DE60038586T2

DE60038586T2 - NRD-Hohlleiter und Rückwandsysteme

Info

Publication number: DE60038586T2
Application number: DE60038586T
Authority: DE
Inventors: Richard A. Mechanicsburg Elco
Original assignee: FCI SA; Framatome Connectors International SAS
Current assignee: FCI SA
Priority date: 1999-10-29
Filing date: 2000-10-26
Publication date: 2009-06-25
Anticipated expiration: 2020-10-27
Also published as: EP1737064A1; EP1737064B1; US20020021197A1; EP1096596A2; DE60038586D1; US6724281B2; US6590477B1; JP2001189610A; CA2324570A1; US6960970B2; ATE392023T1; EP1096596A3; US20040160294A1

Description

Gebiet der Erfindung
Diese Erfindung betrifft Wellenleiter und Rückwandsysteme („backplane systems”) gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Hintergrund der Erfindung
Das Bedürfnis zur Steigerung der Systembandbreite für die Breitbanddatenübertragung in der Telekommunikation und der Datenkommunikation in Rückwandsystemen hat zu verschiedenen allgemeinen technischen Lösungen geführt. Eine erste Lösung war, die Dichte der parallelen Busstrukturen mit niedriger Geschwindigkeit zu erhöhen. Eine weitere Lösung konzentrierte sich auf die schnelle Datenübertragung mit Differentialpaarkanäle („differential pair channels") mit relativ niedriger Dichte. Diese Lösungen sind einer noch weiteren Lösung gewichen – allen vorkommenden Rückwänden („backplanes"), die gegenwärtig in manchen Datenkommunikationsanwendungen verwendet werden. Dennoch leidet jede dieser Lösungen an der Bandbreitenbegrenzung, beruhend auf den Leiterbahnen und den bedruckten Leiterplatten („printed circuit boards")(PCB) oder den dielektrischen Kabelverlusten.
Das Shannon-Hartley-Theorem gibt an, dass für jedes gegebene Systemprotokoll zur Breitbanddatenübertragung, normalerweise eine lineare Beziehung zwischen der erwünschten Systemdatenrate (in Gigabits/Sek.) und der benötigten System 3db Bandbreite (in Gigahertz) besteht. Beispielsweise, bei Verwendung eines Glasfaserkanal-Protokolls ist die zu Verfügung stehende Datenrate ungefähr viermal die 3dB Systembandbreite. Es ist zu verstehen, dass Bandbreitenüberlegungen hinsichtlich der Dämpfung, normalerweise auf die so genannte „3dB Bandbreite" bezogen sind.
Herkömmliche Breitbanddatenübertragung mit Bandbreitenanforderungen von etwa Gigahertz, verwenden gewöhnlich einen datenmodulierten Mikrowellenträger in einem „Rohr"-Wellenleiter als physikalischen Datenkanal, da solche Wellenleiter eine geringere Dämpfung aufweisen als vergleichbare Kabel oder PCBs. Dieser Typ des Datenkanals kann als „Breitband Mikrowellenmodem" Datenübertragungssystem angesehen werden, im Vergleich zu der Breitband Digitaldatenübertragung, die gewöhnlich auf PCB Rückwandsystemen verwendet wird. Die vorliegende Erfindung erweitert die herkömmlichen, luftgefüllten, rechteckigen Wellenleiter zu einem Rückwandsystem. Diese Wellenleiter werden im Detail unten beschrieben.
Ein weiterer Typ einer Mikrowellenleiterstruktur, die als ein Rückwanddatenkanal verwendet werden kann, ist der nicht-strahlende dielektrische (NRD) Wellenleiter, der in dem transversal elektrischen 1.0 (TE 1.0) Modus betrieben wird. Die TE 1.0 NRD Wellenleiterstruktur kann in ein PCB Rückwandbussystem eingebunden werden. Diese Ausführungsform wird ebenfalls im Weiteren im Detail beschrieben. Solche Breitband-Mikrowellenleitermodem Rückwandsysteme haben eine obere Bandbreite und Bandbreitendichteeigenschaften entsprechend der niedrigsten Dämpfungen üblicher PCB- oder Kabelrückwandsysteme.
