Referenzpunkts relativ zum Sendetakt sowie das Vorschieben oder Zurückschieben des Referenzpunkts dann, wenn der akkumulierte Phasenfehler im Empfangstakt sich 360° oder einer Abtastung nähert. Im Beispiel von 5b ist der Referenzpunkt t_s an der ansteigenden Flanke des Empfangstaktstroms CLK_r ausgewählt, die der ansteigenden Flanke des Sendetaktstroms CLK_t nacheilt. Wenn sich der Phasenfehler zwischen den Takten CLK_t und CLK_r bis auf nahezu 360° akkumuliert, schiebt das Empfängermodem in diesem Beispiel den Referenzpunkt t_s auf den nächsten Zyklus, beim Referenzpunkt t_s', vor. Dies stellt sicher, dass in der gleichen Zeitperiode sowohl in der Sender- als auch in der Empfängerfolge N Abtastungen bereitgestellt bzw. erhalten werden. Jedoch muss gemäß diesem einfachen Schema die digitale Schaltungsanordnung im Empfängermodem beim Demodulieren des abgetasteten empfangenen Datenstroms in der Lage sein, sowohl den Frequenzversatz als auch den Phasenversatz bis zu einem akkumulierten Fehlerbetrag von 360° zu korrigieren.
Ein weiterer Ansatz zur Implementierung eines numerisch gesteuerten Oszillators vermindert die Fehlerkorrekturanforderungen an die digitale Schaltungsanordnung. Dieser Ansatz ist in der Empfangsschaltungsanordnung 30 von 4 mittels des numerisch gesteuerten Oszillators 35 implementiert. Wie in 4 gezeigt, wird der Ausgang des Freilaufoszillators 50 der Teilerschaltung 48 zugeführt, die einen periodischen Empfangstakt auf der Leitung CLK_r erzeugt, indem sie die Frequenz des Taktausgangs CLK_FR des Freilaufoszillators 50 durch einen ganzzahligen Wert dividiert, der gemäß einem Steuersignal ausgewählt wird, das durch die M-Auswahl-Schaltung 46 daran angelegt wird.
In Übereinstimmung mit dieser bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird das Empfangstaktsignal CLK_r abgeleitet, indem die Frequenz des Ausgangs CLK_FR des Freilaufoszillators 50 durch eine ausgewählte ganze Zahl M und die ihr benachbarten ganzen Zahlen M – 1 und M + 1 heruntergeteilt wird. Die ganze Zahl M wird selbstverständlich gemäß der angenäherten Frequenzbeziehung zwischen dem Freilauftakt CLK_FR und der erwarteten Frequenz des Sendetakts CLK_t ausgewählt. Die Auswahl des geeigneten ganzzahligen Teilers aus den Werten M – 1, M, M + 1 wird durch die M-Auswahl-Schaltung 46 ausgeführt, in Reaktion auf die Frequenz des Pilottons, wie er als Signal P übergeben und durch die Filterfunktion 44 gefiltert wird.
Im Betrieb stellt der numerisch gesteuerte Oszillator 35 die Dauer einer der Perioden des Empfangstakts CLK_r ein, um eine ordnungsgemäße Abtastung sicherzustellen. Wenn in einem DMT-Rahmen beispielsweise N Abtastungen vorliegen, wird eine der N Abtastungen (z. B. die erste Abtastung) mit dem Empfangstakt CLK_r abgetastet, der durch ein abhängig von der Polarität des Frequenzversatzes aus M – 1, M, M + 1 ausgewähltes Verhältnis erzeugt wird; sämtliche anderen Abtastungen im Rahmen werden dann mit dem Empfangstakt CLK_r vorgenommen, der durch Dividieren der Frequenz des Freilauftakts CLK_FR durch die ganze Zahl M erzeugt wird. Die M-Auswahl-Schaltung 46 wählt den geeigneten ganzzahligen Wert anhand des gefilterten Frequenzsignals des Pilottons als Signal P von der FFT-Funktion 36 aus. Wenn der Empfangstakt eine höhere Frequenz als die des Sendetakts (d. h. des Pilottons) hat, veranlasst die Auswahlschaltung 46, dass die Teilerschaltung 48 eine Periode des Empfangstakts mit einem Frequenzteilerverhältnis von M + 1 erzeugt und dass sämtliche anderen im Rahmen mit N Abtastungen mit einem Frequenzteilerverhältnis von M erzeugt werden; wenn der Empfangstakt im umgekehrten Fall dem Sendetakt nacheilt, veranlasst die Auswahlschaltung 46, dass die Teilerschaltung 48 eine Periode des Empfangstakts mit einem Teilerverhältnis von M – 1 und die anderen Perioden im Rahmen mit einem Teilerverhältnis von M erzeugt.
5c veranschaulicht den Betrieb des numerisch gesteuerten Oszillators 35 auf der Grundlage eines Freilauftakts CLK_FR mit der Periode T, beispielsweise des Empfangstakts CLK_r, der dem Sendetakt CLK_t nacheilt. Im Beispiel von
5c hat ein Zyklus des Empfangstakts CLK_r eine Periode (M – 1)T, während sämtliche anderen Zyklen des Empfangstakts CLK_r eine Periode MT haben. Als ein Ergebnis dieses Ansatzes wird der Phasenfehler zwischen dem Sendetakt CLK_t und dem Empfangstakt CLK_r innerhalb eines Abstimmungsbereichs von 1/(MN) der Empfangstaktperiode relativ klein gehalten, gemittelt über eine DMT-Rahmenperiode.
In Übereinstimmung mit Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung kann entweder der oben erwähnte Ansatz mit dem nicht abgestimmten Freilaufoszillator oder der numerisch gesteuerte Oszillator 35 von 4 verwendet werden, um aus einem Freilaufoszillator in einem Modem ein Empfangstaktsignal zu erzeugen. Jedoch ist der Ansatz von 4 mit Abstimmung bevorzugt, da seine Korrekturanforderungen gegenüber denen beim Ansatz ohne Abstimmung vermindert sind (der, wie oben angemerkt, Fehler bis zu 360° korrigieren muss).
In beiden Schemata sind in den Empfängerabtastungen Phasenversatz und Frequenzversatz vorhanden. Die Beziehung der Periode T_t des Sendetakts CLK_t zur Periode T_r des Empfangstakts CLK_r kann ausgedrückt werden als Tr = Tt + Δ
Darin ist Δ der Frequenzversatz (genauer: der Versatz oder die Differenz zwischen den Perioden des Sende- und des Empfangstakts). Weiterhin entspricht ein Phasenfehler τ dem Phasenversatz zwischen dem Sende- und dem Empfangstakt. Unter Verwendung dieser Versatze kann eine Folge r von empfangenen Abtastungen folgendermaßen ausgedrückt werden: r(nTr + τ) = T(n(Tt + Δ) + τ)
Bei einem Versuch, diesen Frequenz- und diesen Phasenversatz einfach durch Interpolation mit einem Filter mit endlicher Impulsantwort (FIR) vor der digitalen Demodulation zu korrigieren, übersteigen die rechentechnischen Anforderungen für eine derartige Korrektur die Kapazität moderner digitaler Signalprozessoren (DSPs) nach dem Stand der Technik.
