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I. Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf Signalverstärker. Insbesondere
bezieht sich die vorliegende Erfindung auf Verfahren und Schaltkreisanordnungen
zum Vorsehen einer hocheffizienten, linearen Signalverstärkung über einen
weiten dynamischen Bereich hin, durch Verwendung von mehreren parallelen
Verstärkervorrichtungen.
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II. Beschreibung des Standes
der Technik
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Die
Verwendung von Codemultiplexvielfachzugriffmodulationstechniken
(code division multiple access (CDMA)) ist eine Form, deren Techniken
Kommunikationen ermöglichen,
bei denen eine große
Anzahl von Systembenutzern vorliegen. Obwohl andere Techniken, wie
z.B. Zeitmultiplexvielfachzugriff (time division multiple access
(TDMA)), Frequenzmultiplexvielfachzugriff (frequency division multiple
access (FDMA)) und Amplitudenmodulationen (amplitude modulation
(AM)), wie z.B. amplitude companded single sideband (ACSSB) bekannt
sind, bietet CDMA signifikante Vorteile gegenüber diesen anderen Techniken.
Die Verwendung von CDMA-Techniken in Vielfachzugriffskommunikationssystemen
ist in dem U.S. Patent Nr. 4,901,307 betitelt „Spread Spectrum Multiple
Access Communication System Using Satelitte Or Terrestrial Repeaters", das dem Rechtsnachfolger
der vorliegenden Erfindung zugewiesen ist, offenbart.
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In
dem gerade oben zitierten Patent wird eine Vielfachzugriffstechnik
offenbart, in der eine große
Anzahl von Mobiltelefonsystembenutzern, die jeweils einen Transceiver
besitzen, durch Satellitenrepeater oder terrestrische Basisstationen
(auch bekannt als Zellstandortstationen oder Zellstationen) mittels
Codemultiplexvielfachzugriffs-(CDMA)-Spektrumspreizkommunikationssignalen
kommunizieren. Durch Verwendung von CDMA-Kommunikationen kann das
Frequenzspektrum mehrfach wieder verwendet werden, was ein Erhöhen der
Systembenutzerkapazität
erlaubt. Die Verwendung von CDMA resultiert in einer viel höheren Spektraleffizienz
als die, die mittels anderer Mehrfachzugriffstechniken erreicht
werden kann. In einem CDMA-System kann die Systemkapazität durch
Steuerung der Senderleistung der tragbaren Einheiten, die einem
jeden Benutzer zugeordnet sind, realisiert werden, so dass Interferenz
zu anderen Systembenutzern reduziert wird.
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In
einem terrestrischen CDMA-Zellkommunikationssystem ist es außerordentlich
wünschenswert,
die Kapazität
hinsichtlich der Anzahl von gleichzeitigen Kommunikationsverbindungen,
die bei einer gegebenen Systembandbreite unterstützt werden können, zu
maximieren. Die Systemkapazität
kann maximiert werden, wenn die Senderleistung einer jeden tragbaren
Einheit so gesteuert wird, so dass das gesendete Signal an den Zellstationsempfänger mit
dem minimalen Signal-zu- Rausch-Interferenzverhältnis, das eine akzeptable Datenwiedergewinnung
erlaubt, ankommt. Wenn das Signal, das durch eine tragbare Einheit
gesendet wird, an dem Zellstationsempfänger mit einem Leistungspegel
ankommt, der zu niedrig ist, kann die Bitfehlerrate zu hoch sein,
um Kommunikationen mit einer hohen Qualität zu erlauben. Wenn andererseits
eine akzeptable Kommunikation durch Einstellen des durch die Mobileinheit
gesendeten Signals auf einem Leistungspegel, der zu hoch ist, wenn
dieser an dem Zellstationsempfänger
empfangen wird, aufgebaut wird, wird Interferenz mit Signalen, die
von anderen Mobileinheiten gesendet werden, die sich denselben Kanal,
d.h. Bandbreite teilen, auftreten. Diese Interferenz kann Kommunikationen
mit anderen tragbaren Einheiten nachteilig beeinflussen, wenn nicht
die Gesamtanzahl von kommunizierenden, tragbaren Einheiten reduziert
wird.
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Die
Signale, die von jeder tragbaren Einheit an der Zellstandortstation
empfangen werden, werden gemessen und die Messungsergebnisse werden
mit einem gewünschten
Leistungspegel verglichen. Basierend auf diesem Vergleich bestimmt
die Zellstation die Abweichung in dem empfangenen Leistungspegel
mit demjenigen, der nötig
ist, um die gewünschten
Kommunikationen zu unterhalten. Bevorzugterweise ist der gewünschte Leistungspegel
ein minimaler Leistungspegel, der nötig ist, um Qualitätskommunikationen
zu unterhalten, um so eine Reduktion der Systeminterferenz zu erlangen.
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Die
Zellstandortstation sendet dann ein Leistungssteuerungsbefehlssignal
an jeden Systembenutzer, um so die Sendeleistung der tragbaren Einheit
anzupassen oder „fein
einzustellen" (fine
tune). Dieses Befehlssignal wird durch die tragbare Einheit verwendet,
um den Sendeleistungspegel zu verändern, und zwar dichter an
einen Pegel heran, der nötig
ist, um Kommunikationen auf der rückwärtigen Verbindung zwischen
der tragbaren Einheit und der Zellstation aufrechtzuerhalten. Während sich
Kanalbedingungen verändern,
und zwar typischerweise aufgrund einer Bewegung der tragbaren Einheit,
stellen beide, die Empfängerleistungsmessung
der tragbaren Einheit und das Leistungssteuerungsfeedback von der
Zellstandortstation kontinuierlich den Senderleistungspegel nach,
um so einen geeigneten Leistungspegel zu unterhalten.
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Die
Verwendung dieser Art von Leistungssteuerungstechnik verlangt, dass
der Sender der tragbaren Einheit in der Lage ist, über einen
relativ weiten dynamischen Bereich linear zu operieren. Da existierende
tragbare Einheiten mittels Batterieleistung operieren, ist es ebenfalls
nötig,
dass der Senderleistungsverstärker
in der Lage ist über
den dynamischen Bereich, der typisch ist für CDMA-Kommunikationssysteme,
effizient und linear zu operieren. Da festgestellt wurde, dass herkömmliche
Leistungsverstärkerkonstruktionen,
und zwar beide, mit variabler Verstärkung bzw. Verstärkungsfaktor
und mit festgelegter Verstärkung
bzw. Verstärkungsfaktor,
die nötige
Effizienz und Linearität über einen
weiten bzw. breiten dynamischen Bereich nicht aufweisen, existiert
ein Bedarf nach Leistungsverstärker,
die in der Lage sind, diese Art von Performance vorzusehen.
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Die
US-A-5 541 554 beschreibt einen Mehrfachmodusverstärker mit
zumindest zwei Verstärkerwegen. Zumindest
einer der Verstärkungswege
besitzt eine Verstärkungskomponente,
die teilweise einen Schalter bildet, um zwischen ersten und zweiten
Operationsmodi auszuwählen.
