DE69420430T3

DE69420430T3 - Steuerschaltung und Verfahren zur Aufrechterhaltung eines hohen Wirkungsgrads über einem breiten Stromgebiet in einem Schaltregler.

Info

Publication number: DE69420430T3
Application number: DE69420430T
Authority: DE
Inventors: Milton E. Saratoga Wilcox; Randy G. Los Gatos Flatness
Original assignee: Linear Technology LLC
Current assignee: Linear Technology LLC
Priority date: 1993-03-23
Filing date: 1994-03-22
Publication date: 2007-12-06
Anticipated expiration: 2014-03-23
Also published as: DE69420430T2; EP0617501B1; US5994885A; US5481178A; DE617501T1; US6304066B1; JPH06303766A; JP3501491B2; US6580258B2; EP0617501B2; DE69420430D1; SG43872A1; US20020017897A1; EP0617501A1; US5731694A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Schaltregler. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung eine Steuerschaltung zur Aufrechterhaltung eines hohen Wirkungsgrads über einem breiten Stromgebiet in einem Schaltregler.
Der Zweck eines Spannungsreglers ist, einer Last eine vorgegebene und konstante Ausgangsspannung aus einer schlecht spezifizierten und fluktuierenden Eingangsspannungsquelle bereitzustellen. Allgemein gibt es zwei unterschiedliche Arten von Reglern: Reihenregler und Schaltregler.
Der Reihenregler verwendet ein in Reihe mit einer Last gekoppeltes Durchlaßelement (z.B. einen Leistungstransistor) und steuert den Spannungsabfall über dem Durchlaßelement, um die Spannung zu regeln, die an der Last erscheint. Im Gegensatz dazu verwendet der Schaltregler einen Schalter (z.B. einen Leistungstransistor), der entweder in Reihe oder parallel mit der Last gekoppelt ist. Der Regler steuert das EIN- und AUS-Schalten des Schalters, um den Energiefluß zur Last zu regeln. Der Schaltregler verwendet induktive Energiespeicherelemente, um die geschalteten Strompulse in einen stetigen Laststrom umzuwandeln. Somit wird in einem Schaltregler Energie in diskreten Strompulsen über den Schalter übertragen, während in einem Reihenregler Energie als ein stetiger Stromfluß über das Durchlaßelement übertragen wird.
Ein ähnlicher Schaltregler ist in der US-A-5 097 196 offenbart.
Um einen Strom von Strompulsen zu erzeugen, weisen Schaltregler typischerweise Steuerschaltungen auf, um den Schalter ein- und auszuschalten. Der Schaltbetriebszyklus, der den Energiefluß zur Last steuert, kann durch verschiedene Verfahren variiert werden. Beispielsweise kann der Betriebszyklus variiert werden entweder durch (1) Festhalten der Pulsstromfrequenz und Variieren der EIN- und AUS-Zeit jedes Pulses, oder (2) Festhalten der EIN- und AUS-Zeit jedes Pulses und Variieren der Pulsstromfrequenz.
Welches Verfahren auch verwendet wird, um den Betriebszyklus zu steuern, Schaltregler sind allgemein wirkungsvoller als Reihenregler. In Reihenreglern wird das Durchlaßelement allgemein in seinem linearen Bereich betrieben, wo das Durchlaßelement Strom kontinuierlich leitet. Dies hat die kontinuierliche Dissipation von Energie in dem Durchlaßtransistor zur Folge. Im Gegensatz dazu ist in Schaltreglern der Schalter entweder AUS, wobei von dem Schalter keine Energie dissipiert wird, oder EIN in einem Zustand niedriger Impedanz, wobei von dem Schalter eine kleine Menge an Energie dissipiert wird. Dieser Unterschied im Betrieb hat allgemein verringerte Werte der durchschnittlichen Energiedissipation in Schaltreglern zur Folge.
Der vorstehende Unterschied im Wirkungsgrad kann sichtbarer sein, wenn es über dem Regler einen hohen Eingangs-Ausgangsspannung-Unterschied gibt. Beispielsweise wäre für einen Reihenregler ein Wirkungsgrad von weniger als 25 Prozent nicht ungewöhnlich, wenn ein Schaltregler eine gleichwertige Funktion mit einem Wirkungsgrad von größer als 75 Prozent ausführen könnte.
Wegen ihres im Vergleich zu Reihenreglern erhöhten Wirkungsgrads werden Schaltregler typischerweise in batteriebetriebenen Systemen, wie tragbaren und Laptop-Computern und tragbaren Geräten, verwendet. Wenn in solchen Systemen der Schaltregler nahe des Nennausgangsstroms zuführt (z.B. wenn in einem tragbaren oder Laptop-Computer eine Platte oder ein Plattenlaufwerk auf EIN ist), kann der Wirkungsgrad der gesamten Schaltung hoch sein. Jedoch ist der Wirkungsgrad allgemein eine Funktion des Ausgangsstroms und nimmt typisch bei niedrigen Ausgangsströmen ab. Diese Verringerung im Wirkungsgrad ist allgemein den mit dem Betrieb des Schaltreglers verbundenen Verlusten zuzuschreiben. Diese Verluste umfassen, unter anderem, Ruhestromverluste in den Steuer schaltungen des Reglers, Schaltverluste, Schalttreiberstromverluste und Wicklungs- und Kernverluste des Induktors/Transformators.
Die Verringerung des Wirkungsgrads eines Schaltreglers bei einem niedrigen Ausgangsstrom kann in batteriebetriebenen Systemen wichtig werden, wo eine Maximierung der Batterielebensdauer wünschenswert ist.
Es gibt Regler, die einige Verluste verringern. Beispielsweise ist ein selbstregulierender resonanter Klasse-E-Spannungswandler bekannt, der einen Betrieb in einem Bereich mit minimalem Verlust aufrechterhält. Er weist eine Energieschaltvorrichtung auf, die bei jedem Übergang zwischen einem negativen und einem positiven Halbzyklus des Laststroms durch Treibersignale geöffnet wird, die von einer Treiberschaltung erzeugt werden. Die Rate, mit welcher die Treibersignale erzeugt werden, wird von einem Nulldurchgang-Detektor gesteuert, der die Lastströme überwacht und die Frequenz der Treibersignale in Übereinstimmung mit Änderungen der Zeit zwischen aufeinanderfolgenden Negativ-zu-positiv-Nulldurchgängen des Laststroms einstellt, so daß die Energieschaltvorrichtung fortlaufend im wesentlichen bei Spannung Null und Steigung Null eingeschaltet wird, um einen Betrieb des Energiewandlers bei der optimalen Klasse-E-Frequenz aufrechtzuerhalten.
Milton Wilcox und Randy Flatness „New LTC 1148/LTC 1149 Switching Regulators Maximize Efficiency from Milliamps to Amps" aus dem Linear Technology Magazine, Vol. III, Nr. 1, Seiten 9 bis 12, Februar 1993, offenbaren einen Schalt-Spannungs-Regler entsprechend dem Oberbegriff von Anspruch 1.
JP-U-4-101286 offenbart eine geschaltete Stromversorgung mit einem Induktor, der zwischen dem Knoten zwischen zwei Schalttransistoren und einem Ausgang gekoppelt ist. Im Falle einer Unterbelastung und nach Ermittlung eines umgekehrten Induktorstroms, wird der Schalttransistor auf Masse gelegt und auf AUS geschaltet.
Im Hinblick auf das Vorstehende wäre es wünschenswert, einen Schaltregler mit hohem Wirkungsgrad bereitzustellen.
Es wäre auch wünschenswert, eine Steuerschaltung und ein Verfahren zur Aufrechterhaltung eines hohen Wirkungsgrads über einem breiten Stromgebiet, niedrige Ausgangsströme eingeschlossen, in einem Schaltregler bereitzustellen.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Schaltregler mit hohem Wirkungsgrad bereitzustellen und einen hohen Wirkungsgrad über einem breiten Stromgebiet, niedrige Ausgangsströme eingeschlossen, in einem Schaltregler aufrechtzuerhalten, wobei Umkehrungen in der Polarität des Stroms in dem Ausgangsinduktor des Reglers, die aus der Last Energie ziehen, vermieden werden. Diese Aufgabe wird mit den Merkmalen der Ansprüche gelöst.
Die vorstehende Aufgabe und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden bei Betrachtung der folgenden detaillierten Beschreibung ersichtlich, die in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen vorgenommen ist, in welchen sich durchwegs gleiche Bezugszeichen auf gleiche Teile beziehen; es zeigen:
1 ein schematisches Blockdiagramm eines typischen Schaltreglers vom Stand der Technik in einer Abwärts-Ausführung, der einen Schalter verwendet, der ein Paar synchron geschalteter MOSFET-Transistoren aufweist;
2 ein schematisches Blockdiagramm eines Schaltreglers in einer Abwärts-Ausführung, der eine Steuerschaltung mit hohem Wirkungsgrad enthält, um einen Schalter anzusteuern, der ein Paar synchron geschalteter MOSFET-Transistoren aufweist;
3 ein schematisches Blockdiagramm eines Schaltreglers in einer Abwärts-Ausführung, der eine Steuerschaltung mit hohem Wirkungsgrad enthält, um einen Schalter anzusteuern, der einen MOSFET-Schalttransistor und eine Schaltdiode aufweist;
4 ein schematisches Blockdiagramm eines Schaltreglers in einer Abwärts-Ausführung, der eine "benutzeraktivierte" Ausführungsform einer Steuerschaltung mit hohem Wirkungsgrad enthält, um einen Schalter anzusteuern, der eine Paar synchron geschalteter MOSFET-Transistoren aufweist;
5 ein schematisches Blockdiagramm eines Schaltreglers, der eine Steuerschaltung mit variabler AUS-Zeit enthält;
6 ein detailliertes schematisches Diagramm einer Ausführungsform der Steuerschaltung mit variabler AUS-Zeit von 5;
7 ein detailliertes schematisches Blockdiagramm eines beispielhaften Schaltreglers in einer Abwärts-Ausführung, der sowohl das Merkmal der variablen AUS-Zeit als auch eine Steuerschaltung mit hohem Wirkungsgrad enthält, um einen Schalter anzusteuern, der ein Paar synchron geschalteter MOSFET-Transistoren aufweist;
8 ein schematisches Blockdiagramm eines Schaltreglers, der eine Schaltung der vorliegenden Erfindung enthält, die verhindert, daß Umkehrungen in der Polarität des Stroms in dem Ausgangsinduktor des Reglers Energie aus der Last ziehen;
9 ein schematisches Blockdiagramm eines Schaltreglers in einer Aufwärts-Ausführung, der eine Steuerschaltung mit hohem Wirkungsgrad enthält; und
10 ein schematisches Blockdiagramm eines Schaltreglers in einer polaritätsinvertierenden Ausführung, der eine Steuerschaltung mit hohem Wirkungsgrad enthält.