In Übereinstimmung mit Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung wird jedoch die Verarbeitung demodulierter Abtastungen vorgenommen, um den Phasen- und den Frequenzfehler zu beseitigen. Es wurde beobachtet, dass diese Verarbeitung nach der Demodulation durch moderne DSPs, wie etwa den DSP 32 in der Empfangsschaltungsanordnung 30 von 4 gemäß der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung, ausgeführt werden kann und dass sie an sich die Verwendung preiswerter Taktschaltungsanordnungen wie etwa des numerisch gesteuerten Oszillators 35 und nicht abgestimmter, oben beschriebener Freilaufoszillatoren ermöglichen kann.
Wie wiederum in 4 gezeigt ist, erfolgt die Verarbeitung demodulierter Abtastungen des empfangenen Signals ausgangsseitig von (d. h. nach) der FFT-Funktion 36 und der Frequenzentzerrungsfunktion 38, die beide gemäß herkömmlichen Verfahren ausgeführt werden. An sich liegt das Signal nach diesen Prozessen 36, 38 im Frequenzbereich, und zwar auf der Grundlage von Zeitbereichsabtastungen, die vom A/D 31 unter Verwendung des Empfangstakts CLK_r erfasst wurden, der relativ zum Sendetakt CLK_t, der dazu diente, die übermittelten Daten zu erzeugen, sowohl einen Frequenz- als auch einen Phasenversatz aufweist.
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beruhen auf der Ableitung von Korrekturen am empfangenen Datenstrom nach der Abtastung, sobald der Phasenversatz τ und der Frequenzversatz Δ anhand des Pilottons geschätzt wurden, wie oben beschrieben. Genauer gesagt, werden für den Phasenversatz und den Frequenzversatz nach der Abtastung separate Korrekturen angewendet, die auf diesen Schätzungen des Phasenversatzes τ und des Frequenzversatzes Δ beruhen. Es ist zu berücksichtigen, dass der Sender (z. B. das Vermittlungsstellenmodem 100) mit einer Frequenz f t / s = 1/T_t (wobei T_t die Abtastperiode im Sendemodem ist) abgetastet hat; die Fourier-Transformation des übertragenen Signals ist daher F(k), wobei k der Frequenz-Bin-Index ist. Das übertragene Zeitbereichssignal f(t) kann dann als die inverse diskrete Fourier-Transformation von F(k) wie folgt ausgedrückt werden:
An der Empfängerseite erfolgt die Abtastung mit einer Frequenz f r / s = 1/T_r, wobei T_r die Abtastperiode des Empfängers ist. Wenn berücksichtigt wird, dass die Impulsantwort des Kommunikationskanals (z. B. der Einrichtung mit verdrilltem Doppelkabel TWP) zwischen dem Sende- und dem Empfangsmodem h(t) ist und somit die Impulsantwort des abgetasteten Kanals h(nT_r) ist, kann das abgetastete empfangene Zeitbereichssignal r(nT_r) ausgedrückt werden als r(nTr) = h(nTr)⊗f(nTr + τ)
Wie oben beschrieben, kann das abgetastete empfangene Signal f(nT_r + τ) als die inverse Fourier-Transformation des Produkts des gesendeten Frequenzbereichssignals mit Phasenversatz- und Frequenzversatzbeiträgen angesehen werden:
Der Ausdruck für das abgetastete empfangene Signal r(nT_r) kann daher im Frequenzbereich ausgedrückt werden als R(m) = H(m)·exp(j2πfmτ)·F'(m)
Darin bezieht sich m auf den Frequenz-Bin im empfangenen Signalspektrum, und F'(m) bezieht sich auf das Frequenzspektrum des übertragenen Signals mit dem Fehler auf Grund des Frequenzversatzes, jedoch nicht des Phasenversatzes, des Empfangstakts. Der Term exp(j2πf_mτ) entspricht dem Fehler auf Grund des Phasenversatzes. Das übertragene Signal mit den Frequenzversatzfehler F'(m) kann ausgedrückt werden als
wobei f_m = m/(NT_r) ist.
In der in 4 veranschaulichten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist der Ausgang der FFT-Funktion 36 mittels Frequenzbereichsfolgen R(m) dargestellt, wobei m der Frequenz-Bin-Index im Spektrum ist. In Übereinstimmung mit Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung ist der Phasenversatz τ vom Frequenzversatz Δ getrennt, wobei berücksichtigt wird, dass der Ausgang der FFT-Funktion 36 auf der Folge r(nT_r + τ) von Empfängerabtastungen beruht und gegeben ist durch
Wie oben angemerkt wurde, ist es wünschenswert, beim Wiedergewinnen des übertragenen Signals F(k) den Phasenversatzbeitrag vom Frequenzversatzbeitrag zu trennen. An sich kann das Spektrum R(m) als das Produkt eines Phasenversatzbeitrags und eines Spektrums F'(k) ausgedrückt werden, das das gesendete Signal F(k) darstellt, jedoch auch den Frequenzversatz aus dem Empfangstakt CLK_r wie folgt enthält:
wobei gilt
Der Phasenversatzbeitrag zum empfangenen Signalspektrum R(m) ist exp(j2πf_mτ). In Übereinstimmung mit Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung kann die Auswirkung dieser Versatze, sobald der Phasenversatz τ und der Frequenzversatz Δ für ein Empfängersystem geschätzt sind, bei der Demodulation des Signals algorithmisch aus dem empfangenen Signal entfernt werden.