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US-A-5
136 300 beschreibt einen modularen Festkörperradarsender, der aus einer
Vielzahl von Leistungsmodulen gebildet wird, wobei die Anzahl der
Mo dule basierend auf der für
eine bestimmte Anwendung benötigten
Leistung ausgewählt
wird. Jedes Leistungsmodul wird aus parallel verbundenen Leistungsverstärkern und
einer Leistungskonditionier- und Steuereinheit gebildet. Die Leistungkonditionier-
und Steuereinheit produziert eine DC-Vorspannung über die
Leistungsverstärker,
und zwar je nach Wunsch, um ein bestimmtes Signal zu produzieren.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Gemäß einem
ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Verstärkerschaltung,
gemäß Anspruch
1, vorgesehen.
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Gemäß einem
zweiten Aspekt, wird ein Verfahren zum Vorsehen eines verstärkten Signals,
gemäß Anspruch
6, vorgesehen.
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Im
Allgemeinen bilden Ausführungsbeispiele
der Erfindung eine Verstärkerschaltung
zum Vorsehen eines verstärkten
Signals ansprechend auf ein Eingabesignal, und zwar auf eine Art
und Weise, die die Effizienz verbessert, während die Linearität beibehalten
wird. Die Verstärkerschaltung
beinhaltet einen Eingabeschalter zum Anlegen des Eingabesignals
bzw. der Einganssignalgröße an eine
ausgewählte,
parallel verbundene Verstärkerstufe,
und zwar ausgewählt
aus ersten und zweiten parallel verbundenen Verstärkerstufen,
wobei die erste Verstärkerstufe
vorgespannt (biased) ist, um eine konstante Verstärkung bzw.
Verstärkerstufe
(gain) über einen
ersten Eingangssignaldynamikbereich vorzusehen und wobei die zweite
Verstärkerstufe
vorgespannt ist, um eine konstante Verstärkung über einen zweiten Eingangssignaldynamikbereich
vorzusehen. Ein Ausgabenetzwerk (output network) wird vorgesehen,
um das verstärkte
Signal von der ausgewählten
Verstärkerstufe
zu koppeln.
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Bevorzugterweise
beinhaltet das Ausgabenetzwerk einen Ausgabeschalter, um eine Verbindung
mit einem Ausgangsknoten der ausgewählten Verstärkerstufe vorzusehen, weiter
eine Leistungsmessschaltung zum Messen der Leistung des verstärkten Signals.
Eine Schaltersteuerschaltung kann vorgesehen werden, um die Verbindung
des Eingabeschalters und des Ausgabeschalters mit der anderen Verstärkerstufe
zu steuern, und zwar wenn die gemessene Leistung des verstärkten Ausgabesignals
einen vorbestimmten Ausgabebereich verlässt. Die Schaltersteuerschaltung
erlaubt es nur der Eingabeschaltmatrix und dem Ausgabenetzwerk eine
unterschiedliche Verstärkerstufe
auszuwählen,
während Übergängen zwischen
den digitalen Worten oder Symbolen innerhalb des Eingabesignals.
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In
einem Ausführungsbeispiel
wird das Eingabesignal direkt an eine Vielzahl von verschiedenen
Endstufentransistorvorrichtungen (final stage transistor devices)
vorgesehen. Die jeweiligen Basen (gates) der Vorrichtungen werden
gegenüber
Gleichstrom (DC) durch Blockkondensatoren isoliert, sind jedoch
hinsichtlich der RF bzw. HF des Eingabesignals zusammen verbunden.
Die Schaltlogik liefert selektiv einen Gleichstrom-Vorspannungsstrom
nur an die Vorrichtungen, die zur Verstärkung des Eingabesignals benötigt werden. Daher
wird durch Vorsehen einer Vorspannung an nur diejenigen Vorrichtungen,
die für
die vorliegende Verstärkung
des Eingabesignals benötigt
werden, die Gleichstromeffizienz erheblich verbessert.
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Kurzbeschreibung
der Zeichnungen
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Die
Merkmale und Vorteile der Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung werden noch offensichtlicher von der
unten angeführten
detaillierten Beschreibung, insbesondere wenn diese zusammen mit
den Zeichnungen gesehen wird, in denen gleiche Bezugszeichen für entsprechendes
durchgängig
benutzt werden, und wobei die Figuren Folgendes zeigen:
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1 ist eine schematische Übersicht über ein
beispielhaftes Zelltelefonsystem, das zumindest eine Zellstation
und eine Vielzahl von tragbaren Einheiten aufweist;
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2 zeigt ein vereinfachtes
Blockdiagramm eines Parallelstufenverstärkers;
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3 beschreibt ein beispielhaftes
Schema zum Vorsehen der Verstärkerstufen
A1–A4
mit Vorspannung innerhalb des Parallelstufenverstärkers der 2;
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4 ist ein Blockdiagramm
eines alternativen Ausführungsbeispiels
eines Parallelstufenverstärkers;
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5A skizziert ein alternatives
Ausführungsbeispiel,
wobei die Eingabe- und
Ausgabeschaltfunktionen inhärent
in den Verstärkerstufen
selbst vorgesehen sind;
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5B skizziert noch ein weiteres
Ausführungsbeispiel,
wobei die Eingabe- und
Ausgabeschaltfunktionen inhärent
in den Verstärkerstufen
selbst vorgesehen sind;
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6 sieht eine Blockdiagrammdarstellung
eines Spektrumspreizsenders einer tragbaren Einheit vor, in dem
ein effizienter Parallelstufenverstärker gemäß Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung vorgesehen sein kann;
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7 zeigt eine beispielhafte
Implementierung eines HF Senders, der innerhalb des Spektrumspreizsenders
der 6 enthalten ist;
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8 ist ein Blockdiagramm
eines Ausführungsbeispiels
des Parallelstufenverstärkers,
das für
die Niedrigrauschsignalverstärkung
konstruiert ist;
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9 ist eine schematische
Darstellung eines Doppelttransistorverstärkers, der geeignet ist zur
Verwendung als eine einzelne Stufe eines Parallelstufenverstärkers;
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10 stellt erläuternd die
Transfercharakteristik eines Parallelstufenverstärkers dar, in dem die einzelnen
Verstärkerstufen
hinsichtlich der Verstärkung
versetzt bzw, geoffsetet sind;
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11 zeigt noch ein weiteres
Ausführungsbeispiel,
wobei die Eingabe- und
Ausgabeschaltfunktionen in den Verstärkerstufen selbst inhärent enthalten
sind.
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Detaillierte Beschreibung
der bevorzugten Ausführungsbeispiele
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I. Einführung in CDMA-Zellkommunikation
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Ein
beispielhaftes terrestrisches Zelltelefonkommunikationssystem ist
in der 1 dargestellt.