Ein zusätzlicher Vorteil der Mikrowellenleitermodem Datenübertragungssystemen ist, dass die Datenrate pro modulierter Symbolrate vielfach multipliziert werden kann durch Datenkompressionstechniken und verbesserter Modulationstechniken wie beispielsweise der K-Bit Quadratur-Amplitudenmodulation (QAM), wo K = 16, 32, 64 etc. ist. Es ist zu verstehen, dass mit Modems (wie beispielsweise Telefonmodems) die Datenrate, um fast ein hundertfaches über die physikalische Bandbreitenbegrenzung von so genannten „Doppel"-Telefonleitungen („twisted pair telefone lines") gesteigert werden kann.
Wellenleiter weisen die besten Übertragungseigenschaften unter vielen Übertragungsleitungen auf, da diese keine elektromagnetische Strahlung und eine relativ geringe Dämpfung aufweisen. Allerdings sind Wellenleiter aufgrund zweier Hauptgründe unpraktisch für Leiterplatten und -Packungen. Zunächst ist die Größe typischerweise zu groß für eine Übertragungsleitung, die in eine Leiterplatte eingebettet wird. Zum Zweiten müssen die Wellenleiter umgeben sein von Metallwänden. Vertikale Metallwände können nicht leicht hergestellt werden durch Laminierungstechniken, eine Standardherstellungstechnik für Leiterplatten oder – packungen.
Malherbe JAG: „A leaky-wave antenna in nonradiative dielectric waveguide" IEEE Transactions an Antennas and Propagation, IEEE Inc., Band 36, Nr. 9, 1. September 1988, Seiten 1231–1235 offenbart eine "leaky-wave" Antenne in einem nicht-strahlenden dielektrischen (NRD) Wellenleiter. Die Antenne umfasst eine Grundplatte eines NRD mit einem langen Schlitz. Ströme, die in der Ebene vorliegen, verursachen, dass der Schlitz strahlt als eine bewegte Antenne. Die Anordnung des Schlitzes im dielektrischen Bereich wird in dieser Veröffentlichung nicht empfohlen.
Huang J et al: „Computer-aided design and optimization of NRD-guide mode supressors" IEEE Transaction an Microwave Theory and Techniques, IEEE Inc., Band 44, Nr. 6, 1. Juni 1996, Seiten 905–910 offenbart – als nächstliegendes Stand der Technik Dokument – eine Klasse von nicht-strahlenden dielektrischen mode-unterdrückenden Wellenleitern für Breitbandanwendungen als passive und aktive NRD integrierte Schaltungen. Die Mode-Unterdrücker sind metallische filterähnliche Strukturelemente, die auf einer Technik von gesteuerten Outband-Merkmalen („out-off-band") des TEM-Mode Tiefpassfilters basieren.
Die DE-C-750 554 offenbart in 4 einen metallischen rechtwinkligen Wellenleiter mit longitudinalen Schlitzen in seinen Breitwänden.
Daher besteht im Stand der Technik ein Bedürfnis für einen NRD Wellenleiter mit Verbesserter Mode-Unterdrückung und ein Breitband Mirkowellenmodem Rückwandsystem für laminiert gedruckte Leiterplatten.
Zusammenfassung der Erfindung
Ein NRD Wellenleiter gemäß der Erfindung ist gekennzeichnet durch den kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die vorangehende Zusammenfassung, ebenso wie die folgende detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen, ist besser zu verstehen, wenn diese zusammen mit den angefügten Zeichnungen gelesen wird.
1 zeigt ein Diagramm der Kanalbandbreite über der Datenkanalabstand („data channel pich") für eine 0,75 m „SPEEDBOARD" TM Rückwand.
2 zeigt ein Diagramm der Bandbreitendichte („bandwidth density") über den Datenkanalabstand für eine 0,75 m „SPEEDBOARD" TM Rückwand.
3 zeigt Diagramme der Bandbreite über die Bandbreitendichte/Schicht für eine 0,5 m FR-4 Rückwand und 1 m und 0,75 m „SPEEDBOARD” TM Rückwand.
4A stellt einen nicht-leitenden dielektrischen (NRD) Wellenleiter dar.
4B zeigt ein Diagramm eines Feldmusters für den Gegentaktmodus in dem Wellenleiter aus 4A.
5 zeigt ein Verteilungsdiagramm für den TE 1.0 Modus in einem NRD Wellenleiter.
6A stellt ein NRD Wellenleiter Rückwandsystem dar.