1 ist ein schematisches Blockdiagramm eines typischen Schaltreglers vom Stand der Technik in einer Abwärts- Ausführung, der einen Gegentaktschalter verwendet.
Mit Bezug auf 1 wird eine Schaltung 10 verwendet, um an einem Anschluß 12 eine geregelte DC-Ausgangsspannung V_OUT (z.B. 5 Volt) zum Treiben einer Last 14 bereitzustellen, die beispielsweise ein tragbarer oder Laptop-Computer oder ein anderes batteriebetriebenes System sein kann. Die Schaltung 10 bedient sich aus einer an den Anschluß 14 gekoppelten ungeregelten Versorgungsspannung V_IN (z.B. einer 12 Volt Batterie). Die Schaltung 10 weist einen Gegentakt-Schalter 15, eine Treiberschaltung 20, eine Ausgangsschaltung 30 und eine Steuerschaltung 35 auf.
Die Treiberschaltung 20 wird verwendet, um den Gegentaktschalter 15 anzusteuern, der zwei synchron geschaltete MOSFET-Leistungstransistoren 16 (p-Kanal) und 17 (n-Kanal) aufweist, die zwischen der Versorgungsschiene V_IN und Masse in Reihe angeordnet sind. Der Gegentaktschalter 15 in Verbindung mit der Treiberschaltung 20 wird typisch als "Halbbrücke"-Ausführung bezeichnet. Die MOSFET-Transistoren 16 und 17 werden verwendet, um der Ausgangsschaltung 30, die einen Induktor 32 (L1) und einen Ausgangskondensator 34 (C_OUT) aufweist, abwechselnd Strom zuzuführen. Die Ausgangsschaltung 30 glättet die wechselnde Zufuhr von Strom, so daß der Last 14 eine geregelte Spannung V_OUT bereitgestellt wird. Um den Wechselstrom zuzuführen, wird der MOSFET-Transistor 16 bzw. 17 von einem P-Kanal-Treiber 26 bzw. N-Kanal-Treiber 27 angesteuert, die beide wiederum von der Steuerschaltung 35 gesteuert werden.
Die Steuerschaltung 35 weist eine monostabile Schaltung 25 auf, die einen AUS-Puls konstanter Dauer (z.B. 2 bis 10 Mikrosekunden) bereitstellt, während welcher Zeit der MOSFET-Transistor 16 von dem Treiber 26 auf AUS gehalten wird und der MOSFET-Transistor 17 von dem Treiber 27 auf EIN gehalten wird. Andernfalls stellt die monostabile Schaltung 25 einen EIN-Puls bereit, während welcher Zeit der MOSFET-Transistor 16 auf EIN gehalten wird und der MOSFET-Transistor 17 auf AUS gehalten wird. Daher stellt die monostabile Schaltung die MOSFET-Transistoren 16 und 17 abwechselnd auf EIN und AUS, um der Ausgangsschaltung 30 eine wechselnde Zufuhr von Strom bereitzustellen. Der Betriebszyklus der monostabilen Schaltung 25 wird wiederum von dem Stromverstärker 39 gesteuert.
Die Steuerschaltung 35 überwacht durch das Widerstands-Teiler-Netzwerk R₁/R₂ (36A/36B) die Ausgangsspannung V_OUT, um eine zur Ausgangsspannung V_OUT proportionale Rückkopplungsspannung V_FB bereitzustellen. Die Steuerschaltung 35 überwacht auch den Strom I_L durch den Induktor L1, um einen zum Induktorstrom I_L proportionalen Rückkopplungsstrom I_FB bereitzustellen. Die Funktion der Schaltung 10 ist, den Induktorstrom I_L zu steuern, so daß die Rückkopplungsspannung V_FB geregelt wird, um im wesentlichen gleich einer Referenzspannung V_REF zu sein, die von einer Referenzschaltung 37 bereitgestellt wird. Mit der geregelten Rückkopplungsspannung V_FB wird die Ausgangsspannung V_OUT ihrerseits durch das Verhältnis von (R₁ + R₂) zu R₂ auf eine höhere Spannung geregelt.
Ein Transkonduktanz-Verstärker 38 wird verwendet, um die Rückkopplungsspannung V_FB mit einer Referenzspannung V_REF zu vergleichen. Die Schaltung 10 regelt die Ausgangsspannung V_OUT wie folgt. Während jedes Zyklus, in welchem der Schalter 15 auf "EIN" ist, wird der P-MOSFET-Transistor 16 auf "EIN" gestellt und steigt der Strom I_L in dem Induktor L1 mit einer von V_IN – V_OUT abhängigen Rate an. Wenn I_L auf einen Schwellenwertpegel, der von dem Ausgang 38A des Transkonduktanzverstärkers 38 festgelegt wird, angestiegen ist, löst ein Stromkomparator 39 den monostabilen AUS-Puls, der den "AUS"-Zyklus des Schalters 15 einleitet, aus oder triggert ihn. Während des "AUS"-Zyklus hält die monostabile Schaltung 25 den P-MOSFET-Transistor 16 auf "AUS" und stellt den N-MOSFET-Transistor 17 auf "EIN". Dies wiederum bewirkt, daß der Strom I_L in dem Induktor L1 mit einer von V_OUT abhängigen Rate abfällt. Auf diese Weise wird der Betriebszyklus des periodischen "AUS"-Schaltens des Schalters 15 so gesteuert, daß der Strom I_L am Anschluß 12 eine geregelte Ausgangsspannung V_OUT erzeugt.
Mit Zunahme des Ausgangslaststroms nimmt der Spannungsabfall über dem R₂-Widerstand 36B ab. Dies überträgt sich in eine kleine Fehlerspannung am Eingang 38B des Transkonduktanz-Verstärkers 38, die bewirkt, daß der Ausgang 38A ansteigt, wobei er auf diese Weise für den Stromkomparator 39 eine höhere Schwelle festlegt. Folglich wird der Strom I_L in dem Induktor L1 auf den Pegel gesenkt, der für die Versorgung des Laststroms erforderlich ist.
Da die AUS-Zeit (t_OFF) der monostabilen Schaltung 25 konstant ist, hat der Schaltregler 10 einen Strom konstanter Welligkeit in dem Induktor L1 (für eine konstante Ausgangsspannung V_OUT), hat jedoch eine Frequenz, die mit V_IN variiert. Die Welligkeit-Oszillationsfrequenz ist durch die folgende Gleichung gegeben: fRIP = (1/tOFF)[1 – (VOUT/VIN)]
Ein Nachteil der Schaltung 10 in 1 ist, daß bei niedrigen Eingangsspannungen V_IN die Welligkeit-Oszillationsfrequenz f_RIP auf einen hörbaren Pegel absinken kann. Dies könnte beispielsweise auftreten, wenn eine Batterie, die dem Schaltregler Energie zuführt, fast entladen ist. Der Induktor L1 kann dann ein Rauschen erzeugen und emittieren, das für einen Benutzer der Vorrichtung, die die Reglerschaltung verwendet, unangenehm sein kann.
Ein zusätzlicher Nachteil der Schaltung 10 vom Stand der Technik 10 ist, daß der Induktorstrom I_L nicht gut gesteuert ist, wenn die Ausgangsspannung V_OUT zur Masse kurzgeschlossen ist. Die grundlegende Beziehung zwischen dem Induktorstrom und der Spannung ist durch die Gleichung di/dt = V/L gegeben. Dies bedeutet, daß die Rate, mit welcher der Strom I_L in dem Induktor L1 während der AUS-Zeit abnimmt, von der Spannung über dem Induktor L1 abhängt, die die Summe aus V_OUT und der Drain-zu-Source-Spannung V_DS des N-MOSFET-Transistors 17 ist. Während eines Kurzschlusses nähert sich V_OUT Null an, wobei V_DS ebenfalls sehr niedrig ist, was eine sehr geringe Abnahme des Stroms I_L im Induktor L1 während t_OFF zur Folge hat. Jedoch wird nach jedem AUS-Zyklus der P-MOSFET-Transistor 16 zurück auf EIN gestellt, bis der Stromkomparator 39 wieder die konstante AUS-Zeit der monostabilen Steuerschaltung 25 auslöst. Selbst in der minimalen Zeit, in welcher der P-MOSFET-Transistor 16 auf EIN ist, kann der Strom I_L in dem Induktor L1 mehr zunehmen, als er während t_OFF abnehmen kann. Dies kann einen Davonlauf-Zustand zur Folge haben, in welchem der Kurzschlußstrom zerstörerische Pegel erreichen kann.
Ein weiterer Nachteil der Schaltung 10 vom Stand der Technik ergibt sich aus dem konstanten Welligkeitsstrom im Induktor L1. Während t_OFF fällt der Strom I_L im Induktor L1 immer um den gleichen Betrag ab, ungeachtet des Ausgangsstroms des Reglers. Bei niedrigen Ausgangsströmen kann dies bewirken, daß der Strom im Induktor L1 die Polarität umkehrt und somit Energie aus der Last zieht. Während des darauffolgenden EIN-Zyklus wird dieser Strom wieder positiv, so daß der durchschnittliche Induktorstrom gleich dem Laststrom ist. Verluste, die mit diesem konstanten Welligkeitstrom verbunden sind, zusammen mit Schaltverlusten aufgrund des Ladens und Entladens der MOSFET-Gate-Elektroden des Schalters 15 können große Verringerungen des Wirkungsgrads bei niedrigen Ausgangsströmen erzeugen. Dies wird insbesondere der Fall sein, wenn der Strom im Induktor L1 sich umkehrt und Energie durch den N-MOSFET-Transistor 17 aus der Last zur Masse gezogen wird.