In Übereinstimmung mit der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung, wie sie in 4 gezeigt ist, wirkt die Frequenzbereichsentzerrer-Funktion 38 auf den Ausgang R(m) der FFT-Funktion 36. Der Frequenzbereichsentzerrer 38 ist vorzugsweise in Software als eine vom DSP 32 gemäß bekannten Verfahren ausgeführte programmierte Routine implementiert; wie auf dem Gebiet allgemein bekannt, ist der Frequenzbereichsentzerrer 38 dazu bestimmt, frequenzabhängige Verluste im Übertragungskanal (d. h. im Telephonnetz) zwischen dem Vermittlungsstellenmodem 100 und der Empfangsschaltungsanordnung 30 im entfernten Modem 50 zu kompensieren. Bei einer Kanalimpulsantwort H(m) im Frequenzbereich soll der durch die Frequenzbereichsentzerrer-Funktion 38 angewendete Filter FEQ(m) über die interessierenden Frequenzen folgende Beziehung erfüllen: FEQ(m)·H(m) = 1
Ein ordnungsgemäßes Training der Frequenzbereichsentzerrer-Funktion 38 in der Empfangsschaltungsanordnung 30 vorausgesetzt, kann der Ausgang R'(m) der Frequenzbereichsentzerrer-Funktion 38 wie folgt ausgedrückt werden: R'(m) = FEQ(m)·H(m)·exp(j2πfmτ)·F'(m)oder R'(m) = exp(j2πfmτ)·F'(m)
Wie oben angemerkt wurde, ist der Term exp(j2πf_mτ) der Phasenfehlerterm. In Übereinstimmung mit der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird die Phasendrehungsfunktion 40 daher auf das Signal R'(m) am Ausgang des Frequenzbereichsentzerrers 38 angewendet. Die Phasendrehungsfunktion 40 ist als eine herkömmliche digitale Filteroperation implementiert, um in das Signal R'(m) eine dem Phasenfehler exp(j2πf_mτ) entsprechende Phasenverschiebung einzufügen, wobei ein geschätzter Phasenversatz τ zwischen dem Empfangstakt CLK_r und dem Sendetakt CLK_t verwendet wird.
In Übereinstimmung mit der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung enthält der DSP 32 auch die Phasen- und Frequenzversatz-Erfassungsfunktion 43. Wie oben angemerkt wurde, fügt das Sendemodem in DMT- und OFDM-Systemen üblicherweise einen Pilotton in seine gesendeten Daten ein, damit seine Abtastung und seine Modulation mit dem Empfangsmodem exakt synchronisiert werden. Bei einem Pilotton mit der Frequenz f_p weist das empfangene, mit dem Empfangstakt CLK_r abgetastete Pilotsignal p(nT_r) einen Phasenversatz τ auf, wobei gilt: p(nTr) = cos(2πfp(nTr + τ))
Eine herkömmliche Phasenerfassungs-Schaltungsanordnung kann ohne Wieteres einen konstanten Phasenverschiebungsterm φ bestimmen, wobei φ = 2πf_pτ ist.
In der in 4 veranschaulichten Ausführungsform der Erfindung empfängt die Phasen- und Frequenzversatz-Erfassungsfunktion 43 von der FFT-Funktion 36 das Frequenzbereichspilotsignal P und analysiert die Koeffizienten der Folge von Abtastungen des Pilotsignals P (das im Wesentlichen bei der Pilotfrequenz f_p liegt), um den Phasenversatz τ und den Frequenzversatz Δ zu erfassen. Wie oben beschrieben wurde, kann die Phasen- und Frequenzversatz-Erfassungsfunktion 43 aus den Werten von P für die empfangenen Abtastungen mittels eines Vergleichs der reellen und der imaginären Komponenten von P über eine Folge von Abtastungen ohne Weiteres eine konstante Phasenverschiebung φ bestimmen. Wegen des konstanten Phasenverschiebungsterms φ = 2πf_pτ leitet die Phasen- und Frequenzversatz-Erfassungsfunktion 43 den Phasenversatzwert τ ohne Weiteres her und übermittelt diesen Wert an die Phasendreherfunktion 40, wie in 4 gezeigt ist.
In Übereinstimmung mit der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist die Phasendreherfunktion 40 eine digitale Filteroperation, die gemäß herkömmlichen Verfahren vom DSP 32 ausgeführt werden kann, der in das Frequenzbereichssignal R'(m) eine Phasenverschiebung einbringt. Wie oben angemerkt wurde, enthält das Signal R'(m) einen Phasenversatzterm exp(j2πf_mτ). Dementsprechend modifiziert die Phasendreherfunktion 40 das Signal R'(m) durch die Phasenverschiebung exp(j2πf_mτ), wodurch der auf dem Phasenversatz τ beruhende Phasenfehler entfernt wird. Der Ausgang der Phasendreherfunktion 40 ist daher das Frequenzbereichssignal F'(m), das eine Frequenzbereichsdarstellung des übertragenen Signals F(k) ist, jedoch einschließlich des auf dem Frequenzversatz Δ beruhenden Fehlers. Das Signal F'(m) wird dann von der Filterfunktion 42 mit endlicher Impulsantwort (FIR) empfangen, die gemäß dieser Ausführungsform der Erfindung diesen Frequenzversatz Δ kompensiert.
Nun wird die Theorie des Betriebs der FIR-Filterfunktion 42 beschrieben. In dieser Hinsicht kann das Signal F'(m) wie folgt angesetzt werden:
oder auch, unter Verwendung der Differenz (f_k – f_m) in den Bin-Frequenzen, wie folgt:
Im Zusammenhang mit Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung wurde festgestellt, dass dieser Ausdruck für F'(m) folgendermaßen angenähert werden kann:
Dieser Ausdruck setzt das empfangene Signal F'(m) effektiv mit einem Frequenzversatzfehler als Summe des Spektrums F(m) bei seinem wahren Bin (I = 0) zuzüglich Beiträgen (d. h. F(m + I) bei I ≠ 0) von anderen Bins im Spektrum an. Im Fall DMT entsprechen diese anderen Bins anderen Tönen oder Unterkanälen.
Selbstverständlich ist dieser Ausdruck für das empfangene Spektrum F'(m) nicht direkt auf die Kompensation des Frequenzversatzes anwendbar, da er in Abhängigkeit vom unbekannten (zur Empfangsschaltungsanordnung 30) gesendeten Spektrum F(m) ausgedrückt ist. Jedoch ist das Verhältnis des Phasenversatzes Δ zur Sendeperiode T_t gemäß der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung im Allgemeinen sehr klein, vorausgesetzt, dass allgemein eine Frequenzungleichheit von weniger als 100 ppm angesetzt wird (wofür das Verhältnis Δ/T_t < 10^–4 ist ). Außerdem liegt der Beitrag der anderen Bins höchstens in der Größenordnung von 2 % der Summe, da bei der modernen ADSL-DMT-Kommunikation der maximale Tonindex m gleich 256 ist. Diese vernünftige Näherung ermöglicht es, den obigen Ausdruck für F'(m) zu modifizierten und nach dem gesendeten Signal F(m) aufzulösen, indem das gesendete (unbekannte) Signal durch das empfangene Signalspektrum F' ersetzt und die Beziehung folgendermaßen angesetzt wird:
Dieser Ausdruck weist einen Näherungsfehler auf, der proportional zu (Δ/T_t)² ist. Eine iterative Auswertung des obigen Ausdrucks für F(m) kann diesen Näherungsfehler weiter verringern.
In Übereinstimmung mit der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird der obige Näherungsausdruck für F(m) in der FIR-Filterfunktion 42 ausgeführt, wobei eine Schätzung für den durch die Phasen- und Frequenzversatz-Erfassungsschaltung 43 erzeugten Frequenzversatz Δ verwendet wird. Dieser Ausdruck ist eindeutig ein FIR-Filter, da er nur von Eingängen aus dem momentanen Ausgang der FFT-Funktion 36 abhängt, wie er vom FEQ 38 und von der Phasendreherfunktion 40 verarbeitet wird, nicht aber von vorangehenden Ausgängen.