Das System dargestellt in der 1 verwendet
CDMA Modulationstechniken in Kommunikationen zwischen den tragbaren
Systembenutzern und den Zellstationen. Jeder tragbare Benutzer kommuniziert
mit einer oder mehreren Zellstationen mittels eines tragbaren Transceivers
(z.B. ein tragbares Telefon) von denen jeder einen Sender beinhaltet,
in dem ein effizienter paralleler Leistungsverstärker gemäß Ausführungsbeispielen der vorliegenden
Erfindung enthalten sein kann. In der folgenden Diskussion wird
der Ausdruck „tragbare
Einheit" im Rahmen
der folgenden Beschreibung dafür
verwendet, Allgemein auf entfernte Teilnehmerstationen Bezug zu nehmen.
Es ist jedoch anzumerken, dass die tragbare Einheit vom Ort her
fixiert sein kann. Die tragbare Einheit kann ein Teil eines konzentrierten
Teilnehmersystems (concentrated subscriber system) sein mit mehreren Benutzern.
Die tragbare Einheit kann verwendet werden, um Sprache, Daten oder
eine Kombination von Signaltypen zu tragen. Der Ausdruck „tragbare
Einheit" ist ein
Ausdruck auf dem Fachgebiet und soll nicht den Umfang oder Funktion
der Einheit begrenzen.
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Bezugnehmend
auf 1 beinhaltet die
Systemsteuerung und Switch 10 typischerweise geeignete
Interface- und Verarbeitungshardware zum Vorsehen von Systemsteuerungsinformationen
an die Zellstationen. Steuerung 10 steuert das Routing
von Telefonanrufen aus dem öffentlich
geschalteten Telefonnetzwerk bzw. public switched telephone network
(PSTN) an die geeignete Zellstation für die Übertragung an die geeignete tragbare
Einheit. Steuerung 10 steuert das Lenken von Anrufen von
den tragbaren Einheiten über
zumindest eine Zellstation an die PSTN. Steuerung 10 kann
direkt Anrufe zwischen tragbaren Benutzern über die geeigneten Zellstandortstationen
lenken, da die tragbaren Einheiten typischerweise nicht direkt miteinander
kommunizieren.
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Steuerung 10 kann
an die Zellstation über
verschiedene Mittel, wie z.B. zugewiesenen Telefonleitungen, optische
Faserverbindungen oder durch Hochfrequenzkommunikationen gekoppelt
werden. In der 1 sind
zwei beispiel hafte Zellstationen, 12 und 14 gezeigt,
zusammen mit zwei beispielhaften tragbaren Einheiten 16 und 18.
Pfeile 20a–20b und 22a–22b definieren
jeweils die möglichen
Kommunikationsverbindungen zwischen Zellstation 12 und
tragbaren Einheiten 16 und 18. Ähnlich definieren
jeweils Pfeile 24a–24b und
Pfeile 26a–26b die
möglichen
Kommunikationsverbindungen zwischen Zellstation 14 und
tragbaren Einheiten 18 und 16. Zellstationen 12 und 14 senden
normalerweise unter Verwendung der gleichen Leistung.
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Die
tragbare Einheit 16 misst die Gesamtleistung, die von Zellstationen 12 und 14 über Wege 20a und 26a empfangen
wird. Ähnlich
misst die tragbare Einheit 18, die Leistungen empfangen
von Zellstationen 12 und 14 auf Wegen 22a und 24a.
In jeder der tragbaren Einheiten 16 und 18 wird
die Signalleistung in dem Empfänger
gemessen, wobei das Signal ein breitbandiges Signal ist. Demgemäß wird diese
Leistungsmessung vor der Korrelation des empfangenen Signals mit
einem Pseudorausch-(PN)-Spektrumspreizsignal durchgeführt.
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Wenn
eine tragbare Einheit 16 näher an Zellstation 12 ist,
wird die empfangene Signalleistung typischerweise durch das Signal,
das entlang des Weges 20a sich bewegt dominiert werden.
Wenn die tragbare Einheit 16 näher an der Zellstation 14 ist,
wird die empfangene Leistung typischerweise durch das Signal, das entlang
des Weges 26 sich bewegt, dominiert werden. Ähnlich,
wenn die tragbare Einheit 18 näher an der Zellstation 14 ist,
wird die empfangene Leistung typischerweise durch das Signal auf
dem Weg 24a dominiert werden. Wenn die tragbare Einheit 18 näher an der
Zellstation 12 ist, wird die empfangene Leistung typischerweise
durch das Signal, das sich auf dem Weg 22a bewegt, dominiert
werden.
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Jede
der tragbaren Einheiten 16 und 18 verwendet die
resultierende Messung um den Wegverlust zu der nächsten Zellstation zu schätzen. Der
geschätzte
Wegverlust, zusammen mit dem Wissen über die tragbare Antennenverstärkung bzw.
-gewinn und das G/T der Zellstation, wird verwendet, um die nominale
Senderleistung zu bestimmen, die benötigt wird, um das gewünschte Träger-zu-Rausch-Verhältnis in
dem Zellstationsempfänger
zu erhalten. Das Wissen der tragbaren Einheiten über die Zellstationsparameter
kann entweder im Speicher festgelegt sein oder kann in ausgestrahlten
Zellstationsinformationssignalen, Setup-Kanal, gesendet werden,
um andere Bedingungen als die nominalen Bedingungen für eine bestimmte
Zellstation anzuzeigen.
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Während sich
die tragbaren Einheiten 16 und 18 durch die Zellstationen
bewegen, wird es nötig,
die Sendeleistung einer jeden über
einen weiten dynamischen Bereich zu regulieren. Obwohl Leistungsverstärker existieren,
die in der Lage sind eine Signalverstärkung über einen weiten dynamischen
Bereich durchzuführen, tendieren
die damit verbundenen Verstärkungsvariationen
die Konstruktion des Rests des Senders der tragbaren Einheit zu
verkomplizieren. Zusätzlich
zu einem Vorsehen eines konstanten Verstärkungsfaktors (gain), ist es
ebenso wünschenswert
das der Sendeverstärker
der tragbaren Einheit Batterieleistung durch ein effizientes Operieren über den
gesamten dynamischen Bereich von Interesse einspart. Ein hochgradig
effizienter Leistungsverstärker
mit linearer Verstärkung
wird hiermit vorgesehen, der diese und andere Ziele erfüllt.
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II. Übersicht eines effizienten
Parallelleistungsverstärker
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Nun
bezugnehmend auf 2 wird
ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Parallelstufenverstärkers 40 gezeigt.
Ein Eingabesignal, das typischerweise ein Digital-moduliertes HF-Kommunikationssignal
ist, wird von einem Eingabe- bzw.
Eingangsnetzwerk 44 von einem HF-Sendemodulator (nicht
dargestellt) empfangen. Das Eingabenetzwerk 44 leitet das
Eingabesignal an zumindest einen eines beispielhaften Satzes von
vier parallelen Verstärkerstufen
A1–A4
weiter. In dem einfachsten Ausführungsbeispiel
ist das Eingabenetzwerk 44 eine Switch- bzw. Schaltmatrix,
die selektiv das Eingabesignal an eine der parallelen Verstärkerstufen
A1–A4 vorsieht.