Ein noch weiterer Nachteil der Schaltung vom Stand der Technik 10 betrifft die Gate-Treiber zum P-MOSFET-Transistor 16 und N-MOSFET-Transistor 17. Verzögerungen sind allgemein in den Treibern 26 und 27 enthalten, um sicherzustellen, daß ein MOSFET-Leistungstransistor auf AUS schaltet, bevor der andere auf EIN schaltet. Wenn es keine ausreichende Totzeit zwischen des Leitens der zwei MOSFET-Transistoren (aufgrund beispielsweise von produktionsbedingten Abweichungen in dem Bauelement, der Schaltung oder von Temperaturschwankungen) gibt, wird der Strom direkt von der Eingangsversorgung V_IN zur Masse geleitet. Dieser "Durchschuß"-Effekt kann den Wirkungsgrad dramatisch verringern und unter gewissen Umständen die MOSFET-Leistungstransistoren überhitzen und zerstören.
2 ist ein schematisches Blockdiagramm eines Schaltreglers in einer Abwärts-Ausführung, der eine Steuerschaltung mit hohem Wirkungsgrad enthält, um einen Schalter, der ein Paar synchron geschalteter MOSFET-Transistoren aufweist, anzusteuern.
Der Schaltregler 50 weist einen Gegentakt-Schalter 15, eine Treiberschaltung 20 und eine Ausgangsschaltung 30 auf, die denjenigen von 1 ähnlich sind. Die Schaltung 50 weist auch eine Ausführungsform 70 einer Steuerschaltung mit hohem Wirkungsgrad auf.
Die Steuerschaltung 70 weist eine monostabile Schaltung 25, einen Stromkomparator 39 und einen Verstärker 38 auf, die denjenigen von 1 ähnlich sind. Jedoch zusätzlich zu diesen Komponenten weist die Steuerschaltung 70 außerdem eine Konstantstromquelle I₁ 72 und einen Komparator mit Hysterese 74 auf, um bei niedrigen durchschnittlichen Strompegeln einen Betrieb mit hohem Wirkungsgrad bereitzustellen.
Wie nachstehend detaillierter diskutiert wird, erlauben die Konstantstromquelle I₁ 72 und der Komparator 74, daß der Gegentaktschalter 15 in einen Betriebszustand geht, in welchem beide MOSFET-Transistoren 16 und 17 unter Bedingungen, unter denen die Ausgangsspannung V_OUT durch den Ausgangskondensator C_OUT im wesentlichen auf der geregelten Ausgangsspannung V_REG gehalten werden kann, gleichzeitig auf AUS sind. Dieser Betriebszustand wird hier als "Ruhemodus" bezeichnet. Die Fähigkeit des Gegentaktschalters 15, in einen solchen Ruhemodus einzutreten, ist im Gegensatz zu der Reglerschaltung von 1, in welcher zu allen Zeiten ein einziger der zwei MOSFET-Transistoren 16 und 17 im wesentlichen auf EIN ist. Dieses Merkmal verringert den Energieverbrauch der Reglerschaltung, da der Gegentaktschalter 15 im Ruhemodus keine Energie dissipiert oder erlaubt, daß Energie aus der Last R_L zur Masse gezogen wird.
Ferner, wenn erwünscht, kann die Reglerschaltung, während der Gegentaktschalter 15 in dem oben beschriebenen Ruhemodus ist, andere Schaltkomponenten auf AUS stellen, die nicht gebraucht werden, während der Regler im Ruhemodus ist. Beispielsweise können für die in 2 gezeigte Ausführungsform die monostabile Schaltung 25, der Stromkomparator 39, die Stromquelle I₁ 72 und der Verstärker 38 im Ruhemodus auch auf AUS gestellt sein. Dieses Merkmal erlaubt, daß die Reglerschaltung sogar bei höheren Wirkungsgraden arbeitet als andernfalls möglich, wenn nur der Gegentaktschalter 15 in einem Ruhemodus gehalten werden würde.
Bei hohen Laststrompegeln (z.B. größer als 20 Prozent des maximalen Nennausgangsstroms) arbeitet die Steuerschaltung 70 ähnlich wie die Steuerschaltung 35 von 1. In 2 wird die Stromrückkopplung I_FB wieder dem nichtinvertierenden Eingang des Stromkomparators 39 zugeführt. Die Offset-Spannung V_OS 76, die vorzugsweise in den Verstärker 38 eingebaut ist, verschiebt den Pegel der Rückkopplungsspannung V_FB leicht unter die Referenzspannung V_REF, wobei sie den Ausgang des Komparators mit Hysterese 74 unter Hochstrombedingungen hoch hält. Wenn der Rückkopplungsstrom I_FB den Strom übersteigt, der dem invertierenden Eingang des Stromkomparators 39 zugeführt wird, geht der Ausgang des Komparators 39 auf HOCH, um so den Schalter-"AUS"-Zyklus einzuleiten.
Während des "AUS"-Zyklus ist der Ausgang 25A der monostabilen Schaltung 25 auf HOCH, was den P-MOSFET-Transistor 16 auf AUS und den N-MOSFET-Transistor 17 auf EIN stellt. Nach einer von der monostabilen Schaltung 25 festgelegten konstanten Zeit geht der Ausgang 25A auf NIEDRIG, womit er den nächsten "EIN"-Zyklus einleitet, in welchem der P-MOSFET-Transistor 16 auf EIN und der N-MOSFET-Transistor 17 auf AUS ist.
Die Reglerschaltung 50 geht bei niedrigen Ausgangsstrompegeln wie folgt in den Ruhemodus. Der Komparator mit Hysterese 74 überwacht die Rückkopplungsspannung V_FB und geht auf NIEDRIG, wenn V_FB einen vorgegebenen Spannungswert über der Referenzspannung V_REF liegt. Ein solcher Zustand zeigt an, daß die Ausgangsspannung V_OUT einen vorgegebenen Spannungswert über der geregelten Spannung V_REG liegt. Dieser Zustand der Überspannung wird bei niedrigen durchschnittlichen Ausgangsströmen durch Bereitstellung einer Konstantstromquelle 72, die parallel mit dem Verstärker 38 gekoppelt ist, absichtlich herbeigeführt. Während des Überspannungszustands werden mittels UND-Gatter 66 und NAND-Gatter 68 beide MOSFET-Transistoren 16 und 17 auf AUS gehalten.
Die Konstantstromquelle I₁ legt für den Stromkomparator 39 eine minimale Schwelle für den Rückkopplungsstrom fest. Dies legt einen minimalen Strom fest, der während jedes EIN-Zyklus im Induktor L1 erforderlich ist, um den Komparator 39 auszulösen. Der Stromkomparator 39 wird absichtlich gezwungen, bei Strompegeln, die ihn anderenfalls zum Auslösen veranlassen würden, auf EIN zu bleiben. Auf diese Weise wird dem Induktor L1 mehr Strom zugeführt, als nötig wäre, um die Ausgangsspannung V_OUT auf der geregelten Spannung V_REG zu halten. Folglich wird V_OUT beginnen, über die geregelte Spannung V_REG hinaus anzusteigen, was die Rückkopplungsspannung V_FB veranlaßt, bei einem vorgegebenen Spannungswert oberhalb von V_REF den Komparator mit Hysterese 74 auszulösen. Wenn der Komparator 74 auslöst, geht sein Ausgang auf NIEDRIG, um beide MOSFET-Transistoren 16 und 17 auf AUS zu stellen, um die Reglerschaltung in den Ruhezustand zu versetzen.
In dem oben beschriebenen Betriebszustand (d.h. Ruhemodus), in welchem die MOSFET-Transistoren 16 und 17 beide gleichzeitig auf AUS sind, wird die Ausgangslast 14 im wesentlichen von dem Ausgangskondensator C_OUT versorgt. Der Komparator mit Hysterese 74 überwacht die Rückkopplungsspannung V_FB und wenn V_OUT fällt, so daß V_FB um den Betrag der Hysterese in dem Komparator 74 abgenommen hat, wird die Treiberschaltung 20 aus dem Ruhemodus (in welchem die MOSFET-Transistoren 16 und 17 beide auf AUS gesteuert sind) genommen, so daß ein neuer EIN-Zyklus eingeleitet wird, um der Last 14 Strom zuzuführen. Wenn der Laststrom niedrig bleibt, wird sich C_OUT auf einen Spannungspegel höher als V_REG wieder aufladen und die Rückkopplungsspannung V_FB wird den Komparator 74 nur nach wenigen Zyklen wieder auslösen.
Somit paßt sich während geringer Lasten die Steuerschaltung 70 an, um beide MOSFET-Transistoren 16 und 17 auf AUS zu stellen, wenn sie nicht gebraucht werden, um die Ausgangsspannung im wesentlichen auf dem geregelten Spannungspegel zu halten, falls der Ausgangskondensator C_OUT in der Lage ist, dies zu tun. Wenn die Ausgangsspannung in einem solchen Modus unter den geregelten Spannungspegel fällt, paßt sich die Steuerschaltung 70 an, um kurz den Schalter 15 auf EIN zu stellen, um den Ausgangskondensator C_OUT zurück auf einen Spannungspegel, der höher als die geregelte Spannung ist, wieder aufzuladen. Daher wird V_OUT zwischen einer oberen und einer unteren Schwelle oszillieren, die sich voneinander durch die Hysteresespannung des Komparators 74 multipliziert mit dem Verhältnis von (R1 + R2) zu R2 unterscheiden. Die Rate, mit welcher der Regler "aufwacht", um den Ausgangskondensator C_OUT wieder aufzuladen, wird sich automatisch dem Laststrom anpassen, wobei hohe Wirkungsgrade selbst bei niedrigen Ausgangsströmen aufrechterhalten werden.
Die Steuerschaltung 70 hält die MOSFET-Transistoren 16 und 17 in den Zeiten auf AUS, in welchen der Ausgangsstrom niedrig genug ist, um zu erlauben, daß der Ausgangskondensator C_OUT die Ausgangsspannung im wesentlichen auf der geregelten Spannung hält. Typisch können solche AUS-Zeiten, in welchen beide MOSFET-Transistoren 16 und 17 auf AUS gehalten werden, selbst wenn der Schaltregler eine geregelte Spannung bereitstellt, von weniger als 100 Mikrosekunden bis mehr als einige Sekunden (beziehungsweise entsprechend wenige Schaltzyklen bis mehr als hunderttausend Schaltzyklen für eine Schaltfrequenz von 100 Kilohertz) reichen. Solche AUS-Zeiten erlauben typisch, daß ein hoher Wirkungsgrad erzielt wird (z.B. über 90%) über einem Ausgangsstromgebiet von mehr als 100:1. Da zusätzlich zu den Schalttransistoren andere Komponenten während solcher Zeiten ebenfalls auf AUS gehalten werden können, können typisch sogar höhere Wirkungsgrade erzielt werden.