Im Betrieb analysiert die Phasen- und Frequenzversatz-Erfassungsfunktion 43 eine Folge von Rahmen, um eine Schätzung des Frequenzversatzes Δ herzuleiten, wobei berücksichtigt wird, dass sich zum gesamten Phasenfehler über aufeinanderfolgende Zyklen ein von null verschiedener Frequenzversatz addiert. Die Rate, mit der der Phasenfehler über mehrere Rahmen ansteigt, liefert daher eine Schätzung des Frequenzversatzwerts Δ. Wie oben angemerkt wurde, bestimmt die Phasen- und Frequenzversatz-Erfassungsfunktion 43 in einem gegebenen Rahmen einen Phasenversatzwert τ. Zum Bestimmen des Frequenzversatzes schätzt die Phasen- und Frequenzversatz-Erfassungsfunktion 43 die Größe τ aus dem Pilotton in zwei Rahmen (den Rahmen i und j, wobei der Rahmen j zeitlich später liegt als der Rahmen i), um den Frequenzversatz Δ gemäß folgender Beziehung herzuleiten: τj = τj + (j – i)·N·Δ
Wie zuvor ist N die Anzahl von Abtastungen pro Rahmen. Dementsprechend schätzt die Phasen- und Frequenzversatz-Erfassungsfunktion 43 die Größe τ bei zwei unterschiedlichen Rahmen und leitet aus diesen Schätzungen (zusammen mit der Anzahl von abgelaufenen Rahmen und der Anzahl von Abtastungen pro Rahmen) eine Schätzung des Frequenzversatzes Δ her. Die Phasen- und Frequenzversatz-Erfassungsfunktion 43 leitet diese Schätzung des Frequenzversatzes Δ an die FIR-Filterfunktion 44 zur Verwendung beim Ableiten der geeigneten Filteroperation weiter.
Die FIR-Filterfunktion 42 liefert somit anhand des Ausgangs der Phasendreherfunktion 40 eine Realisierung der folgenden Operation an F'(m):
Darin ist der Frequenzversatz Δ der von der Phasen- und Frequenzversatz-Erfassungsfunktion 43 geschätzte. Es wird davon ausgegangen, dass der Durchschnittsfachmann auf dem Gebiet diese Filterfunktion in modernen Schaltungsanordnungen wie etwa DSPs anhand der obigen Beschreibung des Filters ohne Weiteres erkennen kann. Genauer gesagt, ist der DSP 32 ohne Weiteres in der Lage, die Sendeperiode T_t aus der Empfangsperiode T_r und der Schätzung des Frequenzversatzes Δ herzuleiten. Da sämtliche Terme in dieser Schätzung des Signals F(m) folglich durch die Empfangsschaltungsanordnung 30 erkannt werden, ist die Anwendung der FIR-Filterfunktion 42 relativ unkompliziert. Wie oben angegeben wurde, entspricht der Ausgang der FIR-Filterfunktion 42 daher dem gesendeten Signal F(m) und wird als eine Folge von Frequenzbereichskoeffizienten dargestellt. Eine geeignete Ablaufsteuerung und Decodierung dieser Koeffizienten liefert dem Host-Computer R somit die übermittelten Daten.
In Übereinstimmung mit dieser bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden daher beim Empfang von codierten und modulierten Übertragungen mehrere wichtige Vorteile erzielt. Zunächst ist zu erwarten, dass bei einer gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung aufgebauten Empfangsschaltungsanordnung die Gesamtkosten wesentlich geringer sind als bei herkömmlichem Aufbau, da die kostspieligen Funktionen von spannungsgesteuerten Quarzoszillatoren, einer Phasenregelschleifen-Schaltungsanordnung und Ähnlichem vermieden werden. Stattdessen ermöglichen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung die Verwendung eines relativ preisgünstigen Freilaufoszillators, auf dem ein numerisch gesteuerter Oszillator beruht. Bis zu dem Ausmaß, in dem dieser Fehler auf Grund des Frequenzversatzes und des Phasenversatzes in der Empfangsschaltungsanordnung gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung vorliegt, wird ein derartiger Fehler ohne Weiteres bei der ausgangsseitigen, nach der Abtastung und nach der Demodulation erfolgenden Frequenzbereichsverarbeitung korrigiert, wobei eine derartige Verarbeitung durch aus innerhalb der Fähigkeit moderner DSP Vorrichtungen liegt. Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung erlauben es daher der Empfangsschaltungsanordnung in der Modemkommunikation, in dicht gepackten Unterkanälen übermittelte Informationen ohne Weiteres zu empfangen und zu decodieren, während die Orthogonalität zwischen Unterkanälen erhalten bleibt.
Es wird davon ausgegangen, dass an der oben beschriebenen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ohne Weiteres bestimmte Abwandlungen vorgenommen werden können. Beispielsweise wird davon ausgegangen, dass die oben beschriebene Verarbeitung für Unterkanäle oder Unterträger, die ein Signal-zu-Rausch-Verhältnis unter einem bestimmten Schwellenpegel haben, übersprungen oder ausgelassen werden, wobei andere Probleme als der Frequenz- und der Phasenversatz die Übertragung dominieren. Es wird davon ausgegangen, dass die Bestimmung, ob der oben beschriebene Prozess der Versatzkompensation auszuführen ist, in einem Echtzeitverfahren während des Empfangs und der Verarbeitung der Signale erfolgen kann.
Wie oben in Bezug auf den Hintergrund der Erfindung besprochen wurde, ist die Modemkommunikation mit asynchroner digitaler Teilnehmerleitung (ADSL) allgemein so konfiguriert, dass eines der kommunizierenden Modems (im Allgemeinen das Vermittlungsstellenmodem oder irgendein anderes, eine angsseitig des Clients befindliches Modem) einen Master-Takt erzeugt und verwendet. Gemäß dem herkömmlichen ADSL-Protokoll müssen client-seitige Modems und andere Empfänger von ADSL-Verkehr aus dem Vermittlungsstellenmodem das Master-Taktsignal aus dem übermittelten Datenstrom Wiedergewinner und müssen diesen wiedergewonnenen Takt sowohl bei ihrer Abtastung und Demodulation des empfangenen ausgangsseitiges Datenstroms als auch bei ihner Übertragung der eingangsseitigen oder Rückverbindungsdaten zum Vermittlungsstellenmodem verwenden. Das Client-Modem muss diesen Rückverbindungsdatenstrom auf eine relativ zum Master-Taktsignal jitter-freie Weise übermitteln. Jedoch wird bei der ADSL-Kommunikation vom client-seitigen Modem k ∊ in Pilotsignal erzeugt, da das Vermittlungsstellenmodem auf ein derartiges Signal nicht antwortet (und stattdessen seinen Master-Takt zur Abtastung und Demodulation verwendet). Gemäß einer zweiten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird ein Modem geschaffen, das einen numerisch gesteuerten Oszillator zum Empfangen der Kommunikation in Kombination mit der Nachbearbeitung des demodulierten Signals, um, wie oben in Bezug auf 4 beschrieben, den Phasen- und Frequenzversatz zu korrigieren, nutzt und das außerdem eine Funktionalität enthält, um die eingangsseitige Kommunikation ordnungsgemäß zu verarbeiten, sodass sie relativ zu dem vom Vermittlungsstellenmodem erzeugten Master-Taktsignal jitter-frei ist.