Andere Implementierungen des Eingabenetzwerks 44 (siehe 4) können jedoch eine Eingabeschaltung
auf eine Art und Weise bewirken, die die Verzerrung und den Signalverlust
minimiert. In einer bevorzugten Implementierung der Verstärkerstufen
A1–A4 beinhaltet
jede Stufe einen Hochfrequenzfeldeffekttransistor- (FET)- oder bipolaren
Sperrschicht-Transistor-(bipolar junction transistor (BJT))-Leistungsverstärker.
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Die
Ausgaben bzw. Ausgangsgröße der Verstärkerstufen
A1–A4
werden an ein Ausgabenetzwerk 48 gegeben, das die verstärkten HF-Ausgabesignale
von der ausgewählten
Verstärkerstufe,
oder Stufen A1–A4 an
einen Verstärkerausgabeknoten 52 koppelt.
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Obwohl
das Ausgabenetzwerk 48 mittels einer Schaltmatrix oder ähnlichem
realisiert werden kann, bewirken andere Implementierungen des Ausgabenetzwerk 48,
die weiter unten beschreiben sind (siehe 4) eine Ausgabe- bzw. Ausgangsschaltung auf eine Art
und Weise, die Verzerrung und Signalverlust minimieren. Das verstärkte HF-Signal
wird an eine Senderantenne (nicht dargestellt) ebenso an eine Schaltlogik 58 vorgesehen.
Die Schaltlogik 58 überwacht
den Pegel des verstärkten
HF-Signals an dem Ausgabeknoten 52 und instruiert das Eingabenetzwerk 44 und
das Ausgabenetzwerk 48 die Verstärkerstufe A1–A4 auszuwählen, die
konstruiert ist, um eine Ausgabeleistung über einen Bereich vorzusehen,
der den überwachten
Ausgabesignalpegel beinhaltet. In einem alternativen Ausführungsbeispiel
kann die Schaltlogik 56 einen empfangenen Leistungspegel
oder Leistungssteuerbefehle von einer zugewiesen Basisstationen überwachen.
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In
einem bevorzugten Ausführungsbeispiel,
dargestellt in der 3 werden
die Verstärkerstufen A1–A4 jeweils
mit einer Vorspannung versehen bzw. vorgespannt, um eine identische
Verstärkung über unterschiedliche
Ausgabesignalbereiche vorzusehen. In einem beispielhaften Ausführungsbeispiel
wird die Verstärkerstufe
A1 so vorgespannt (biased), so dass ungefähr eine lineare Verstärkung von
ungefähr
28 dB für
Ausgabeleistung von bis zu 5 dBm ansprechend auf Eingabesignale
von bis zu –23
dBm vorgesehen wird. Ähnlich werden
die Verstärkerstufen
A2, A3 und A4 jeweils vorgespannt, um dieselbe lineare Verstärkung wie
Stufe A1 über
verschiedene Ausgabesignalbereiche vorzusehen. Insbesondere in dem
beispielhaften Ausführungsbeispiel
der Fi gur 3 produziert die Verstärkerstufe
A2 Ausgabesignalenergie über
den Bereich von 5–15
dBm ansprechend auf Eingabesignale zwischen –23 bis –13 dBm, während Verstärkerstufen A3 und A4 Ausgabesignalenergie
von zwischen 15–24
dBm und 24–28
dBm für
Eingabesignale zwischen –13
bis –4
dBm bzw. –4 bis
+1 dBm vorsehen. Wenn die Verstärkerstufen
als FET oder BJT-Vorrichtungen
implementiert sind, kann ein Vorspannungs-Netzwerk (biased network)
(nicht dargestellt) eingesetzt werden, um den Pegel eines Vorspannungsstromes
(bias current) an jede Verstärkerstufe,
die für
den Betrieb über
den spezifischen Ausgabebereich benötigt wird, zu liefern. Es sei
anzumerken, dass die Verstärkungswerte
und Bereiche dazu gedacht sind als spezifische Beispiele zu dienen,
und dass erheblich unterschiedliche Eingabe- und Ausgabeleistungsbereiche
alternativen Implementierungen zugeordnet werden können.
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Um
wiederum auf den speziellen Fall der 2 Bezug
zu nehmen, wird angenommen, dass der Eingabesignalpegel sich erhöht und sich –23 dBm
annähert.
In diesem Fall wird das Eingabesignal weiterhin an die Verstärkerstufe
A1 angelegt werden bis die Schaltlogik 56 abfühlt, dass
der Pegel des HF-Ausgabesignals auf
ungefähr
5 dBm angestiegen ist. An dieser Grenze befehligt die Schaltlogik
56 dem Eingabenetzwerk 44, das Eingabesignal an die Verstärkerstufe
A2 zu legen und instruiert, das Ausgabenetzwerk 48 damit
zu beginnen, das resultierende, verstärkte HF-Ausgabesignal von A2
an den Ausgabeknoten 52 zu koppeln, ein ähnlicher Übergang
zwischen Verstärkerstufen
A2 und A3 und zwischen Stufen A3 und A4 wird durch die Schaltlogik 56 gesteuert,
wenn der HF-Ausgabesignalpegel sich 15 bzw. 24 dBm annähert. Optional
kann die Schaltlogik 56 Hysterese vorsehen, um ein übermäßiges Schalten
zwischen benachbarten Verstärkerstufen
A1–A4 zu
verhindern, wenn der Eingabesignalpegel in der Nähe einer Übergangsgrenze variiert. Da
jeder der Verstärkerstufen
A1–A4
so realisiert wird, dass er eine identische Verstärkung über einen
spezifizierten HF-Ausgabesignalbereich vorsieht, erscheint der Parallelverstärker 40 gegenüber den
umgebenden Schaltungselementen als ein einheitlicher Verstärker mit
konstanter Verstärkung über den
gesamten Ausgabebereich. Diese Charakteristik vereinfacht auf vorteil hafte
Weise die Konstruktion der zugeordneten HF-Sendeschaltungen, da
dieses überflüssig macht
Verstärkungsvariationen über den
Ausgabesignalbereich aufzunehmen bzw. aufzufangen. Es sei anzumerken,
dass bevorzugterweise nur eine der einzelnen Verstärkerstufen
A1–A4,
beschrieben in der 3,
zu einem Zeitpunkt AN-geschaltet sein kann, andere Ausführungsbeispiele,
die weiter unten beschrieben sind, verschiedene Kombinationen von
Verstärkerstufen
zu einem Zeitpunkt AN/AUS-schalten können, um die gewünschte HF-Ausgabe
zu erhalten.
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Wie
es in der 2 angedeutet
ist, wird Timing-Information, die sich auf Grenzen zwischen den
Digitalworten oder Symbolen inhärent
in dem digital modulierten Eingabesignal, an die Schaltlogik 56 von
dem lokalen Steuerprozessor vorgesehen. Die Schaltlogik 56 instruiert
das Eingabenetzwerk 44 und das Ausgabenetzwerk 48 nur
während
der Übergänge zwischen
den Digitalworten oder Symbolen innerhalb des Eingabesignals eine
unterschiedliche Verstärkerstufe
der Verstärkerstufen
A1–A4
auszuwählen.