Die Steuerschaltung 70 des in 2 gezeigten Schaltreglers 50 wird verwendet, um einen synchron geschalteten Schalter anzusteuern, der die MOSFET-Transistoren 16 und 17 aufweist. Wie hier verwendet, bezieht sich der Ausdruck "synchron geschalteter Schalter" auf einen Schalter, der zwei Schalttransistoren aufweist, die außer Phase betrieben werden, um einer Last Strom bei einer geregelten Spannung zuzuführen. 3 zeigt eine zweite Ausführungsform der Steuerschaltung mit hohem Wirkungsgrad in einer Abwärts-Ausführung, die angepaßt ist, einen Schalter anzusteuern, der einen Schalttransistor und eine Schaltdiode aufweist.
Wie in 3 gezeigt, weist ein Schaltregler 100 einen Schalter 115 auf, der einen P-MOSFET-Transistor 116 und eine Diode 118 aufweist. Der Schalter 115 wird von einem Treiber 120 angesteuert, der einen P-Treiber 126 aufweist. Das ein EIN-Schalten und AUS-Schalten des Schalters 115 wird von einer Steuerschaltung 125 gesteuert. Da die Steuerschaltung 125 verwendet wird, um nur einen einzigen MOSFET-Transistor (im Gegensatz zur Steuerschaltung 70 von 2) anzusteuern, hat sie nur einen einzigen Ausgangsanschluß 125A (abgenommen von dem Ausgang eines NAND-Gatters 68).
Die Steuerschaltung 125 weist einen Stromkomparator 39, einen Verstärker 38, einen Komparator mit Hysterese 74 und eine monostabile Schaltung 25, die denjenigen in der Steuerschaltung 70 von 2 gezeigten ähnlich sind. Wie vorstehend mit Bezug auf 2 diskutiert, wird bei niedrigen durchschnittlichen Ausgangsstrompegeln die Konstantstromquelle I₁ 72 verwendet, um den dem Induktor L1 zugeführten Strom absichtlich zu übersteuern, um zu bewirken, daß die Ausgangsspannung V_OUT über den geregelten Spannungspegel V_REG hinaus ansteigt, bei welchem die Ausgangsspannung für ausgedehnte Zeiträume im wesentlichen von dem Ausgangskondensator C_OUT versorgt werden kann. Während dieser ausgedehnten Zeiträume wird der P-MOSFET-Transistor 116 in einem Ruhemodus auf AUS gehalten, um den Wirkungsgrad der Schaltung zu erhöhen.
Wie oben diskutiert, stellen die Steuerschaltung 70 von 2 bzw. 125 von 3 bei niedrigen durchschnittlichen Ausgangsstrompegeln einen Betrieb mit hohem Wirkungsgrad bereit. Ein solcher Betrieb paßt sich automatisch dem Ausgangsstrompegel an. Beispielsweise wechselt der Schalter bei hohen Ausgangsstrompegeln während eines ersten Betriebszustands ständig zwischen einem EIN-Zustand und einem AUS-Zustand, um die Ausgangsspannung V_OUT auf dem geregelten Spannungspegel V_REG zu halten. Bei niedrigen Ausgangsstrompegeln während eines zweiten Betriebszustands, in welchem der Wirkungsgrad der Schaltung anderenfalls niedrig sein würde, kann die Ausgangsspannung V_OUT durch den Ausgangskondensator C_OUT im wesentlichen auf dem geregelten Spannungspegel V_REG gehalten werden, ohne daß der Schalter ständig auf EIN und AUS gestellt wird. Auf diese Weise erkennt die Steuerschaltung automatisch einen solchen Zustand und erlaubt, daß die Reglerschaltung in einen "Ruhe"modus eintritt, in welchem eine minimale Anzahl von Schaltungkomponenten auf EIN sein müssen.
Eine Reglerschaltung kann auch eine "benutzeraktivierte" Ausführungsform der Steuerschaltung enthalten, wobei eine Benutzereingabe steuert, ob die Reglerschaltung in einem "Ruhe"modus ist oder nicht. 4 ist ein schematisches Blockdiagramm eines Schaltreglers in einer Abwärts-Ausführung, der eine solche "benutzeraktivierte" Ausführungsform der Steuerschaltung mit hohem Wirkungsgrad enthält, um einen Schalter anzusteuern, der ein Paar synchron geschalteter MOSFET-Transistoren aufweist.
Der Schaltregler 150 in 4 weist einen Gegentaktschalter 15, einen Treiber 20, eine Ausgangsschaltung 30 auf, die denjenigen in der Schaltung 50 von 2 ähnlich sind. Die Steuerschaltung 170 der Reglerschaltung 150 weist eine monostabile Schaltung 25, einen Stromkomparator 39 und einen Verstärker 38 auf, die ebenfalls denjenigen in der Schaltung 50 von 2 ähnlich sind. Im Gegensatz zu 2 wird ein Schalter 175 (der einen Schalter 176 und 178 aufweist) verwendet, um den Schaltregler 150 manuell durch eine Benutzereingabe 175A, die ein Steuersignal von einem etwas anderen Typ Steuerschaltung (nicht gezeigt) sein kann, in einen Ruhemodus zu schalten. Beim Schließen des Schalters 175 schließen beide Schalter 176 und 178.
Der Schalter 176 wird verwendet, um durch Erden des Eingangs 66A des UND-Gatters 66 (der normalerweise durch den an eine positive Versorgung gekoppelten Widerstand 67 auf HOCH gehalten wird) den N-Treiber 27 im Ruhemodus auf AUS zu stellen. Der Schalter 178 wird verwendet, um eine positive Rückkopplung, und dadurch eine Hysterese in den Verstärker 38 hineinzubringen, um zu erlauben, daß im Ruhemodus die Steuerschaltung 170 die Ausgangsspannung V_OUT im wesentlichen auf dem geregelten Spannungspegel V_REG hält. (Ein Widerstand R_HYS, der zwischen einer Referenzschaltung 37 und dem nichtinvertierenden Eingang des Transkonduktanz-Verstärkers 38 gekoppelt ist, wird verwendet, um die Rückkopplung des Ausgangs des Verstärkers 38 in den nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 38 zu unterstützen.)
Der Schalter 178 erlaubt, daß der Verstärker 38 die Stromzufuhr zum Induktor L1 (durch den P-MOSFET-Transistor 16) übersteuert, um so die Ausgangsspannung V_OUT absichtlich auf einen vorgegebenen Pegel, der über dem geregelten Spannungspegel V_REG liegt, zu steuern. Nachdem die Ausgangsspannung auf einen solchen Spannungspegel gesteuert worden ist, hält die Hysterese im Verstärker 38 den P-Treiber 26 auf AUS, bis die Rückkopplungsspannung V_FB mindestens um die Hysteresespannung abfällt. An diesem Punkt geht der Ausgang 39A des Stromverstärkers 39 auf HOCH, um die monostabile Schaltung 25 zu triggern, so daß der P-MOSFET-Transistor 16 auf EIN gestellt wird, um den Ausgangskondensator C_OUT auf den vorgegebenen Spannungspegel, der über dem geregelten Spannungspegel V_REG liegt, wieder aufzuladen.
Wie oben diskutiert, wacht die Steuerschaltung 170 während des Ruhemodus periodisch auf, um den P-MOSFET-Transistor 16 auf EIN zu stellen, um den Ausgangskondensator C_OUT wieder aufzuladen. Es ist für Fachleute mit den üblichen Fachkenntnissen offensichtlich, daß, obwohl der N-MOSFET-Transistor 17 während solcher Wachzeiten auf AUS gehalten wird, dies nicht der Fall sein muß. Beispielsweise könnte, während die Steuerschaltung 170 den Ausgangskondensator C_OUT wieder auflädt, ein solches Wiederaufladen dadurch erreicht werden, daß die Schalttransistoren abwechselnd auf AUS gestellt werden, um so den Betriebszyklus zu wechseln und dabei den Ausgangskondensator C_OUT wieder aufzuladen.
Auf diese Weise funktioniert die Reglerschaltung 150, um bei niedrigen Strompegeln den Wirkungsgrad wie in der Reglerschaltung 50 von 2 zu erhöhen, wenn ein Benutzer manuell einen Schalter aktiviert. Jedoch im Gegensatz zu der Reglerschaltung 50 von 2 paßt sich die Reglerschaltung 150 nicht automatisch den Ausgangsstrompegeln an. Beispielsweise nimmt sich die Schaltung 150 nicht selbst aus dem Ruhemodus, wenn der durchschnittliche Ausgangsstrom zunimmt – sie ist auf die Deaktivierung durch den Benutzer angewiesen.
Wie oben diskutiert, weisen die Ausführungsformen der in 2–4 gezeigten Steuerschaltungen die monostabile Schaltung 25 auf. Die monostabile Schaltung könnte durch andere Typen von Schaltungen ersetzt werden, die den Betriebszyklus des Leistungsschalters steuern. Beispielsweise könnte die monostabile Schaltung 25 durch eine Pulsbreitenmodulatorschaltung ersetzt werden, die als Antwort auf ein Steuersignal ein pulsbreitenmoduliertes Signal bereitstellt. Natürlich könnten andere Typen von Schaltungen ebenso gut verwendet werden.
Die monostabile Schaltung 25, die ein konstantes AUS-Zeit- Signal bereitstellt, könnte durch eine monostabile Schaltung ersetzt werden, die ein von der Ausgangsspannung (V_OUT) und der Eingangsspannung (V_IN) abhängiges variables AUS-Zeit-Steuersignal bereitstellt. Dieses Merkmal der vorliegenden Erfindung kann verwendet werden, um die Erzeugung und Emission von hörbarem Rauschen aus dem Induktor L1 bei niedrigen Eingangsspannungen zu verringern. Wie oben diskutiert, ist ein solches Rauschen mit Oszillationen im Induktorstrom verbunden. Ferner kann dieses Merkmal auch verwendet werden, um den Kurzschlußstrom zu steuern, falls der Ausgang kurzgeschlossen ist.
5 ist ein schematisches Blockdiagramm eines beispielhaften Schaltreglers, der eine Steuerschaltung mit variabler AUS-Zeit enthält.