Nun werden mit Bezug auf 6 der Aufbau und der Betrieb des Modems 55 gemäß dieser zweiten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung beschrieben. Das Modem 55 ist ein Beispiel eines Client-Modems in einer ADSL-Kommunikationsanforderung, wie sie in 3 gezeigt ist, und empfängt an sich ein Zeitbereichssignal f(t) über eine Einrichtung mit verdrilltem Doppelkabel TWP, die ein Pilotsignal enthält, wie oben beschrieben. Dieses Pilotsignal entspricht einem Master-Taktsignal, das durch das das Signal f(t) übertragende Modem erzeugt wird; das Sendemodem befindet sich in dieser ADSL-Umgebung allgemein bei der Vermittlungsstelle.
Das Modem 55 enthält eine Empfangsschaltungsanordnung 30, wie sie oben in Bezug auf 4 beschrieben wurde und die das Signal f(t) zu einem entsprechenden digitalen Signal F(m) verarbeitet, das zum Host-Computer R im System übermittelt wird. Um es zusammenzufassen: Die Empfangsschaltungsanordnung 30 tastet das Eingangssignal f(t) ab und demoduliert es (d. h. transformiert es mittels der FFT-Funktion 36 in den Frequenzbereich) unter der synchronen Steuerung durch den vom numerisch gesteuerten Oszillator 35 erzeugten Empfangstakt CLK_r. Zusätzliche Funktionen, wie etwa die Zeitbereichsentzerrungs- und zyklische Pulsentfernungsfunktion 34, werden vor der FFT-Funktion 36 auf das abgetastete Signal angewendet. Wegen des Phasen- und Frequenzversatzes zwischen dem Empfangstakt CLK_r und dem Master-Takt, mit dem das Signal f(t) moduliert und gesendet wird, wendet die Empfangsschaltungsanordnung 30 mittels der Phasendreherfunktion 40 und der FIR-Filterfunktion 42, wie oben beschrieben, die Phasenversatz- und die Frequenzversatzkorrektur nach der Demodulation über den Betrieb der Phasen- und Frequenzversatz-Erfassungsfunktion 43 an. Das digitale Signal F(m) wird dann vom Modem 55 zum Host-Computer R weitergeleitet, wie oben beschrieben.
Ebenfalls wie oben beschrieben, ist das Modem 55 vorzugsweise mittels des digitalen Signalprozessors (DSP) 32' realisiert, wie etwa eines DSP der TMS320c6x-Klasse, die bei Texas Instruments Inc. erhältlich ist. Die Zeitbereichsentzerrungs- und zyklische Pulsentfernungsfunktion 34, die FFT-Funktion 36, die FEQ-Funktion 38, die Phasendreherfunktion 40, die FIR-Filterfunktion 42, die Phasen- und Frequenzversatz-Erfassungsfunktion 43 und die Pilotsignalfilterfunktion 44 werden in dieser bevorzugten Ausführungsform der Erfindung sämtlich durch den DSP 32' über ausführbare Programmbefehle realisiert.
Das Modem 55 besitzt auch eine Sendeseite zum Erzeugen "eingangsseitiger" Signale zur Vermittlungsstelle mittels einer Einrichtung mit verdrilltem Doppelkabel TWP. Gemäß den ADSL-Standards umfasst dieses vom Modem 55 erzeugte eingangsseitige oder "Rückverbindungs"-Signal g(t) kein Pilotsignal, wie es beim ausgangsseitigen Signal f(t) der Fall ist. Die Abwesenheit (oder, genauer, das Ausbleiben der Anforderung) des Pilotsignals liegt daran, dass die Vermittlungsstellenmodems bei der ADSL-Kommunikation bei ihrem Betrieb ein Master-Taktsignal erzeugen und verwenden, das sowohl beim Senden als auch bei beim Empfangen genutzt wird. Außerdem werden in Client-ADSL-Modems zahlreiche Typen von Taktwiedergewinnungsverfahren verwendet, die die Erzeugung verschiedener Typen von Pilotsignalen bewirken. Dementsprechend erfordern die ADSL-Standards, dass die client-seitigen Modems, wie etwa das Modem 55, das Master-Taktsignal aus dem empfangenen Datenstrom wiedergewinnen und diesen wiedergewonnenen Takt verwenden, um einen jitter-freien Rückverbindungsbitstrom zu erzeugen, wodurch sichergestellt wird, dass die eingangsseitige Übertragung vom Vermittlungsstellenmodem in einer relativ zum Master-Taktsignal synchronisierten Weise empfangen wird.
In Übereinstimmung mit der zweiten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung enthält die Taktschaltungsanordnung einen numerisch gesteuerten Oszillator 35, der auf einem Freilaufoszillator beruht; alternativ kann, wie oben besprochen, ein nicht abgestimmter Freilaufoszillator zur Abtastung und zur sonstigen synchronen Steuerung des Modems 55 in einer Anordnung ohne Abstimmung genutzt werden, in der der Abtastreferenzpunkt gemäß der Beziehung zwischen der Freilauffrequenz und der Sende- oder Master-Takt-Frequenz vorgeschoben oder zurückgeschoben ist. Das Modem 55 verwendet diesen Empfangstakt CLK_r auch zum Steuern des Sendens des Rückverbindungssignals. Dementsprechend bestehen der Phasenversatz und der Frequenzversatz zwischen dem in diesem Beispiel durch den numerisch gesteuerten Oszillator 35 erzeugten lokalen Empfangstakt CLK_r und dem Master-Takt, mit dem das Signal f(t) gesendet wird und gemäß dem das Vermittlungsstellenmodem den Rückverbindungsbitstrom erwartet. Gemäß dieser zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wendet das Modem 55 auf das zu sendende digitale Signal vor dessen Modulation, Abtastung und Übertragung ein Vorentzerrungsfilter an, sodass der vom Taktversatz herrührende Phasen- und Frequenzversatz das Signal nicht verzerrt, sondern es stattdessen in eine Form bringt, die mit dem Master-Takt des Vermittlungsstellenmodems übereinstimmt.