6B stellt ein NRD Wellenleiter Rückwandsystem gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
7 zeigt ein Diagramm eines Zwischenwellenleiter Überspruchs („crosstalk") über die Frequenz für das Wellenleitersystem aus 4A.
Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
Beispiel eines herkömmlichen Systems: Längsseiten verbundene Differential PCB Rückwände
Die Dämpfung (A) eines Längsseiten verbundenen PCB Paar-Leiterdatenkanals weist zwei Komponenten auf: einen Term der Quadratwurzel der Frequenz (f), der sich aufgrund der Leiterverluste ergibt und einen linearen Term über die Frequenz, der aufgrund der dielektrischen Verluste entsteht. Dementsprechend ist A = (A1·SQRT(f) + A2·f)·L·(8,686 db/neper) (1)wobei A1 = (π·μ0·p)0,5/(w/p)·p·Z0 (2)und A2 = π·DF·(μ0·ε0)0,5. (3)
Der Datenkanalabstand ist p, w ist die Spurweite, Z₀ ist der Widerstand der PCB Leitungen, ε ist die Dielektrizitätskonstante und DF der Dielektrische Verlustfaktor des jeweiligen PCB Dielektrikums. Zur Skalierung wird w/p konstant bei –0,5 oder weniger gehalten und Z₀ wird durch die Fertigung der Schichten mit Abständen zwischen den Spuren konstant gehalten, h ist proportional zu p, wobei h/p = 0,2 ist. Die Lösung der Gleichung (1) für A = 3 dB Bandbreite liefert die Bandbreite des Datenkanals für eine spezifische Rückwandlänge L.
Ein „SPEEDBOARD" TM, welches durch Gore hergestellt und vertrieben wird, ist ein Beispiel für ein niedrig Verlust „TEFLON" Laminat. 1 zeigt ein Diagramm der Bandbreite pro Kanal für eine 0,75 m „SPEEDBOARD" TM Rückwand als Funktion des Datenkanalabstands, wie aus „Metral^® high bandwidth – a differential pair connector for applications up to 6 GHz" R. A. Elco, Future digital interconnects over 500 MHz IMAPS Workshop, Seiten 1–5, Januar 20–22, 1999 bekannt ist. Wenn der Datenkanalabstand, p, verringert wird, verringert sich auch die Kanalbandbreite aufgrund der steigenden Leitungsverluste relativ zu den dielektrischen Verlusten. Für eine hochparallele (d. h. kleiner Datenkanalabstand) Rückwand ist es wünschenswert, dass die Dichte der parallelen Kanäle schneller steigt als der korrespondierende Abfall der Kanalbandbreite. Dementsprechend ist die Bandbreitendichte pro Kanalschicht, BW/p von primärer Bedeutung. Es ist ebenso wünschenswert, dass sich die Gesamtsystembandbreite wie die Dichte der parallelen Kanäle erhöht. 2 zeigt ein Diagramm der Bandbreitendichte über den Datenkanalabstand für eine 0,75 m „SPEEDBOARD" TM Rückwand. Es kann in 2 gesehen werden, dass dennoch die Bandbreitendichte ein Maximum bei einem Kanalabstand von ungefähr 1,2 mm erreicht. Jede Änderung des Kanalabstands hinter diesem Maximum führt zu einer Verringerung in der Bandbreitendichte und dementsprechend in einer Verringerung der Systemperformance. Das Maximum der Bandbreitendichte tritt auf wenn der Leiter und die dielektrischen Verluste ungefähr gleich sind.
Die Rückwandverbinderperformance kann in Form der Bandbreite über die Bandbreitendichtefläche oder „Phasenfläche" Darstellung charakterisiert werden. Diagramme der Bandbreite über die Bandbreitendichte/Schicht für eine 0,5 m FR-4 Rückwand und für 1,0 m und 0,75 m „SPEEDBOARD" TM Rückwände sind in 3 gezeigt, wobei der Kanalabstand die unabhängige Variable ist. FR-4 ist ein ebenfalls gut bekanntes PCB Material, welches ein glasverstärktes Epoxydharz ist. Es ist erwiesen, dass es für eine gegebene Bandbreitendichte zwei mögliche Lösungen für die Kanalbandbreite gibt, d. h. eine niederdichte Bandbreiten „parallel" Lösung und eine hoch Bandbreiten „serielle" Lösung. Die Grenzen der Bandbreitendichte gerade für Hochleistungs-PCBs sollten für den Fachmann erkennbar sein.