Der Schaltregler 200 weist einen Gegentaktschalter 15, eine Treiberschaltung 20, eine Stromrückkopplungsschaltung 210, eine Spannungsrückkopplungsschaltung 220, eine Rückkopplungssteuerschaltung 230 und eine Variable-AUS-Zeit-Schaltung 240 auf. Die Rückkopplungssteuerschaltung 230 überwacht den Ausgangsstrom bzw. die Ausgangsspannung durch den Eingang 232 bzw. 234 und stellt an einem Anschluß 236 ein Trigger-Signal bereit, um den AUS-Zyklus des Schalters 15 einzuleiten. Die Variable-AUS-Zeit-Schaltung 240 wird verwendet, um die AUS-Zeit wie folgt zu steuern.
Die Schaltung 240 weist einen monostabilen Generator 245 auf, der durch den Anschluß 236 von der Rückkopplungssteuerschaltung 230 getriggert wird. Der monostabile Generator 245 weist einen zusätzlichen Anschluß 245A auf, der an den Steuerkondensator (C_CON) 246 gekoppelt ist, dessen Spannung von dem Generator 245 überwacht wird. Gemäß der vorliegenden Erfindung steuert die AUS-Zeit-Steuerschaltung 250 das Entladen des Kondensators C_CON und somit die Kondensatorspannung, um so wiederum die AUS-Zeit des Generators 245 zu steuern. Die AUS-Zeit-Steuerschaltung 250 überwacht die Eingangs- und Ausgangsspannungen (V_IN und V_OUT) und stellt dementsprechend, abhängig von ihren Werten, die AUS-Zeit ein.
Wenn die Eingangsspannung V_IN abnimmt, so daß die oben diskutierte Oszillationsfrequenz f_RIP des Induktors L1 in einen hörbaren Bereich fällt, wird die AUS-Zeit verringert, so daß f_RIP entsprechend aus einem hörbaren Bereich hinaus zunehmen wird. Wenn außerdem die Ausgangsspannung V_OUT aufgrund eines Kurzschlusses abnimmt, so daß die Spannung über dem Induktor L1 zu niedrig ist, um einen entsprechenden Abfall des Induktorstroms während des AUS-Zyklus zu erlauben, wird die AUS-Zeit erhöht, um so ein Weglaufen des Stroms zu vermeiden.
In der vorliegenden Ausführungsform wird das Entladen des Steuerkondensators C_CON durch Steuern der Stärke des Steuerstroms I_CON geregelt. Beispielsweise wird bei niedrigen Eingangsspannungen I_CON von der AUS-Zeit-Steuerschaltung 250 erhöht, so daß die Spannung am Steuerkondensator C_CON schnell abfällt. Wenn die Steuerkondensatorspannung unter einen vorgegebenen Wert fällt, wird der EIN-Zyklus des Schalters 15 eingeleitet. Zusätzlich wird bei niedrigen Ausgangsspannungen I_CON von der AUS-Zeit-Steuerschaltung 250 erniedrigt, so daß die Spannung am Steuerkondensator C_CON langsam abfällt, um die AUS-Zeit zu verlängern.
Obwohl der in 5 gezeigte Schaltregler 200 auf einer speziellen Schaltung zum Entladen eines Kondensators beruht, um die AUS-Zeit zu steuern, ist es offensichtlich, daß andere Schaltungen zur Durchführung dieser Funktion als Antwort auf. die Eingangs- und Ausgangsspannungen ebenfalls verwendet werden können. Wenn erwünscht, könnte beispielsweise ein Operationsverstärker verwendet werden, um die AUS-Zeit zu steuern.
Somit ist eine monostabile Schaltung diskutiert worden, die ein Steuersignal für eine variable AUS-Zeit bereitstellt, das den Eingangs- und Ausgangsspannungspegeln angepaßt ist. Dieses Merkmal wird verwendet, um die Erzeugung und Emission von hörbarem Rauschen aus der Reglerschaltung bei niedrigen Eingangsspannungspegeln zu verringern (d.h. t_OFF bei niedrigen Eingangsspannungen zu verringern) und um den Kurzschlußstrom zu begrenzen, wenn der Ausgang kurzgeschlossen ist (d.h. t_OFF bei niedrigen Ausgangsspannungen zu erhöhen).
6 ist ein detailliertes schematisches Diagramm einer beispielhaften Ausführungsform der Steuerschaltung mit variabler AUS-Zeit von 5.
Die AUS-Zeit-Steuerschaltung 250 nimmt an einem Anschluß 252 bzw. 254 als Eingang V_IN bzw. V_OUT an und stellt an einem Anschluß 256 I_CON bereit. Wie oben diskutiert, sorgt I_CON für ein gesteuertes Entladen eines an den Anschluß 256 gekoppelten Steuerkondensators C_CON. Die Steuerschaltung 250 steuert die Stärke von I_CON und steuert daher die Zeit, die es braucht, um den Steuerkondensator C_CON zu entladen. Die Steuerschaltung 250 weist eine Stromquelle 260 (zum Bereitstellen eines Stroms I_CN2), eine Stromquelle 270 (zum Bereitstellen eines Stroms I_CN1) eine Stromkompensationsschaltung 280 und eine Stromspiegelausgangsschaltung 295 auf. Die Steuerschaltung 250 arbeitet wie folgt.
Die Stromspiegelausgangsschaltung 295 ist eine Stromspiegelschaltung, die einen Transistor 296 und einen Transistor 298 aufweist (der seine Gate-Elektrode 298A mit seiner Drain-Elektrode 298B verbunden hat). Die Schaltung 295 nimmt an einem Eingang 295A einen gesteuerten Referenzstrom I_CREF an und stellt einen proportionalen Ausgangsstrom I_CON bereit, der zu den Seitenverhältnissen des Transistors 296 und 298 in Beziehung steht (wie in herkömmlichen Stromspiegelschaltungen). I_REF wird entweder gleich I_CN1 oder (I_CN1 + I_CN2) sein, abhängig von der Spannung V_IN bzw. V_OUT an dem Eingangsanschluß 252 bzw. 254.
Wenn V_IN – V_OUT größer als 1,5 Volt ist, leitet ein Transistor 262 genügend Strom (von einem Transistor 264 und einer Stromversorgung I₆), um einen Transistor 266 auf AUS zu halten. Mit dem Transistor 266 auf AUS wird der Strom I_CN2 null sein und der Strom I_CREF wird daher gleich mit dem Strom I_CN1 sein, der an einem Ausgangsanschluß 270A der Stromquelle 270 bereitgestellt wird.
Der Strom I_CN1 wird von einer Stromspiegelschaltung zugeführt, die aus einem Transistor 272 und einem Transistor 274 (der seine Gate-Elektrode 174A mit seiner Darin-Elektrode 274B verbunden hat) besteht. Der von dem Transistor 274 fließende Referenzstrom I_CN1REF wird entweder gleich I_CN1A oder (I_CN1A + I_CN1B) sein, abhängig davon, ob das Durchlaßtor 282 offen bzw. geschlossen ist.
Das Durchlaßtor 282 wird von einem Komparator 284 gesteuert und wird OFFEN sein, wenn V_OUT weniger als V_TH3 ist. Unter OFFEN-Bedingungen wird I_CN1REF gleich I_CN1A sein, der zum Kollektor eines Transistors 276 fließt. Dieser Strom stammt aus einer Teilung von V_OUT durch den Ausgangsteiler (bestehend aus Widerstand 271 und 273), um eine Spannung V_FB1 (an der Basis eines Transistors 279) zu erzeugen. Der Pegel der Spannung V_FB1 wird dann von der Basis-Emitter-Spannung des Transistors 279 nach oben und dann von der Basis-Emitter-Spannung des Transistors 276 nach unten geschoben, wo sie über einem Emitterwiderstand 278 erscheint. Der resultierende Kollektorstrom des Transistors 276 ist dann proportional zur Ausgangsspannung V_OUT und bewirkt, daß der Steuerkondensator C_CON mit einer Rate entladen wird, die proportional zur Entladungsrate des Stroms im Induktor L1 ist.
Wenn also die Ausgangsspannung V_OUT niedrig ist, wie beispielsweise während eines Fehler- oder Startzustands, wird t_OFF verlängert, um dem Strom die zusätzliche Zeit zu lassen, die er benötigt, um im Induktor L1 nach unten zu gehen.
Wenn die Ausgangsspannung V_OUT größer als V_TH3 ist, schließt der Ausgang des Komparators 284 das Durchlaßtor 282, um einen zusätzlichen Kompensationsstrom I_CN1B in die Drain-Elektrode des Transistors 274 einzukoppeln, um durch die Stromkompensationsschaltung 280 eine Stromkompensation bereitzustellen. Der Kompensationsstrom I_CN1B ist gleich mit dem Strom I_TRIM minus dem Drainstrom eines Transistors 286. Die Transistoren 286 und 288 dienen dazu, den Kollektorstrom in einem Transistor 290 zu spiegeln (der sich auf ähnliche Weise wie der oben diskutierte Kollektorstrom im Transistor 278 gewinnen läßt, außer daß die Spannung V_REF anstelle der Spannung V_FB1 verwendet wird).
Der Kompensationsstrom I_CN1B hat zwei Zwecke: 1) um als ein Trimmstrom zu dienen, um einen gewünschten Steuerstrom I_CON festzulegen, wenn die Ausgangsspannung V_OUT im wesentlichen auf ihrem geregelten Pegel ist; und 2) um einen im wesentlichen konstanten Steuerstrom I_CON über einen weiten Bereich von Betriebstemperaturen aufrechtzuerhalten. Während einer typischen Schaltungsherstellung würden Schwankungen des Widerstandswert des Widerstands 278 normalerweise bewirken, daß der Steuerstrom I_CON größer oder kleiner ist, als erwünscht. Durch Trimmen von I_TRIM während der Herstellung kann der Kompensationsstrom I_CN1B eingestellt werden, um zu dem Kollektorstrom (I_CN1A) des Transistors 276 addiert oder von diesem subtrahiert zu werden, wie erforderlich ist, um einen vorgegebenen Steuerstrom I_CON bereitzustellen. Wenn außerdem die Widerstände 278 und 292 zueinander passend (d.h. ähnlich entworfen und hergestellt) sind, dann werden Schwankungen des Steuerstroms I_CON aufgrund der Temperaturschwankung des Widerstandswerts des Widerstands 278 von einer entsprechenden Änderung im Widerstandswert des Widerstands 292 im wesentlichen aufgehoben.