In Übereinstimmung mit dieser zweiten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung enthält das Modem 55 eine Sendeseite, die eine Filterfunktion 52 mit endlicher Impulsantwort (FIR), eine Phasendreherfunktion 54 und eine Funktion 56 einer inversen schnellen Fourier-Transformation (IFFT) umfasst. In diesem Beispiel sind diese Funktionen sämtlich digitale Funktionen und werden als solche vorzugsweise durch einen vom DSP 32' ausgeführten Code realisiert, wie in 6 gezeigt ist.
Die FIR-Filterfunktion 52 empfängt das digitale Signal G(m) direkt oder indirekt vom Host-Computer R. Die FIR-Filterfunktion 52 ist ein digitales Filter, das auf das Signal G(m) eine Vorentzerrungskorrektur anwendet, die auf einer Schätzung des Frequenzversatzes zwischen dem Master-Takt des Vermittlungsstellenmodems 100 und dem Empfangstakt CLK_r beruht, wie oben beschrieben.
Diese Frequenzversatzschätzung Δ wird durch die oben beschriebene Phasen- und Frequenzversatz-Erfassungsfunktion 43 zur FIR-Filterfunktion 52 übermittelt.
Das durch die Funktion 52 auf das Signal G(m) angewendete FIR-Filter beruht auf der gleichen Theorie des Betriebs wie die oben in Bezug auf 3 beschriebene, nach der Demodulation erfolgende Korrektur. Wie oben in Bezug auf den Empfang des Signals f(t) besprochen, kann das empfangene Signal mit dem Frequenz- (nicht aber Phasen-)Versatz F'(m) in Abhängigkeit vom wahren übertragenen Spektrum F(m) wie folgt ausgedrückt werden:
Daher erzeugt die FIR-Filterfunktion 52 an der Sendeseite ein vorentzerrtes Signal G'(m), das eine Kompensation der während der Modulation und der Abtastung auftretenden Frequenzversatzauswirkungen umfasst, wobei die Kompensation auf dem geschätzten Frequenzversatz Δ und dem bekannten ankommenden Signal G(m) beruht:
Wie zuvor wird die Sendeperiode T_t des Vermittlungsstellenmodems 100 vom Modem 55 erkannt und kann ohne Weiteres in die FIR-Filterfunktion 52 eingegeben werden.
Es ist jedoch anzumerken, dass der Wert von m für die eingangsseitige Übertragung von Signalen vom entfernten Modem 55 zum Vermittlungsstellenmodem 100 wegen der asynchronen Beschaffenheit der ADSL-Kommunikation im Allgemeinen unterschiedlich ist. Beispielsweise beträgt der eingangsseitige Wert von m im Allgemeinen 32, wofür der ausgangsseitige Wert von m 256 beträgt. An sich ist die Auswirkung des Frequenzversatzes auf die eingangsseitige Kommunikation allgemein um eine Größenordnung schwächer als die Auswirkung auf die ausgangsseitige Kommunikation. An sich wird davon ausgegangen, dass die FIR-Filterfunktion 52 ohne Weiteres in der Lage ist, das Signal G(m) vorzuentzerren, um derartige Auswirkungen zu kompensieren.
Das Signal G'(m) wird dann der Phasendreherfunktion 54 zugeführt, die eine Phasenverschiebung mit einem Betrag anwendet, der der Schätzung des von der Phasen- und Frequenzversatz-Erfassungsfunktion 43 erzeugten Phasenversatzes τ entspricht. Die von der von Phasendreherfunktion 54 eingebrachte Phasenverschiebung hat einen solchen Betrag, dass die erwartete Phasenverschiebung kompensiert wird, die auf dem Phasenfehler zwischen dem Empfangssignal CLK_r und dem Master-Takt beruht. Dementsprechend ist die durch die Phasendreherfunktion 54 eingebrachte Phasenverschiebung die gleiche wie die durch die oben beschriebene Phasendreherfunktion 40 eingebrachte, und zwar die Phasenverschiebung exp(–j2πf_mτ); diese Phasenverschiebung wird Bin für Bin in das Signal G'(m) eingebracht, wobei eine verschobene Ausgabe S'(m) erzeugt wird. Der nachfolgende, auf dem Phasenversatz τ beruhende Phasenfehler exp(–j2πf_mτ) wird somit durch die Phasendreherfunktion vorkompensiert.
Der Ausgang der Phasendreherfunktion 40 ist dadurch das Frequenzbereichssignal S'(m), das eine Frequenzbereichsdarstellung des Eingangssignals G(m) ist, jedoch eine Vorkompensation des Fehlers enthält, der sowohl vom Frequenzversatz Δ als auch vom Phasenversatz τ verursacht wird. Das Signal S'(m) wird der Funktion 56 einer inversen schnellen Fourier-Transformation (IFFT) zugeführt, die eine Folge von Abtastungen erzeugt, die einer abgetasteten Zeitbereichsdarstellung des Signals S'(m) entsprechen. Dieses abgetastete Zeitbereichssignal wird dem Digital/Analog-Umsetzer (D/A) 58 zugeführt, der das analoge Sendesignal g(t) erzeugt, das auf die geeignete, auf dem Empfangstakt beruhende Frequenz CLK_r moduliert wird. Wie oben angemerkt, ist das gesendete übertragene Signal g(t) selbstverständlich vorentzerrt, um den Phasen- und Frequenzversatz des Takts CLK_r relativ zur Frequenz des Master-Takts zu kompensieren, wie er beispielsweise durch den Master-Takt 102 im Vermittlungsstellenmodem 100 erzeugt wird, wie in 3 gezeigt.
In Übereinstimmung mit den bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung werden daher im Aufbau und im Betrieb von Modems bedeutende Nutzen und Vorteile erzielt, insbesondere bei client-seitigen Modems in Hochgeschwindigkeitskommunikations-Umgebungen wie etwa ADSL und Ähnlichem. Wie oben angemerkt wurde, schaffen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung die Möglichkeit, dass derartige Modems preisgünstige und einfach aufgebaute lokale Taktschaltungsanordnungen verwenden, wie etwa numerisch gesteuerte, auf Freilaufoszillatoren beruhende Oszillatoren, während die Genauigkeit bei der Wiedergewinnung der Kommunikation trotzdem sichergestellt ist, indem nach der Demodulation eine Verarbeitung erfolgt, um Fehler auf Grund des Phasen- und Frequenzversatzes von Sende- und Empfangstakt zu korrigieren. Daher bleibt die Orthogonalität zwischen Unterkanälen erhalten, wobei die Zwischenkanal-Interferenz verringert wird. Zusätzlich kann, wie oben im Zusammenhang mit der zweiten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung angemerkt wurde, auch die Vorentzerrung des Rückverbindungssignals vor der Modulation angewendet werden, sodass das Zeitbereichssignal exakt ist, wie es bei einem Vermittlungsstellenmodem empfangen wird, das gemäß einem Master-Takt arbeitet.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird der digitale Signalprozessor 32 oder eine andere geeignete Rechenvorrichtung mittels eines Computerprogramms oder eines ähnlichen Mittels konfiguriert, um entsprechende Ausführungsformen der Erfindung zu implementieren und mit Rechenelementen des Modems 55 in Betrieb zu nehmen.