Dies stellt sicher, dass eine Phasendifferenz zwischen den Signalwegen
durch die Verstärkerstufen
A1–A4
nicht die Integrität
der digitalen Information, die durch das verstärkte HF-Ausgabesignal getragen
wird, beschädigt
wird. Zum Beispiel wird in dem beispielhaften CDMA-Modulationsformat,
das weiter unten beschrieben ist, ein digitaler Eingabedatenstrom
mittels eines Satzes von orthogonalen Walshcodes oder „Symbolen" kodiert. In diesem
Ausführungsbeispiel
wird die Schaltlogik 56 nur freigegeben, das Eingabenetzwerk 44 und
das Ausgabenetzwerk 48 zu instruieren zwischen Verstärkerstufen
A1–A4
zu schalten, während Übergängen zwischen
Walshsymbolen. Da in einem beispielhaften Ausführungsbeispiel die Periode
eines jeden Walshsymbols sehr kurz ist (z.B. 3,25 ms), und zwar
relativ zu der Veränderungsgeschwindigkeit
der HF-Ausgabeleistung,
wird typischerweise eine große
Anzahl von Gelegenheiten zur Verfügung stehen zum Schalten zwischen
Verstärkerstufen
in der Nähe des
Zeitpunktes, zu dem der HF-Ausgabesignalpegel in einen unterschiedlichen
Ausgabebereich.
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Nun
bezugnehmend auf die 4,
wird ein Blockdiagramm für
ein alternatives Ausführungsbeispiel des
Parallelstufenverstärkers 90 vorgesehen.
Ein Eingabesignal, wiederum typischerweise ein digital moduliertes
HF-Kommunikationssignal,
wird an einem ersten Quadraturphasenteiler 94 (quadratur-phase
divider) empfangen. Der erste Quadraturphasenteiler 94 teilt
das Eingabesignal in ein Paar von Eingabesignalkomponenten gleicher
Betrags- und Quadraturphase
auf. Die Quadraturphasesignalkomponenten aus dem ersten Teiler 94,
werden an zweite und dritte Quadraturphasenteiler 98 und 102 vorgesehen.
Der zweite Teiler 98 liefert Quadraturphasenausgaben an
Verstärkungseinstellelemente
G1 und G2 und der dritte Teiler 102 liefert Quadraturphasenausgaben
an die Verstärkungs-Einstellelemente
G3 und G4. Die Verstärkungseinstellelemente
G1–G4
sind jeweils seriell mit einem entsprechenden der Verstärker F1–F4 mit
festgelegter Verstärkung verbunden,
wobei jede serielle Verbindung eines Verstärkungseinstellelements und
eines Verstärkers
mit festgelegter Verstärkung
eine Verstärkerstufe
mit einstellbarer Verstärkung
bildet.
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Die
Ausgaben der Verstärkerstufen
mit einstellbarer Verstärkung
werden mittels einer Anordnung von ersten, zweiten und dritten Quadraturphasenkombinierern 106, 110 und 114 kombiniert.
Das resultierende, verstärkte
Ausgabesignal wird an eine Sendeantenne (nicht dargestellt) sowie
an eine Verstärkungssteuerlogik 118 weitergeleitet.
Die Verstärkungssteuerungslogik 118 operiert,
um die Gesamtverstärkerverstärkung durch Auswahl
verschiedener Kombinationen der Verstärkerstufen mit einstellbarer
Verstärkung
und durch ein Setzen der Verstärkung
einer jeden Stufe mit einstellbarer Verstärkung festzulegen. In dem beispielhaften
Ausführungsbeispiel
der 4 wird jeder der
Verstärker
mit festgelegter Verstärkung
F1–F4
mit einer Vorspannung versehen, um eine identische nominale Verstärkung von
N dB vorzusehen und jedes Verstärkungseinstellelement
G1–G4
kann auf eine Verstärkung/Dämpfung von –3 dB oder
auf 0 dB gesetzt werde. Dies erlaubt es einen gewünschten
Pegel der HF Ausgangs- bzw. Ausgabeleistung durch Setzen der Verstärkung von
ausgewählten
Verstärkerstufen
mit einstellbarer Verstärkung,
wie es unten in der Tabelle 1 angedeutet ist, zu erzeugen.
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Bezugnehmend
auf die erste Zeile der Einträge
innerhalb der Tabelle 1 wird, wenn jeder der Verstärker F1–F4 betrieben
wird und jedes der Verstärkungseinstellelemente
G1–G4
auf –3
dB gesetzt ist, eine HF-Ausgangsleistung von N dB produziert. Wenn
der Pegel des Eingabesignals absinkt, so dass sich die HF Ausgabeleistung
(N–3)
dB annähert,
dann werden die Verstärker
mit festgelegter Verstärkung
F3 und F4 abgeschaltet und die Verstärkungseinstellelemente G1 und
G2 werden auf 0 dB gesetzt. Wie in der Tabelle 1 angedeutet ist,
wenn die Verstärker
mit festgelegter Verstärkung
F3 und F4 ausgeschaltet werden, werden die Einstellungen der Verstärkungseinstellelemente
G3 und G4 irrelevant. Wenn es nun nachfolgend erwünscht wird,
den HF Ausgabeleistungspegel auf (N–6) dB zu reduzieren wird der
Verstärker
mit festgelegter Verstärkung
F2 abgeschaltet und die Verstärkungseinstellelemente
G1 werden auf eine Einstellung von 0 dB zurückgeführt. Wiederum erlaubt es die
Timinginformation von dem Steuerprozessor es der Verstärkungssteuerlogik 118 die
Verstärker
mit festgelegter Verstärkung
F1–F4
nur während Übergängen zwischen
den Digitalworten oder Symbolen, die inhärent in dem Eingabesignal sind,
AN/AUS zu schalten, und die Verstärkungssteuerlogik 118 kann Hysterese
vorsehen, um ein übermäßiges Schalten
der Verstärkungseinstellelemente
G1–G4
und der Verstärker
mit festgelegter Verstärkung
(F1–F4)
zu vermeiden, wenn die Ausgabeleistung in der Nähe einer Schaltgrenze variiert.
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Die
Ausgabeimpedanz der Verstärkerstufen
ist unwichtig, wenn diese AUS-geschaltet
sind, und zwar aufgrund der ersten, zweiten und dritten Quadratur-Phasenkombinierer 106, 110, 114.
Die Gleichstrom- bzw. DC-Effizienz wird beibehalten, indem nur solche
Verstärkerstufen
F1–F4
angeschaltet werden, die benötigt werden,
um die gewünschte
HF-Ausgabeleistung zu erzeugen.
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Es
sollte angemerkt werden, dass obwohl 4 ein
bevorzugtes Ausführungsbeispiel
darstellt, andere Ausführungsbeispiele,
die Phasenverschiebung und Kombinierung verwenden, ebenfalls möglich sind.
Zum Beispiel könnten
die Verstärkungseinstellelemente
G1–G4
durch nur zwei Verstärkungseinstellelemente
ausgetauscht werden, die jeweils direkt vor den Quadraturphasenteilern 98 bzw. 102 positioniert
sind. Alternativ, könnte
ein einzelnes Verstärkungseinstellelement
direkt vor dem Quadraturphasenteiler 94 positioniert werden.