Wenn die Ausgangsspannung V_OUT geringer als die Spannung V_TH3 ist, öffnet der Ausgang des Komparators 284 das Durchlaßtor 282 und verhindert somit eine Stromkompensation. Dies stellt sicher, daß der Steuerstrom I_CON sich Null nähert, wenn sich die Ausgangsspannung V_OUT Null nähert, garantiert somit die Steuerung des Induktorstroms I_L während eines Ausgangkurzschlusses.
Wenn V_IN auf den Punkt fällt, daß V_IN – V_OUT weniger als 1,5 Volt ist, hält der Strom im Transistor 262 den Transistor 266 nicht länger auf AUS. Wenn V_IN weiter abnimmt, gibt der Transistor 266 der Stromspiegelausgangsschaltung 295 zusätzlichen Strom (I_CN2), wobei sich der Steuerstrom I_CON erhöht und sich t_OFF somit verringert. Dies wiederum stabilisiert die Betriebsfrequenz, wenn V_IN abnimmt, wobei mögliche Hörbarkeitsprobleme reduziert werden. Eine Stromquelle I₇ bestimmt den maximalen Strom, den der Transistor 266 dem Steuerstrom I_CON hinzufügt.
Wenn also V_IN abfällt, so daß V_IN – V_OUT weniger als 1,5 Volt ist (z.B. wenn eine Batterie fast entladen ist), wird t_OFF verringert werden, um die Oszillationsfrequenz der Reglerschaltung zu erhöhen, so daß die Erzeugung und Emission von hörbarem Rauschen verringert ist.
Obwohl die Steuerschaltung mit variabler AUS-Zeit 250 vorstehend mit Bezug auf eine Reglerschaltung diskutiert wurde, die den Gegentaktschalter 15 und den Treiber 20 aufweist, ist es offensichtlich, daß das Merkmal der variablen AUS-Zeit in anderen Reglern genauso gut verwendet werden könnte. Beispielsweise könnte dieses Merkmal auch in den Reglerschaltungen von 3 und 4 und anderen Schaltungen verwendet werden, die monostabile Generatoren verwenden, um eine geregelte Spannung bereitzustellen.
7 ist ein detailliertes schematisches Blockdiagramm eines beispielhaften Schaltreglers in einer Abwärts-Ausführung, der sowohl das Merkmal der variablen AUS-Zeit und die Steuerschaltung mit hohem Wirkungsgrad enthält, um einen Schalter anzusteuern, der ein Paar synchron geschalteter MOSFET-Transistoren aufweist.
Der Schaltregler 300 weist den Gegentaktschalter 15, den Treiber 20, die Ausgangsschaltung 30 und eine Steuerschaltung 350 auf. Die Steuerschaltung 350 weist einen monostabilen Generator 245, die Schaltung mit variabler AUS-Zeit 250 zur Steuerung der AUS-Zyklus-Zeit und einen Komparator 74 zur Bereitstellung eines Betriebs mit hohem Wirkungsgrads bei niedrigen durchschnittlichen Ausgangsstrompegeln auf. Der Schaltregler 300 arbeitet wie folgt.
Wenn der Laststrom beispielsweise 20 Prozent des maximalen Ausgangsstroms übersteigt, arbeitet die Schleife in einem kontinuierlichen Modus, wobei der Komparator 74 den Ausgang 245A des monostabilen Generators 245 nicht übersteigt. Bei V_IN – V_OUT größer als 1,5 V ist der Betrieb im wesentlichen gleich dem für 1 beschriebenen. Der Induktorstrom wird mittels Spannungsabfall über einem Widerstand R_SENSE gemessen und die Schwelle für den Stromkomparator 39 ist durch den Spannungsabfall über einem Widerstand R₃ festgelegt. Eine eingebaute Offset-Spannung V_OS (z.B. ungefähr 10 mV) schiebt den Pegel der Rückkopplungsspannung V_FB leicht unter die Referenzspannung V_REF, wobei sie somit in diesem Modus den Ausgang des Komparators 74 auf HOCH hält. Wenn die Spannung über dem Widerstand R_SENSE die Schwelle über dem Widerstand R₃ übersteigt, geht der Ausgang des Komparators 39 auf HOCH und der RBAR-Eingang eines RS-Flip-Flops 310 geht auf NIEDRIG, wobei das RS-Flip-Flop 310 zurückgesetzt wird und somit der AUS-Zyklus des Schalters eingeleitet wird.
Während des AUS-Zyklus ist das Schaltsignal V_SWB auf HOCH, was den P-MOSFET-Transistor 16 auf AUS, den N-MOSFET-Transistor 17 auf EIN stellt, und erlaubt, daß I_CON den Steuerkondensator C_CON entlädt. Die AUS-Zeit t_OFF ihrerseits ist durch die Zeit festgelegt, die der Steuerkondensator C_CON benötigt, um sich von seiner Anfangsspannung auf V_TH1 zu entladen, die an dem nichtinvertierenden Eingang eines Komparators 312 anliegt. Wenn der Steuerkondensator C_CON sich auf die Spannung V_TH1 entlädt, geht der Ausgang des Komparators 312 auf NIEDRIG, wobei somit das RS-Flip-Flop 310 gesetzt und der nächste EIN-Zyklus eingeleitet wird. Die Spannung V_TH1 ist höher als die Spannung V_TH2, was bewirkt, daß der Ausgang eines Komparators 315 in diesem kontinuierlichen Modus auf NIEDRIG bleibt.
In Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung wird die AUS-Zeit durch die oben mit Bezug. auf 5 und 6 beschriebene Steuerschaltung mit variabler AUS-Zeit 250 gesteuert. Demgemäß weist die Schaltung 250 einen mit V_IN gekoppelten Eingang 252 und einen mit V_OUT gekoppelten Eingang 254 auf, um diese Spannungen zu überwachen.
Die Stromquelle I₁ legt für den Stromkomparator 39 eine minimale Spannungsschwelle über dem Widerstand R₃ fest. Dieses legt einen minimalen Strom fest, der im Induktor L1 während jedes EIN-Zyklus erforderlich ist, um den Komparator 39 auszulösen. Wenn der resultierende durchschnittliche Induktorstrom, der zum Ausgang fließt, größer als der Laststrom ist, wird die Ausgangsspannung V_OUT beginnen, anzusteigen, was bewirkt, daß die Rückkopplungsspannung V_FB den Komparator mit Hysterese 74 auslösen läßt. Natürlich werden die Induktanz des Induktors L1 und die AUS-Zeit t_OFF vorzugsweise so gewählt, daß der Induktor-Welligkeitsstrom nicht unter Null ist, wenn ein solches Auslösen stattfindet. Wenn der Komparator 74 auslöst, geht sein Ausgang auf NIEDRIG und geht über den Q-Ausgang des RS-Flip-Flops 310, was sofort das Schaltsignal V_SWB auf HOCH schaltet. Wie oben diskutiert, leitet dies automatisch den Beginn des "Ruhe"modus des Betriebs ein.
Im Ruhemodus entlädt sich der Kondensator C_CON wie vorher, leitet jedoch keinen neuen Schalt-EIN-Zyklus ein, wenn der Komparator 312 auslöst. Wie oben diskutiert ist dies deswegen, weil das NIEDRIG am Ausgang 74A das Schaltsignal V_SWB zwingt, durch das NAND-Gatter 316 auf HOCH zu bleiben, bis die Rückkopplungsspannung V_FB um diesen Betrag der Hysterese im Komparator 74 gefallen ist. Dementsprechend entlädt sich der Steuerkomparator C_CON weiter unter die Spannung V_TH2, was bewirkt, daß der Ausgang 315A des Komparators 315 auf HOCH geht. Dies wiederum bewirkt, daß der N-MOSFET-Transistor 17 sowie der P-MOSFET-Transistor 16 auf AUS gestellt werden. Außerdem werden ungenutzte Schaltungskomponenten wie beispielsweise der Verstärker 38 und die Komparatoren 39 und 312 ebenfalls auf AUS gestellt, wenn die Reglerschaltung im Ruhemodus ist. Wie oben diskutiert, verringert dies wesentlich die Vorspannungsströme während des Ruhemodus, wobei sich der Wirkungsgrad bei niedrigen Strompegeln weiter erhöht.
Während der ausgedehnten Aus-Zeiten im Ruhemodus sind große Teile des Reglers und beide MOSFET-Transistoren 16 und 17 ausgestellt und die Ausgangslast wird im wesentlichen von dem Ausgangskondensator C_CON versorgt. Wenn jedoch die Ausgangsspannung V_OUT fällt, so daß die Rückkopplungsspannung V_FB um den Betrag der Hysterese in dem Komparator 74 abgenommen hat, werden alle Schaltungskomponenten wieder angestellt und ein neuer EIN-Zyklus wird eingeleitet, um dem Ausgang Strom zuzuführen. Wenn der Laststrom niedrig bleibt, wird sich der Ausgangskondensator C_OUT wieder aufladen und die Rückkopplungsspannung V_FB wird den Komparator 74 nach nur wenigen Schaltzyklen wieder auslösen lassen. Auf diese Weise wird, wie oben diskutiert, unter den Bedingungen einer geringen Last die Ausgangsspannung V_OUT zwischen einem oberen und einem unteren Schwellenwert oszillieren.