Das Computerprogramm kann in irgendeinem geeigneten Trägermedium befördert oder gespeichert werden, wie etwa einem flüchtigen oder nichtflüchtigen Festkörperspeicher, der sich im Modem oder in einer zugehörigen Schaltungsanordnung befindet. Außerdem kann das Computerprogramm auf einer Magnetplatte oder einem Band oder über ein Telekommunikationsmedium wie etwa ein Trägersignal mit optischer Frequenz oder mit Funkfrequenz befördert werden, um beispielsweise dem Festkörperspeicher im Modem 55 zugeführt zu werden.
Während die vorliegende Erfindung in Übereinstimmung mit ihren bevorzugten Ausführungsformen beschrieben wurde, wird selbstverständlich davon ausgegangen, dass Abwandlungen an und Alternativen zu diesen Ausführungsformen, wobei derartige Abwandlungen und Alternativen die Vorteile und Nutzen dieser Erfindung erhalten, für den Durchschnittsfachmann auf dem Gebiet ersichtlich sind, wenn er Bezug auf diese Beschreibung und deren Zeichnung nimmt. Es wird davon ausgegangen, dass derartige Abwandlungen und Alternativen infolgedessen innerhalb des Umfangs dieser Erfindung liegen, wie sie anschließend beansprucht wird.

Claims

Empfangsschaltungsanordnung (30) für ein Telekommunikationsmodem, mit: einem Eingang zum Empfangen eines empfangenen Signals wobei das empfangene Signal ein Pilotsignal enthält, das einem Taktsignal entspricht, das bei der Erzeugung des empfangenen Signals verwendet wird; einer Taktschaltungsanordnung (35) zum Erzeugen eines Empfangstakts, die einen Freilaufoszillator enthält; einer Analog/Digital-Umsetzerschaltungsanordnung (31), die mit dem Eingang gekoppelt ist, um das empfangene Signal in Reaktion auf den Empfangstakt abzutasten; und einer Schaltung (32), die mit einem Ausgang der Analog/Digital-Umsetzungsschaltungsanordnung (31) gekoppelt und so konfiguriert ist, dass sie eine Demodulationsfunktion (36, 38) ausführt, um ein Frequenzbereichssignal zu erzeugen, das dem empfangenen Signal entspricht, eine Phasendrehungsfunktion (40) ausführt, um eine Phasenverschiebung auf das Frequenzbereichssignal anzuwenden, die einem geschätzten Phasenversatz zwischen dem Empfangstakt und dem Pilotsignal entspricht, und eine Digitalfilterfunktion (42) ausführt, um auf das phasenverschobene Frequenzbereichssignal eine Korrektur anzuwenden, die einem geschätzten Frequenzversatz zwischen dem Empfangstakt und dem Pilotsignal entspricht.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, bei der die Demodulationsfunktion umfasst: eine Funktion (36) einer schnellen Fourier-Transformation, um das abgetastete empfangene Signal in ein Frequenzbereichssignal zu transformieren; und eine Funktion (38) einer Frequenzbereichsentzerrung, um das Frequenzbereichssignal zu verarbeiten, um Kanaleffekte zu kompensieren.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Schaltung eine integrierte digitale Signalprozessorschaltung (32) ist; wobei die Demodulationsfunktion (36, 38), die Phasendrehungsfunktion (40) und die Digitalfilterfunktion (42) durch die integrierte digitale Signalprozessorschaltung implementiert sind.
Schaltungsanordnung nach einem vorhergehenden Anspruch, bei der die Taktschaltungsanordnung (35) ferner umfasst: einen Frequenzteiler (48), um einen Taktausgang des Freilaufoszillators durch eine ausgewählte ganze Zahl zu dividieren, um den Empfangstakt zu erzeugen; und eine Ganzzahl-Auswahleinrichtung (46), wovon ein Eingang mit der Demodulationsfunktion gekoppelt ist, um ein dem Pilotsignal entsprechendes Signal zu empfangen und wovon ein Ausgang mit dem Frequenzteiler gekoppelt ist, um die ausgewählte ganze Zahl in Reaktion auf die Frequenz des Pilotsignals auszuwählen.
Schaltungsanordnung nach einem vorhergehenden Anspruch, die ferner umfasst: einen Phasen- und Frequenzversatz-Detektor (43), der den geschätzten Phasenversatz und den geschätzten Frequenzversatz zwischen dem Empfangssignal und dem Pilotsignal schätzt.
Modem (55) für die Bildung einer Schnittstelle für die Kommunikation zwischen einem externen Netz und einem Host-System, mit: einer Taktschaltungsanordnung (35), um einen Modemtakt zu erzeugen, die einen Freilaufoszillator enthält; einer Empfangsseite (30), die umfasst: einen Eingang zum Empfangen eines empfangenen Signals von dem externen Netz, wobei das empfangene Signal ein Pilotsignal enthält, das einem Taktsignal entspricht, das bei der Erzeugung des empfangenen Signals verwendet wird; und eine Analog/Digital-Umsetzerschaltungsanordnung (31), die mit dem Eingang gekoppelt ist, um das empfangene Signal in Reaktion auf den Modemtakt abzutasten; und eine Schaltung (32), die mit einem Ausgang der Analog/Digital-Umsetzerschaltungsanordnung gekoppelt und so konfiguriert ist, dass sie eine Demodulationsfunktion (36, 38) ausführt, um ein Frequenzbereichssignal zu erzeugen, das dem empfangenen Signal entspricht, eine Phasendrehungsfunktion (40) ausführt, um eine Phasenverschiebung auf das Frequenzbereichssignal anzuwenden, die einem geschätzten Phasenversatz zwischen dem Modemtakt und dem Pilotsignal entspricht, und eine Digitalfilterfunktion (42) ausführt, um eine Korrektur auf das phasenverschobene Frequenzbereichssignal anzuwenden, die einem geschätzten Frequenzversatz zwischen dem Modemtakt und dem Pilotsignal entspricht; und einer Übertragungsschaltungsanordnung, die zwischen das Host-System und das externe Netz gekoppelt ist, um ein digitales Signal von dem Host-System zu empfangen und um ein entsprechendes analoges Signal an das externe Netz zu übertragen.
Modem nach Anspruch 6, bei dem die Demodulationsfunktion umfasst: eine Funktion (36) einer schnellen Fourier-Transformation, um das abgetastete empfangene Signal in ein Frequenzbereichssignal zu transformieren; und eine Funktion (38) einer Frequenzbereichsentzerrung, um das Frequenzbereichssignal zu verarbeiten, um Kanaleffekte zu kompensieren.