Nicht-strahlende dielektrische (NRD) Wellenleiter Rückwandsysteme
4A zeigt einen herkömmlichen TE Mode NRD Wellenleiter 20. Der Wellenleiter 20 ist erhalten von einem rechtwinkligen Wellenleiter, teilweise gefüllt mit einem dielektrischen Material 22 mit entfernten Seitenwänden. Wie gezeigt, umfasst der Wellenleiter 20 eine obere leitende Platte 24U und eine untere leitende Platte 24L, die gegenüberliegend und im Allgemeinen parallel zu der oberen Platte 24U angeordnet ist. Der dielektrische Kanal 22 ist entlang einer Wellenleiterachse (gezeigt als z-Achse in der 4A) zwischen den leitenden Platten 24U und 24L angeordnet. Ein zweiter Kanal 26 ist entlang einer Wellenleiterachse 30, benachbart zum dielektrischen Kanal 22 angeordnet. Die US-A 5,473,296 beschreibt die Herstellung von NRD Wellenleitern.
Der Wellenleiter 20 kann sowohl einen geraden als auch einen ungeraden longitudinalen Magnetmode (relative zur Symmetrie des Magnetfelds in Richtung der Ausbreitung) unterstützen. Der gerade Mode weist eine Grenzfrequenz auf, während der ungerade Mode keine solche aufweist. Die Feldmuster in dem Wellenleiter 20 für den gewünschten ungeraden Mode, sind in 4B gezeigt. Die Felder im Dielektrikum 22 sind ähnlich zu denen des TE 1.0 Mode im rechtwinkligen Wellenleiter 10, der oben beschrieben wurde und variieren mit E_y ~ cos(kx) und H_z ~ sin(kx). Außerhalb des Dielektrikums 22 werden die Felder exponentiell mit x gedämpft, d. h. exp(–τx), aufgrund der reaktiven Ladung der Luftzwischenräume an den linken und rechten Seiten 22L, 22R des Dielektrikums 22.
Die Verteilungscharakteristik dieses Modus für eine „TEFLON" Führung ist in 5 gezeigt, worin Beta und F die normalisierte Ausbreitungskonstante beziehungsweise die normalisierte Frequenz ist. Dies ist Beta = aβ/2 (4)und F = (aω/2c)(Dr – 1)0,5 (5),wobei c die Lichtgeschwindigkeit ist und Dr die relative dielektrische Konstante des Dielektrikums 22 ist. Die Betriebsreichweite liegt für die F Werte zwischen 1 und 2, wo lediglich eine moderate Streuung erfolgt.
Da die Felder außerhalb des Dielektrikums 22 exponentiell sinken, können zwei oder mehrere NRD Wellenleiter 30 zwischen den Substraten 24U, 24L geschichtet werden, so wie die Grundplatten-PCBs, um eine periodische mehrfach Busstruktur, wie in 6A gezeigt, zu bilden. Die wichtigste Konsequenz der Kopplung der Felder, die außerhalb des Dielektrikums 22 sind, ist ein gewisser Pegel an Übersprechen („crosstalk") zwischen den dielektrischen Wellenleitern 30. Diese Kopplung verringert sich mit steigendem Abstand p und normalisierter Frequenz F wie in 7 dargestellt. Daher bestimmen die akzeptablen Übersprechniveaus das Minimum des Wellenleiterabstands p_min.
Gemäß der vorliegenden Erfindung und wie in 6B gezeigt, wird eine longitudinale Spalte verwendet, um die Anregung und die darauffolgende Ausbreitung des höhergradigen gleich Modus zu verhindern, der ein transversales Strommaximum auf der Ober- und Grundplattenstruktur bei x = 0 aufweist. 6B zeigt ein NRD Wellenleiter Rückwandsystem 120 gemäß der vorliegenden Erfindung. Das Wellenleiter Rückwandsystem 120 umfasst eine obere leitende Platte 124U und eine untere leitende Platte 124L, die gegenüberliegend und im Allgemeinen parallel zu der oberen Platte 124U angeordnet ist. Vorzugsweise sind die Platten 124U und 124L aus einem geeigneten leitenden Material, wie beispielsweise einer Kupferlegierung, hergestellt und sie sind geerdet.