Immer wenn der P-MOSFET-Transistor 16 auf EIN ist, erscheint seine Gate-Source-Spannung auch über einem MOSFET-Transistor 334, was den MOSFET-Transistor 334 auf EIN stellt. Dieses zieht die Drain-Elektrode des MOSFET-Transistors 334 auf HOCH und hemmt den N-Treiber 27. Im Anschluß an einen Übergang von V_SWB von NIEDRIG auf HOCH muß die Spannung an der Gate-Elektrode des P-MOSFET-Transistors 16 auf einen Pegel ansteigen, auf welchem der MOSFET-Transistor 334 weniger als die Stromquelle 335 leitet, bevor die Drain-Spannung des MOSFET-Transistors 334 fällt und erlaubt, daß der N-MOSFET-Transistor 17 auf EIN gestellt wird. Der Strom I_M1 wird absichtlich klein gemacht, so daß die Gate-Elektrode des MOSFET-Transistors 334 bis innerhalb 2 Volt der Eingangsspannung V_IN ansteigen muß, bevor der Treiber aktiviert wird, was sicherstellt, daß der P-MOSFET-Transistor vollständig auf AUS ist, wenn der N-MOSFET-Transistor 17 auf EIN schaltet. Auf ähnliche Weise stellen der MOSFET-Transistor 332 und die Stromquelle I_M2 333 sicher, daß der N-MOSFET-Transistor 17 vollständig auf AUS ist, wenn der P-MOSFET-Transistor 16 auf EIN schaltet. Dies verhindert gleichzeitiges Leiten, ungeachtet der Treibergeschwindigkeiten oder MOSFET-Größen, was einen maximalen möglichen Wirkungsgrad sicherstellt. Dieses Merkmal der vorliegenden Ausführungsform wird erreicht, indem der aktuelle Betriebszustands jedes Transistors (d.h. MOSFET-Transistor 16 und 17) überwacht oder anderweitig bestimmt wird, um die Zuführung eines Treibersignals zu dem anderen Transistor zu steuern. Der aktuelle Betriebszustand jedes Transistors wird logisch verwertet, so daß die Transistoren nicht gleichzeitig angesteuert werden. Wenn erwünscht, kann die Steuerschaltung auch ein Schaltungssystem zum Anpassen von Einschaltsignalen mittels Dämpfung aufweisen. Eine Vielfalt von Schaltungen kann verwendet werden, um das Dämpfungsschaltungssystem auszuführen. Beispielsweise kann die in 7 gezeigte grundlegende Logikschaltung, welche die Quellen 333 und 335, die MOSFET-Transistoren 332 und 334, das mit dem Treiber 26 gekoppelte NAND-Gatter und das mit dem Treiber 27 gekoppelte NOR-Gatter aufweist, zur Dämpfung verwendet werden, indem eine transiente Filterschaltung zwischen den MOSFET-Transistoren 17 und 332 gekoppelt wird. Die Filterschaltung weist einen N-MOSFET-Transistor auf, der an einen Widerstand gekoppelt ist, der in der Reihenschaltung von dem MOSFET-Transistor 17 zu MOSFET-Transistor 332 angeordnet ist. Die Gate-Elektrode des N-MOSFET-Filtertransistors wird von dem invertierten Ausgang des NAND-Gatters (d.h. eines mit dem Eingang des Treibers 26 verbundenen Invertierers) angesteuert.
Eine in 7 gezeigte, über dem N-MOSFET-Transistor 17 gekoppelte Schottky-Diode D2 leitet nur während der Totzeit zwischen dem Leiten des MOSFET-Transistors 16 und 17. Der Zweck der Diode D2 ist, zu verhindern, daß die Körperdiode des N- MOSFET-Transistors 17 während der Totzeit einschaltet und Ladung speichert, was in einigen Fällen den Wirkungsgrad (z.B. um ungefähr 1 Prozent) verringern könnte. Die Diode D2 wird vorzugsweise mit einer Vorwärtsspannung von weniger als ungefähr 0,5 Volt gewählt, wenn sie den maximalen Ausgangsstrom leitet.
Wenn in einen synchronen 5-Volt Abwärts-Schaltregler eingebaut, ist die in 7 gezeigte Steuerschaltung in der Lage, über 90 Prozent Wirkungsgrad (für eine Eingangsspannung von ungefähr 10 Volt) zu erreichen, wobei der Ausgangsstrom über zwei Größenordnungen (z.B. 20 mA bis 2 A) variiert. Unter einigen Betriebsbedingungen (z.B. für eine Eingangsspannung von 6 Volt) können bei solchen Strompegeln Wirkungsgrade von über 95 Prozent aufrechterhalten werden. Eine solche Steuerschaltung ist in Notebook- und Palm-Top-Computern, tragbaren Geräten, batteriebetriebenen digitalen Geräten, zellularen Telephonen, DC-Leistungverteilungssystemen und GPS-Systemen besonders nützlich.
Wie oben mit Bezug auf 1 diskutiert, ist ein Nachteil der Steuerschaltung vom Stand der Technik 10, daß bei niedrigen Ausgangsströmen der Strom im Induktor L1 die Polarität umkehren kann, wenn der Strom während t_OFF zu sehr abfällt. Dies kann zur Folge haben, daß durch den N-MOSFET-Transistor 17 Energie aus der Last zur Masse gezogen wird, was mit einer Verringerung des Wirkungsgrads der Schaltung verbunden ist. Gemäß der vorliegenden Erfindung weist die Steuerschaltung eine Schaltung zum Schalten des N-MOSFET-Transistors auf AUS auf, um zu verhindern, daß eine solche Energie aus der Last gezogen wird, wenn der Induktorstrom die Polarität umkehrt.
8 ist ein schematisches Blockdiagramm eines beispielhaften Schaltreglers, der eine Schaltung der vorliegenden Erfindung enthält, um zu verhindern, daß Umkehrungen der Polarität des Stroms im Ausgangsinduktor des Reglers Leistung aus der Last ziehen.
Der Schaltregler 400 weist einen Gegentaktschalter 15, eine Treiberschaltung 20 und eine Ausgangsschaltung 30 auf, die denjenigen von 1 ähnlich sind. Die Schaltung 400 weist auch eine Ausführungsform 470 der erfindungsgemäßen Steuerschaltung mit hohem Wirkungsgrad auf, um zu verhindern, daß Umkehrungen in der Polarität des Stroms in dem Ausgangsinduktor L1 Energie aus der Last ziehen.
Die Steuerschaltung 470 weist eine monostabile Schaltung 25, einen Stromkomparator 39 und einen Transkonduktanzverstärker 38 auf, die denjenigen von 1 ähnlich sind. Zusätzlich zu diesen Komponenten weist die Steuerschaltung 470 auch einen Komparator 471 und ein Gatter 472 auf, um zu verhindern, daß bei niedrigen durchschnittlichen Strompegeln Umkehrungen in der Polarität des Induktorstroms Energie aus der Last ziehen. Die Steuerschaltung 470 arbeitet wie folgt.
Wenn der Ausgang 25a der monostabilen Schaltung auf HOCH geht, um den P-MOSFET-Transistor 16 auf AUS und den N-MOSFET-Transistor 17 auf EIN zu stellen, beginnt der Induktorstrom I_L abzufallen. Während niedriger durchschnittlicher Ausgangsströme kann dieser Strom auf Null abfallen und kann eventuell negativ werden. Die Funktion der Steuerschaltung 470 ist, durch das Stromrückkopplungssignal I_FB2 den Induktorstrom I_L zu überwachen und den N-MOSFET-Transistor 17 auf AUS zu stellen, bevor solche Stromumkehrungen auftreten können. Dies verhindert, daß der N-MOSFET-Transistor 17 Energie aus der Last zur Masse zieht.
Der Komparator 471 weist einen Eingang 471a auf, der angepaßt ist, um mittels Stromrückkopplungssignal I_FB2 den Induktorstrom I_L zu überwachen. Wenn das Stromrückkopplungssignal I_FB2 unter den Strom I₄ fällt, der dem Eingang 471b des Komparators 471 zugeführt wird, geht der Komparatorausgang 471c auf NIEDRIG und stellt daher mittels AND-Gatter 472 den N-MOSFET-Transistor 17 auf AUS. Das AUS-Schalten des N-MOSFET-Transistors 17 verhindert, daß durch den N-MOSFET-Transistor 17 Stromumkehrungen im Induktorstrom I_L Energie aus der Last 14 zur Masse ziehen.
Nachdem der N-MOSFET-Transistor 17 auf AUS gestellt ist, wird ihm wieder erlaubt, sich auf EIN zu schalten, sobald der Rückkopplungsstrom I_FB2 den Strom I₄ übersteigt, um zu bewirken, daß der Komparatorausgang 471c auf HOCH geht. Allgemein wird der Komparatorausgang 471c wieder auf HOCH gehen, nachdem die monostabile Schaltung 25 den P-MOSFET- Transistor 16 auf EIN gestellt hat, was wiederum bewirkt, daß der Induktorstrom I_L wieder ansteigt. Ein solches Ansteigen wird erlauben, daß das Stromrückkopplungssignal I_FB2 I₄ übersteigt, und daher bewirken, daß der Komparatorausgang 471c auf HOCH geht. Während der Komparatorausgang 471c auf HOCH ist, steuert die monostabile Schaltung nur das EIN-Schalten des N-MOSFET-Transistors 17.
Somit weist die Steuerschaltung 470 ein Schaltungssystem auf, um den N-MOSFET-Transistors 17 in den Zeiten, in denen Stromumkehrungen anderenfalls erlauben würden, daß Energie aus der Last gezogen wird, absichtlich auf AUS zu halten. Dieses Merkmal der vorliegenden Erfindung kann den Wirkungsgrad der Schaltung bei niedrigen durchschnittlichen Ausgangsstrompegeln erhöhen, wenn es sehr wahrscheinlich ist, daß Stromumkehrungen auftreten.
Es ist für Fachleute mit den üblichen Fachkenntnissen ersichtlich, daß, obwohl der Komparator 471 durch den Rückkopplungsstrom I_FB2 den Induktorstrom I_L überwacht, andere Einrichtungen zum Detektieren von Stromumkehrungen in dem Induktorstrom I_L ebenso gut verwendet werden könnten. Beispielsweise könnte der Komparator 471 genauso gut das Stromrückkopplungssignal I_FB1 überwachen, so daß nur ein Typ eines Stromrückkopplungssignals in der Steuerschaltung 470 verwendet wird. Außerdem könnten viele andere Einrichtungen zur Erzeugung eines Rückkopplungssignals, das eine Stromumkehr in dem Induktorstrom I_L anzeigt, ebenso gut verwendet werden (siehe z.B. Widerstand R_SENSE in 7).
Eine Steuerschaltung mit hohem Wirkungsgrad wurde oben mit Bezug auf 1–8 diskutiert, wobei der Schaltregler in einer spannungserniedrigenden Ausführung ausgeführt war. Es ist offensichtlich, daß die Steuerschaltung der vorliegenden Erfindung genauso gut in anderen Ausführungen verwendet werden könnte. Beispielsweise zeigt 9 ein schematisches Blockdiagramm eines Schaltreglers in einer spannungserhöhenden Ausführung, der eine Steuerschaltung mit hohem Wirkungsgrad enthält.
Der Schaltregler 500 weist einen synchron geschalteten Schalter 15' auf, wobei die Drain-Elektrode des P-Kanal-MOSFET- Transistors 16 und die des N-Kanal-MOSFET-Transistors 17 zusammengekoppelt sind und an eine Seite des Induktors L1 gekoppelt sind. Die andere Seite des Induktors L1 ist an den Eingang V_IN gekoppelt. Eine Steuerschaltung 70 steuert eine Treiberschaltung 20' an, die einen invertierenden P-Treiber 26', der wiederum den P-Kanal-MOSFET-Transistor 16 ansteuert, und einen invertierenden N-Treiber 27', der wiederum den N-Kanal-MOSFET-Transistor 17 ansteuert, aufweist.