Modem nach Anspruch 6 oder 7, bei dem die Schaltung eine integrierte digitale Signalprozessorschaltung (32) ist; wobei die Demodulationsfunktion (36, 38), die Phasendrehungsfunktion (40) und die digitale Filterfunktion (42) durch die integrierte digitale Signalprozessorschaltung implementiert sind.
Modem nach einem der Ansprüche 6 bis 8, bei dem die Taktschaltungsanordnung (35) ferner umfasst: einen Frequenzteiler (48), um einen Taktausgang des Freilaufoszillators durch eine ausgewählte ganze Zahl zu dividieren, um den Empfangstakt zu erzeugen; und eine Ganzzahl-Auswahleinrichtung (46), wovon ein Eingang mit der Demodulationsfunktion gekoppelt ist, um ein dem Pilotsignal entsprechendes Signal zu empfangen, und wovon ein Ausgang mit dem Frequenzteiler gekoppelt ist, um die ausgewählte ganze Zahl in Reaktion auf die Frequenz des Pilotsignals auszuwählen.
Modem nach einem der Ansprüche 6 bis 9, das ferner umfasst: einen Phasen- und Frequenzversatz-Detektor (43) zum Schätzen des geschätzten Phasenversatzes und des geschätzten Frequenzversatzes zwischen dem Modemtakt und dem Pilotsignal.
Modem nach einem der Ansprüche 6 bis 10, bei dem die Übertragungsschaltung so konfiguriert ist, dass sie eine Digitalfilterfunktion (52) ausführt, um eine Vorentzerrungskorrektur auf das digitale Signal (G(M)) anzuwenden, die dem geschätzten Frequenzversatz zwischen dem Modemtakt und dem Pilotsignal entspricht; eine Phasendrehungsfunktion (54) ausführt, um eine Vorentzerrungs-Phasenverschiebung auf das digitale Signal (G'(M)) anzuwenden, die dem geschätzten Phasenversatz zwischen dem Modemtakt und dem Pilotsignal entspricht; eine Funktion (56) einer inversen schnellen Fourier-Transformation ausführt, um das digitale Signal (S'(M)) nach der Vorentzerrungskorrektur durch die Digitalfilterfunktion und die Phasendrehungsfunktion in ein Zeitbereichssignal zu transformieren; und einen Digital/Analog-Umsetzer (58) ausführt, um das Zeitbereichssignal von der Funktion der inversen schnellen Fourier-Transformation in ein analoges Signal umzusetzen, um es in das externe Netz einzugeben.
Modern nach Anspruch 11, das ferner eine integrierte digitale Signalprozessorschaltung (32') umfasst, wobei die Demodulationsfunktion (36, 38), die Phasendrehungsfunktionen (40; 54), die Digitalfilterfunktionen (42; 52) und die Funktion (56) der inversen schnellen Fourier-Transformation durch die integrierte digitale Signalprozessorschaltung implementiert sind.
Modem nach Anspruch 11 oder 12, bei dem die Kommunikation über das externe Netz in Übereinstimmung mit einem asynchronen digitalen Teilnehmerleitungs-Protokoll ausgeführt wird.
Verfahren zum Betreiben einer Modemschaltungsanordnung, um von einem externen Netz empfangene Kommunikation zu verarbeiten, das die folgenden Schritte umfasst: Erzeugen eines Empfangstaktsignals anhand eines Freilaufoszillators; Abtasten eines empfangenen Kommunikationssignals zu Abtastzeiten anhand des empfangenen Taktsignals; Schätzen eines Phasenversatzes und eines Frequenzversatzes zwischen dem Empfangstaktsignal und einem Pilotsignal, die dem empfangenen Kommunikationssignal entsprechen; Transformieren des abgetasteten empfangenen Kommunikationssignals in ein Frequenzbereichssignal, wobei das Frequenzbereichssignal Werten bei mehreren Frequenz-Bins, die Unterträgern des empfangenen Kommunikationssignals entsprechen, entspricht; Anwenden einer Phasendrehungskorrektur, die dem geschätzten Phasenversatz entspricht, auf das Frequenzbereichssignal; Anwenden einer digitalen Filterfunktion, die dem geschätzten Frequenzversatz entspricht, auf das phasenverschobene Frequenzbereichssignal; nach den Anwendungsschritten Kommunizieren des korrigierten Frequenzbereichssignals an ein Host-System.
Verfahren nach Anspruch 14, bei dem der Schritt des Erzeugens eines Empfangstaktsignals umfasst: Vergleichen der Pilotsignal-Frequenz mit der Empfangstakt-Frequenz; Teilen eines Ausgangs des Freilaufoszillators durch eine ganze Zahl, die in Reaktion auf den Vergleichsschritt ausgewählt wird, um den Empfangstakt zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 15, bei dem der Teilungsschritt umfasst: Auswählen eines Ganzzahl-Teilerwertes aus der Gruppe M – 1, M, M + 1 in Reaktion auf den Vergleichsschritt; Erzeugen eines ersten Zyklus des Empfangstaktsignals in einer Rahmenperiode, um aus der Periode des Ausgangs des Freilaufoszillators eine Periode, die durch den ganzzahligen Wert dividiert ist, der in dem Auswahlschritt ausgewählt wird, zu erhalten; und Erzeugen restlicher Zyklen in der Rahmenperiode des Empfangstaktsignals, um eine Periode zu erhalten, die der Periode des Ausgangs des Freilaufoszillators, dividiert durch die ganze Zahl M, entspricht.
Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 16, bei dem die digitale Filterfunktion ein digitales Filter mit endlicher Impulsantwort umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 17, bei dem die Transformations- und Anwendungsschritte durch Ausführen von Programmbefehlen mit einem digitalen Signalprozessor ausgeführt werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 18, das ferner umfasst: Empfangen eines eingangsseitigen digitalen Signals von einem Host-Computer; Anwenden einer digitalen Vorentzerrungsfilterfunktion, die dem geschätzten Frequenzversatz entspricht, auf das eingangsseitige digitale Signal; Anwenden einer digitalen Vorentzerrungs-Filterfunktion, die dem geschätzten Phasenversatz entspricht, auf das eingangsseitige digitale Signal; nach den Anwendungsschritten Transformieren des eingangsseitigen digitalen Filters in ein eingangsseitiges Frequenzbereichssignal; nach dem Transformationsschritt Umsetzen des eingangsseitigen digitalen Frequenzbereichssignals in ein eingangsseitiges analoges Signal; und Übermitteln des eingangsseitigen analogen Signals an das externe Netz.
Computerprogramm, um eine Rechenvorrichtung so zu konfigurieren, dass sie eine Kommunikationsvorrichtung implementiert und/oder steuert, um sämtliche Schritte nach einem der Ansprüche 14 bis 19 auszuführen.
Computerprogramm-Trägermedium, das ein Computerprogramm nach Anspruch 20 trägt.