Im Extremfall könnten
die Verstärkungseinstellelemente
G1–G4
völlig
eliminiert werden, wobei die resultierende Veränderung in der Gesamtverstärkung des
Verstärkers 90 durch
eine andere Schaltung bzw. Schaltkreise in dem System kompensiert
wird. Weiterhin könnten
Quadraturphasenteiler 94, 98 und 102 sowie
die Quadraturphasenkombinierer 106, 110 und 114 durch
einen beliebigen Typ von Phasenverschiebern (phase shifter) ausgetauscht
werden. Es sollte weiterhin angemerkt werden, das die Anzahl der
Quadraturphasenteiler und kombinierer nur von der Anzahl von parallelen
Verstärkungsstufen
bedingt ist.
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Nun
bezugnehmend auf 5A wird
noch ein weiteres Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung dargestellt, in der die Auswahl zwischen
Verstärkerstufen
durch AN/AUS-Schalten des bzw. der Transistorverstärker, die
jede Stufe aufweist, erreicht wird. In dem Ausführungsbeispiel der 5A wird von jeder Verstärkerstufe
A1–A4
angenommen, dass sie aus einer oder mehrerer Feldeffekttransistor-(FET)-Vorrichtungen besteht.
Es ist jedoch zu verstehen, dass jede dieser Verstärkerstufen
eine BJT oder eine andere aktive Vorrichtung sein kann. Eine bestimmte
Stufe wird durch Aktivieren der FET-Vorrichtungen, die die Stufe bilden, ausgewählt, und
wird abgewählt
durch AUS-Schalten der bestimmten FET-Vorrichtungen und Sicherstellen, dass
die Ausgabeimpedanz der abgeschalteten FETs hoch ist, um eine nachteilige
Last durch die abgeschalteten bzw. heruntergefahrenen FETs zu minimieren.
Auf diese Weise wird eine additive Kombination einer gewünschten
Anzahl von Stufen durch selektives AN/AUS-schalten der FET-Vorrichtungen
für jede
Stufe A1–A4 erreicht.
Im Gegensatz zu dem Ausführungsbeispiel
der 2 sind beide, die
Eingabeschaltfunktion und die Ausgabeschaltfunktion, inhärent zu
den FET-Vorrichtungen selbst. Somit kontrolliert die Schaltlogik 56 die
Verstärkerstufen
A1–A4
direkt.
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Das
Ausgabenetzwerk 48 beinhaltet Abgleichelemente 66–69 verbunden
jeweils zwischen den Verstärkerstufen
A1–A4
und dem Ausgabeknoten 52. Die Abgleichelemente 66–69 dienen
dazu, einen optimalen Leistungsabgleich zwischen den Ausgängen bzw.
Ausgaben der Verstärkerstufen
A1–A4
und der Antenne (nicht dargestellt) gekoppelt an den Ausgabeknoten 52 vorzusehen.
Jede Kombination einer Verstärkerstufe A1–A4 und
eines zugeordneten Abgleichelements 66–69 liefert eine fast äquivalente
Signalverstärkung
und jede solche Kombination wird durch Schaltlogik 56 nach
Bedarf AN/AUS geschaltet, um einen gewünschten Pegel der Ausgabeleistung
zu erreichen. Demgemäß ist zu
einem gegebenen Zeitpunkt nur diejenige Anzahl von Verstärkerstufen
A1–A4,
die nötig
ist, um den gewünschten
Pegel für
die Ausgabeleistung zu erzeugen, AN-geschaltet, wodurch Gleichstromleistung
gespart wird und eine fast konstante Effizienz beibehalten wird. Weiterhin
durch Einsatz der individuellen Stufen A1–A4, um die Ausgabeschaltfunktion
zu erreichen, und eines Ausgabenetzwerks 48, das die Abgleichelemente 66–69 aufweist,
kann man Leistungsverlust und Signalverzerrung durch einen Schalter
bzw. Switch vermeiden.
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5B zeigt noch ein weiteres
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung, indem eine oder mehrere Verstärkerverstärkungszellen
(amplifier gain cells) oder -transistoren zwischen der Ausgabe einer
jeden Verstärkerstufe
A1–A4
und zwischen Knoten 72 angeordnet sind. 5B ist ähnlich zu der 5A. Anstelle individueller Abgleichungsnetzwerke 66–69 für jede Verstärkervorrichtung
wird jedoch eine Schlussverstärkervorrichtung 58,
die mehrere Verstärkungszellen 74–84 innerhalb
der Schlussverstärkervorrichtung 85 aufweist,
mit einem einzelnen Abgleichnetzwerk 86 gekoppelt. In dem
beispielhaften Ausführungsbeispiel
der 5B wird ein einzelner
Verstärkungs zelltransistor 74 zwischen
Stufe A1 und dem Zwischenknoten 72 verbunden. Ähnlich wird
ein einzelner Verstärkungszelltransistor 76 zwischen
Stufe A2 und dem Zwischenknoten 72 verbunden. Ein Paar
von Verstärkungszelltransistoren 78, 80 wird
zwischen Stufe A3 und dem Zwischenknoten 72 verbunden und
ein weiteres Paar von Verstärkungszelltransistoren 82, 84 sind
zwischen Stufe A4 und dem Zwischenknoten 72 verbunden.
Im Gegensatz zu dem Ausgabenetzwerk, gezeigt in der 5A, verwendet die Implementierung der 5B eine einzelne Schlussverstärkungsvorrichtung 85,
in der jede der einzelnen Verstärkungszellen 74–84 innerhalb
der Schlussverstärkungsvorrichtung 85 eine
separate Eingabe bzw. Eingang haben kann. Dies erlaubt eine Reduktion
in der physikalischen Größe sowie
der Kosten und erlaubt eine Herstellung der Schlussverstärkungsvorrichtung 85 auf
einem einzelnen Rohchip. Wie in dem Ausführungsbeispiel der 5A wird kein Ausgabe-Switch
benötigt,
da wenn die Verstärkungszellen 74–84 entweder
BJTs oder FETs sind, das Versehen dieser mit einer Vorspannung,
um sie in den Auszustand zu setzen, dazu führt, dass ihre jeweiligen Ausgänge in einen
Hochimpedanzzustand mit einer minimalen Reallast gesetzt sind.
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Jede
Verstärkungszelle 74–84 wird
AN/AUS-geschaltet, und zwar über
einen Bias- bzw. Einstellstrom, der von einer vorhergehenden Verstärkerstufe
A1–A4
vorgesehen wird. Durch AN/AUS-schalten eines bestimmten Satzes der
Verstärkungszelltransistoren
wird ein gewünschter
Ausgabeleistungspegel geschaffen. Es ist anzumerken, dass in diesem
beispielhaften Ausführungsbeispiel,
wenn Stufe A3 oder A4 aktiviert ist, ein ausreichender Einstellstrom
produziert wird, um beide Verstärkungszelltransistoren
(78, 80) bzw. (82, 84) AN-zuschalten.