Ein dielektrischer Kanal 122 ist entlang einer Wellenleiterachse 130 zwischen leitenden Platten 124U und 124L angeordnet. In den leitenden Platten sind entlang der Wellenleiterachse 130 Spalten 128 ausgebildet. Die Spalten 128 sind in der Nähe der Mitte von jedem dielektrischen Kanal 122 angeordnet. Ein luftgefüllter Kanal 126 ist entlang der Wellenleiterachse 130, benachbart zum dielektrischen Kanal 122, angeordnet. In einer bevorzugten Ausführungsform kann der Wellenleiter 120 eine Mehrzahl von dielektrischen Kanälen 122, die durch luftgefüllte Kanäle 126 getrennt sind, umfassen. Die dielektrischen Kanäle 122 können hergestellt sein aus jedem geeignetem Material.
Die Bandbreite des TE 1.0 Mode NRD Wellenleiters ist abhängig von den Verlusten in dem Dielektrikum and der leitenden Grundplatten. Für den Fall, wo b ~ a/2 und für die Approximation an den Eigenwert k ~ (ω/c)(Dr – 1)0,5 ~ 2/a, (6)gilt, hat die Dämpfung zwei Komponenten: einen linearen Term der Frequenz proportional zu dem dielektrischen Verlusttangens und einen 3/2 Potenzterm der Frequenz aufgrund der Verluste in den leitenden Grundplatten. Für eine Dämpfung der Form α = (α1)(f)1,5 + (a2)f (7)ist das Bandbreitenlängenprodukt BW·L basierend auf dem oberen Seitenband 3 dB Punkt BW·L ~ (0,345/α2)/(1/2)(α1/α2)(f0)0,5 + 1 (8),wobei BW/f₀ < 1 ist und f₀ die nominale Trägerfrequenz ist. Vorzugsweise ist der Abstand p ein Vielfaches der Breite a. Dann, von (3) ist f₀ proportional zu 1/p. Und auch die Bandbreitendichte BWD = BW/p.

Claims

Ein nicht-strahlender dielektrischer Wellenleiter umfassend: eine erste Leiterplatte (124U); eine parallel platzierte zweite Leiterplatte (124L); mindestens einen dielektrischen Kanal (122), der entlang einer Wellenleiterachse (130) zwischen den Leiterplatten (124U, 124L) angeordnet ist; ein luftgefüllter zweiter Kanal (126), der entlang der Wellenleiterachse (130) benachbart zum dielektrischen Kanal (122) zwischen den Leiterplatten (124U, 124L) angeordnet ist; und ein Mode-unterdrückendes Element; dadurch gekennzeichnet, dass das Mode-unterdrückende Element derart angepasst ist, dass die erste Leiterplatte (124U) mindestens einen Zwischenraum (128) entlang der Wellenleiterachse (130) aufweist, wobei der mindestens eine Zwischenraum (128) über dem mindestens einen dielektrischen Kanal (122) positioniert ist und aufweisend eine Zwischenraumbreite, die eine Ausbreitung entlang der Wellenleiterachse (130) von elektromagnetischen Wellen in einem ungeraden longitudinalen magnetischen Mode ermöglicht, aber elektromagnetische Wellen in einem geraden longitudinalen magnetischen Mode unterdrückt, und der mindestens eine Zwischenraum (128) nahe der Mitte des mindestens einen dielektrischen Kanals (122) angeordnet ist.
Der Wellenleiter nach Anspruch 1, wobei der dielektrische Kanal (122) einen im Allgemeinen rechtwinkligen Querschnitt entlang der Wellenleiterachse (130) aufweist.
Ein nicht-strahlendes dielektrisches (NRD) Wellenleiter-Rückwandystem (120), umfassend: ein Substrat; einen nicht-strahlenden dielektrischen Wellenleiter nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 3, verbunden mit dem Substrat; zumindest einen Sender, der mit dem nicht-strahlenden dielektrischen Wellenleiter zum Senden eines elektrischen Signals entlang des Wellenleiters verbunden ist; und wenigstens ein Empfänger, der mit dem Wellenleiter zum Empfangen des elektrischen Signals verbunden ist.
Das Rückwand-System (120) nach Anspruch 3, wobei das Substrat eine Multilager-Leiterplatte ist.
Das Rückwand-System (120) nach wenigstens einem der Ansprüche 3 und 4, wobei der Sender und der Empfänger Transceiver sind.
Das Rückwand-System (120) nach Anspruch 5, wobei die Transceiver Gigahertz-Bandbreiten-Mikrowellen-Modems sind.