Somit kann, wie in 9 gezeigt, die Steuerschaltung in Schaltausführungen verwendet werden, wobei eine Eingangsspannung V_IN auf eine geregelte Ausgangsspannung V_OUT hinauf transformiert wird. Wie es mit den in 2-8 gezeigten abwärtstransformierenden Ausführungen der Fall ist, kann die Steuerschaltung von 9 genauso gut in anderen Typen von aufwärtstransformierenden Ausführungen verwendet werden. Beispielsweise kann die in 9 gezeigte monostabile Schaltung 25 einen zusätzlichen Eingang zum Überwachen der Eingangsspannung V_IN haben, um die Erzeugung und Emission von hörbarem Rauschen aus dem Induktor L1 bei niedrigen Eingangsspannungen zu verringern, wie oben mit Bezug auf 5 und 6 diskutiert ist. Um mit der Erfindung überein zu stimmen, würde der Schaltregler 500 außerdem ein Schaltungssystem aufweisen, um den P-MOSFET-Transistor 16 in den Zeiten, in denen sich die Polarität des Induktorstroms I_L anderenfalls umkehren würde, auf AUS zu halten, wie oben mit Bezug auf 8 diskutiert ist.
10 zeigt ein schematisches Blockdiagramm eines Schaltreglers in einer die Spannungspolarität invertierenden Ausführung, die eine Steuerschaltung mit hohem Wirkungsgrad enthält.
Der Schaltregler 600 weist einen Schalter 15'' auf, wobei die Drain-Elektrode des P-Kanal-MOSFET-Transistors 16 an eine Seite des Induktors L1 und durch eine Diode D601 an V_OUT gekoppelt ist. Die andere Seite des Induktors L1 ist an Masse gekoppelt. Die Source-Elektrode des P-Kanal-MOSFET-Transistors 16 ist an die positive Eingangsspannung V_IN gekoppelt. Eine Steuerschaltung 70' steuert die Treiberschaltung 20'' an, die den P-Treiber 26 aufweist, der wiederum den P-Kanal-MOSFET-Transistor 16 ansteuert.
Die Steuerschaltung 70' arbeitet im wesentlichen ähnlich wie die oben diskutierte Steuerschaltung 70, mit folgender Ausnahme. Die Spannungsrückkopplung zur Steuerschaltung 70' wird von den Widerständen R1 und R2 und einem Verstärker 602 bereitgestellt. Der Verstärker 602 invertiert die Spannung mit negativer Polarität bei V_OUT, um der Steuerschaltung 70' eine Rückkopplungsspannung mit positiver Polarität bereitzustellen.
Somit kann, wie in 10 gezeigt, die Steuerschaltung in Schaltausführungen verwendet werden, in welchen eine Eingangsspannung V_IN auf eine geregelte Ausgangsspannung mit entgegengesetzter Polarität V_OUT invertiert wird. Wie mit den in 2–8 gezeigten abwärtstransformierenden Ausführungen der Fall ist, kann die Steuerschaltung von 10 ebenso gut in anderen Typen von polaritätsumkehrenden Ausführungen verwendet werden. Beispielsweise kann die in 10 gezeigte monostabile Schaltung 25 einen zusätzlichen Eingang zum Überwachen der Eingangsspannung V_IN aufweisen, um die Erzeugung und Emission von hörbarem Rauschen aus dem Induktor L1 bei niedrigen Eingangsspannungen zu verringern. Ferner kann die monostabile Schaltung 25 einen Eingang zum Überwachen der Ausgangsspannung V_OUT aufweisen, um den Kurzschlußstrom zu steuern, wenn der Ausgang kurzgeschlossen ist, wie oben mit Bezug auf 5 und 6 diskutiert ist. Wenn außerdem, um mit der Erfindung überein zu stimmen, der Regler 600 synchron geschaltet wäre und einen N-MOSFET-Transistor anstelle von D601 aufweisen würde, würde der Regler ein Schaltungssystem aufweisen, um einen solchen N-MOSFET-Transistor in den Zeiten auf AUS zu halten, in denen sich die Polarität des Induktorstroms I_L anderenfalls umkehren würde, wie oben mit Bezug auf 8 diskutiert ist.
Es ist für Fachleute mit den üblichen Fachkenntnissen ersichtlich, daß, obwohl die Steuerschaltung oben mit Bezug auf einen Spannungskomparator mit Hysterese diskutiert worden ist, welcher das Ruhemodus-Steuersignal erzeugt, um zu bewirken, daß der Schaltregler in einen Ruhmodus geht und aus dem Ruhemodus erwacht, andere Einrichtungen zur Durchführung der gleichen Funktion auch möglich sind. Beispielsweise könnte, wenn erwünscht, das Ruhemodus-Steuersignal als Antwort auf einen überwachten Ausgangsstrom erzeugt werden. Ferner könnte der Schaltregler eine vorgegebene Zeitdauer, nachdem er in einen solchen Ruhemodus gegangen ist, aus dem Ruhemodus herausgenommen werden, anstatt nachdem die Ausgangsspannung unter eine vorgegebene Schwellenspannung gefallen ist, wie oben dargestellt ist.
Es ist ebenfalls ersichtlich, daß, obwohl die vorliegende Erfindung vorstehend mit Bezug auf 8-10 diskutiert worden ist, wobei die Leistungsschalter ein Paar komplementäre (d.h. ein P-Kanal und ein N-Kanal) MOSFET-Transistoren waren, die vorliegende Erfindung ebenso gut auf andere Typen von Schaltern anwendbar ist. Beispielsweise könnte der Leistungsschalter ein Paar N-Kanal-MOSFET-Transistoren, ein Paar P-Kanal-MOSFET-Transistoren oder bipolare Sprerschicht-Transistoren aufweisen.
Somit ist eine Steuerschaltung und ein Verfahren zur Aufrechterhaltung eines hohen Wirkungsgrads über einem breiten Stromgebiet in einem Schaltregler bereitgestellt worden.
Fachleute werden somit zu würdigen wissen, daß die vorliegende Erfindung durch andere als die beschriebenen Ausführungsformen in die Praxis umgesetzt werden kann, die nur zum Zwecke der Veranschaulichung und nicht zur Einschränkung vorgestellt worden sind, und die vorliegende Erfindung ist nur durch die nachfolgenden Ansprüche begrenzt.

Claims

Steuerschaltung (470) für einen schaltenden Spannungsregler (400) mit einem Paar Schalttransistoren (16, 17) und einem induktiven Element (L1), die alle durch einen gemeinsamen Knoten miteinander verbunden sind und jeweils mit einem anderen aus der Gruppe, die eine Eingangsspannung (Vin), einen Ausgang (12) des Reglers und einen Masseknoten umfasst, einer ersten Schaltung (36) zum Überwachen des Ausgangs (12), um ein erstes Rückkopplungssignal (V_FB) zu erzeugen, wobei der Regler einen ersten Betriebszustand hat, in welchem ein erstes Steuersignal (25A), das von der Steuerschaltung an Treiberschaltungen (26, 27) für die Schalttransistoren bereitgestellt wird, bewirkt, dass die Treiberschaltungen die Schalttransistoren in synchron abwechselnden Schaltzyklen ein- und ausschaltet, die einen kontinuierlichen Stromfluß durch das induktive Element bereitstellen, wobei das erste Steuersignal (25A) von einer zweiten Schaltung (25, 38, 39) erzeugt wird und auf das erste Rückkopplungssignal (V_FB) anspricht, um das Tastverhältnis der Schalttransistoren (16, 17) zu ändern, um den Ausgang (12) bei einer geregelten Spannung zu halten, wobei die Steuerschaltung dadurch gekennzeichnet ist, dass a) die Steuerschaltung eine Komparatorschaltung (471) aufweist, welche ein Strom in dem induktiven Element anzeigendes zweites Rückkopplungssignal (I_FB2) empfängt und das zweite Rückkopplungssignal mit einem Referenzwert I₄ vergleicht, um einen Zustand zu detektieren, der anzeigt, dass der Strom des induktiven Elements gerade eine entgegengesetzte Polarität annimmt; und b) die Steuerschaltung ein zweites Steuersignal (471C) erzeugt, um den Regler in einen zweiten Betriebszu stand zu schalten, wenn die Komparatorschaltung einen Zustand detektiert, der anzeigt, dass der Strom des induktiven Elements gerade eine entgegengesetzte Polarität annimmt, wobei das zweite Steuersignal einer Schaltung (472) zugeführt wird, die das schaltende Steuersignal, das der Treiberschaltung für einen der Schalttransistoren (16, 17) bereitgestellt wird, in Abhängigkeit des polaritätsanzeigenden Signals konditioniert, so dass im zweiten Betriebszustand das zweite Steuersignal (471C) bewirkt, dass einer der genannten Schalttransistoren (16, 17) im AUS-Zustand gehalten wird, wenn die Stromstärke des induktiven Elements unter einen Stromschwellenwert fällt, um zu verhindern, dass das induktive Element vom Ausgang des Reglers (400) Leistung zieht.
Steuerschaltung nach Anspruch 1, wobei der schaltende Spannungsregler ein Abwärtsregler (400) ist und wobei das zweite Steuersignal den Schaltzyklus des Schalttransistors (17) unterbricht, der das eine Ende des induktiven Elements (L1) an Masse koppelt.
Steuerschaltung nach Anspruch 1, wobei der schaltende Spannungsregler ein Aufwärtsregler (500) oder ein invertierender Regler (600) ist, und wobei das zweite Steuersignal den Schaltzyklus des Schalttransistors (17) unterbricht, der ein Ende des induktiven Elements (L1) an den Ausgang (12) des Reglers koppelt.
Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei das schaltende Steuersignal (25A) das Ausgangssignal einer monostabilen Schaltung ist.
Steuerschaltung nach Anspruch 4, die ferner einen Transkonduktanz-Verstärker (38) und einen Stromkomparator (39) aufweist, wobei der Transkonduktanz-Verstärker verwendet wird, um eine Rückkopplungsspannung V_FB mit einer Referenzspannung V_REF zu vergleichen, und der Stromkompa rator zum Auslösen und Triggern der monostabilen Schaltung (25) ist.