Es sollte weiterhin angemerkt werden, dass obwohl die Verstärkerstufen
A3 und A4 jeweils zwei separate Zelltransistoren (78, 80)
bzw. (82, 84) betreiben, alternative Ausführungsbeispiele
mehrere oder weniger Verstärkungszelltransistoren
in jeder Stufe verwenden können.
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Es
wird nun eine beispielhafte Implementierung des Verstärkers der 5B bedacht, in der jeder
Verstärkungszelltransistor 74–84 konstruiert
ist, um ungefähr
1 Watt Leistung vorzusehen, wenn er durch dessen vorhergehende Verstärkerstufe
A1–A4
AN-vorgespannt ist. Tabelle II listet die verschiedenen Pegel der
Ausgabeleistung, die durch die beispielhafte Implementierung erzeugt
wird, auf, und zwar wenn verschiedene Kombinationen der Verstärkungszelltransistoren
durch ihre jeweiligen Verstärkerstufen
A1–A4
ANvorgespannt sind. Wenn man Tabelle II untersucht, kann man erkennen,
dass durch AN-schalten entweder der Verstärkerstufe A1 oder A2 die gesamt
HF-Ausgabeleistung
um ein Watt erhöht
werden kann, während
das Anschalten entweder der Verstärkerstufe A3 oder A4 die Gesamt-HF-Ausgabeleistung
um zwei Watt erhöht.
Somit kann gemäß dem Verfahren
der Tabelle II das spezifische Ausführungsbeispiel der 5B dazu verwendet werden, verschiedene
HF-Ausgabeleistungspegel von 1–6
Watt zu generieren, und zwar mittels vier Verstärkerstufen A1–A4 und
bei Beibehaltung der Gleichstromeffizienz durch Vorspannen nur derjenigen
Stufen in den AN-Zustand, die nötig
sind, um die gewünschte
Ausgabeleistung zu generieren. Es ist weiterhin anzumerken, dass Tabelle
II lediglich eine beispielhafte Implementierung darstellt, und dass
die Verstärkungszelltransistoren 74–84 jeweils
konstruiert sein können,
um mehr oder weniger als ein Watt vorzusehen. Würde man jedoch jede Verstärkungszelle 74–84 so
wählen,
dass sie dieselbe Größe besitzt,
würde dies
die Herstellung der Schlussverstärkungsvorrichtung 85 vereinfachen.
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In
der spezifischen Implementierung der 5B,
dargestellt durch die erste Zeile der Tabelle II, kann, wenn nur
eine Verstärkerstufe
und deren zugeordneter Verstärkungszelltransistor,
z.B. A1 und Transistor 74 AN-vorgespannt ist, während alle
anderen A2–A4
AUS-vorgespannt sind, die Blindlast (reactive loading) der Transistoren
im AUS-Zustand (76, 78, 80, 82, 84)
nicht eine optimale Verstärkungsabgleichung
vorsehen, wenn nur eine einzelne Ausgabeabgleichschaltung 86 verwendet
wird. Eine verbesserte Gleichstromeffizienz bei dem niedrigen Ausgabepegel,
z.B. ein Watt, wie in der Tabelle II angezeigt, wird jedoch erreicht.
Weiterhin kann eine jede Verstärkungsunausgeglichenheit
in den ausgewählten,
individuellen Verstärkerstufen,
in diesem Fall A1, oder in dem zugeordneten System, in dem die Erfindung
verwendet wird, berücksichtigt
werden.
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Noch
ein weiteres Ausführungsbeispiel ähnlich zu
dem der 5B ist in der 11 gezeigt. Das Ausführungsbeispiel
der 11 unterscheidet
sich von dem der 5B dadurch,
dass das Eingabesignal nicht durch vier einzelgeschaltete Treiberverstärker tritt,
sondern direkt an vier unterschiedliche Schlussstufentransistorvorrichtungen 1102, 1104, 1106 und 1108 geliefert
wird. Es sei anzumerken, dass beliebige einzelne oder alle der Vorrichtungen 102-108 entweder
Einzel- oder Mehrfach-Basisvorrichtungen (single or multiple gate-devices)
sein können,
und dass die Konfiguration, die gezeigt ist, nur als Beispiel dient.
Außerdem,
obwohl die Vorrichtung 1102–1108 in der 11 als FET-Vorrichtungen,
die sich eine gemeinsame Basis und einen gemeinsamen Drain, wie
zuvor in Zusammenhang mit den vorhergehenden Figuren erwähnt wurde,
teilen, können
sie ebenfalls BJT-Vorrichtungen sein, die sich einen gemeinsamen
Emitter und eine gemeinsame Basis teilen, oder können eine Kombination von verschiedenen
Vorrichtungstypen, die es erlauben auf einem einzelnen Chip hergestellt
zu werden, sein. Zusätzlich
kann jede der Vorrichtungen 1102–1108 verschiedene
Verstärkungswerte
bzw. Verstärkungsfaktorwerte
besitzen.
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Die
jeweiligen Gates bzw. Basen der Vorrichtungen 1102–1108 sind
bei Gleichstrom durch die Blockkondensatoren 1112, 1114, 1116, 1118 isoliert,
sind jedoch bei der HF-Frequenz des Eingabesignals gekoppelt bzw.
zusam mengebunden. Die Schaltlogik 1120 liefert selektiv
einen Gieichstrom-Vorspannungsstrom
nur an die Vorrichtungen 1102–1108, die für die Verstärkung des
Eingabesignals benötigt
werden. Somit wird durch Vorspannung nur derer Vorrichtungen, die
für die
vorliegende Verstärkung
des Eingabesignals benötigt
werden, die Gleichstromeffizienz erheblich verbessert. Im Ergebnis,
kann ein Schlussstufenverstärkungsschema ähnlich zu
dem der Tabelle II implementiert werden. Ein Eingabeabgleichnetzwerk
(nicht dargestellt), das für eine
bestmögliche
Performance mit allen aktiven Vorrichtungen 1102–1108 optimiert
ist, kann ebenfalls enthalten sein.
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III. Dual-Transistorverstärkerstufe
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9 ist eine schematische
Darstellung eines Dualtransistorverstärkers 400, der geeignet
ist für
die Verwendung als eine einzelne Stufe (z.B. als eine der Stufen
A1–A4)
innerhalb des Parallelstufenverstärkers. Die Verstärkerstufe 400 beinhaltet
einen Eingabetreiber FET (input driver FET) (Q1) und einen Ausgabe-FET (Q2).
Obwohl in der 9 ein
Paar von Dualgatefeldeffekttransistoren (Q1, Q2) die Verstärkerstufe 400 bilden, ist
zu verstehen, dass in alternativen Ausführungsbeispielen Einzelgatefeldeffekttransistoren
(FET) oder bipolare Sperrschichttransistoren (bipolar junction transistors
(BJT)) oder Transistoren, die mittels anderer Vorrichtungstechnologien
gebildet werden, verwendet werden können.
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Die
kleine Signaleingabe an den Verstärker 400 wird an das
Gate des FET Q1 durch ein Eingabeabgleichnetzwerk 404 angelegt,
das konstruiert ist, um den Leistungstransfer in den FET Q1 zu optimieren. Ähnlich dient
ein Zwischenvorrichtungsabgleichnetzwerk 408 dazu den Leistungstransfer
von dem Ausgang des FET Q1 zu dem Eingang des FET Q2 zu maximieren.
Auf ähnliche
Weise wird ein Ausgabeabgleichnetzwerk 412 vorgesehen,
um einen optimalen Leistungsabgleich zwischen der Ausgabeimpedanz
des FET Q2 und der Last (nicht dargestellt) angetrieben durch den
Verstärker 400 abzugleichen.
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Die
hohen Vorspannungsströme
(quiescent bias currents) durch die FETs Q1 und Q2 werden durch Einstellen
der Gleichstrom-Gate-Potentiale Vg1 bzw.
Vg2 gesteuert. Typischerweise werden die
Gleichstrom-Gate-Potentiale Vg1 und Vg2 so gesetzt, dass der Verstärker 400 eine
konstante Verstärkung
bzw. Verstärkungsfaktor über tiefe
und hohe Ausgabeleistungspegel aufzeigt. In dem Ausführungsbeispiel
der 9 werden die Abmessungen
des Eingabe FET Q1 kleiner ausgewählt als die entsprechenden
Abmessungen des Ausgabe FET Q2, und zwar gemäß einem beispielhaften Verhältnis von
ungefähr
8:1. Es ist jedoch zu verstehen, dass andere Verhältnisse
für andere
Implementierungen besser geeignet sein können. Diese Konstruktion führt zu einer
verbesserten Effizienz, dadurch dass es ermöglicht wird den Gleichspannungsstrom,
der an Ausgabe FET Q2 geliefert wird, erheblich zu reduzieren, wenn
nur niedrige Pegel einer Ausgabeleistung von dem Verstärker 400 benötigt werden.
Wenn nur ein niedriger Pegel der Ausgabeleistung benötigt wird,
wird der Vorspannungsstrom durch FET Q2 relativ zu dem Vorspannungsstrom,
der für
einen mittleren Pegel der Ausgabeleistung benötigt wird, reduziert und der
Vorspannungsstrom durch FET Q1 wird etwas erhöht. Da der kleinere Eingabe-FET
Q1 in der Lage ist effizienter als der größere Ausgabe-FET Q2 für niedrige
Ausgabeleistungspegel zu operieren, wird die Effizienz des Verstärkers 400 erhöht durch
ein wesentliches Reduzieren des Vorspannungsstromes (bias current)
durch FET Q2 während
des Niedrigleistungsbetriebes. Veränderungen in dem Vorspannungsstrom
können
durch Steuern der Gleichstrom-Gatepotentiale Vg1 und
Vg2 auf analoge Art und Weise oder durch
Einstellen in diskreten Schritten erreicht werden.
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IV. Effizienter Leistungsverstärker innerhalb
einer tragbaren CDMA-Einheit
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Bezugnehmend
auf 6 wird dort eine
Blockdiagrammdarstellung eines Spektrumspreizsenders einer tragbaren
Einheit dargestellt, in dem ein effizienter Parallelstufenverstärker enthalten
sein kann. In einem Beispiel-CDMA-System wird eine orthogonale Signalisierung
verwendet, um ein geeignetes Signal-zu-Rausch-Verhältnis auf
der Verbindung zwischen tragbarer Einheit und Basisstation, d.h.
auf der „rückwärtigen Verbindung" vorzusehen.
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In
dem Sender der 6 werden
Datenbits 200, die z.B. aus Sprache, die mittels eines
Vocoders in Daten konvertiert wird, an einen Kodierer 202 geliefert,
wo die Bits faltungskodiert werden. Wenn die Datenbitrate kleiner
als die Bitverarbeitungsrate des Kodierers 202 ist, kann
Codesymbolwiederholung verwendet werden, so dass Kodierer 202 die
Eingabedatenbits 200 wiederholt, um einen sich wiederholenden
Datenstrom mit einer Bitrate zu generieren, der mit der operativen
Rate des Kodierers 202 übereinstimmt.
In einem beispielhaften Ausführungsbeispiel
empfängt
der Kodierer 202 Datenbits 200 mit einer nominalen
Bitrate (Rb) von 11,6 kbits/Sekunde und
produziert Rb/r=34,8 Symbole/Sekunde, wobei „r" die Coderate (z.B.
1/3) des Kodierers 202 bezeichnet. Die kodierten Daten
werden dann an dem Blockinterleaver bzw. Verschachteler 204 vorgesehen,
wo sie block-verschachtelt werden.
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Innerhalb
des 64-wertigen orthogonalen Modulators 206 werden die
Symbole in Zeichen gruppiert, die log264=6
Symbole enthalten, und zwar mit einer Rate von (1/r)(Rb/1og264)=5800 Zeichen/Sekunde, wobei es 64 mögliche Zeichen
gibt. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
wird jedes Zeichen in eine Walshsequenz der Länge 64 kodiert. Dies bedeutet,
dass jede Walshsequenz 62 binäre
Bits oder „Chips" beinhaltet, wobei
es einen Satz von 64 Walshcodes der Menge 64 gibt. Die 64 orthogonalen
Codes entsprechen den Walshcodes aus einer 64 mal 64 Hadamard Matrix,
wobei ein Walshcode eine einzelne Zeile oder Spalte der Matrix ist.
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Die
Walshsequenz, die durch den Modulator 206 produziert wird,
wird wie angedeutet an einen Exklusiv-ODER-Kombinierer 208 geliefert,
wo sie dann „abgedeckt" oder multipliziert
wird bei einem Kombinierer, und zwar mit einem PN-Code, der spezifisch
für eine
bestimmte tragbare Einheit ist. Solch ein „Lang-PN-Code" wird mit einer Rate
Rc durch einen PN-Langcodegenerator 280 gemäß einer
Benutzer-PN-Langcodemaske generiert. In einem beispielhaften Ausführungsbeispiel
operiert der Langcodegenerator 210 mit einer Beispielchiprate
Rc, von 1,2288 Mhz, um so vier PN-Chips
pro Walshchip zu erzeugen. Einen effizienten Parallelstufenverstärker innerhalb
des Senders der tragbaren Einheit ist es nur erlaubt den Zustand
zwischen diesen PN-Chips an der Grenze eines jeden Walshcodesymbols
(d.h. nach dem letzten und vor dem ersten PN-Chip von aufeinander
folgenden Codesymbolen) zu verändern.
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Bezugnehmend
auf 7 wird nun eine
beispielhafte Implementierung des HF-Senders 250 gezeigt. In
Codemultiplexvielfachzugriffs-(GDMA)-Spektrumspreizanwendungen wird
ein Paar von Kurz-PN-Sequenzen, PNI und
PNQ, durch einen PNI-Generator 252 bzw.
durch einen PNQ-Generator an die Exklusiv-ODER-Kombinierer 256 bzw. 258 geliefert.
Die PNI und PNQ Sequenzen
beziehen sich jeweils auf In-Phase-(I)- und Quadraturphase-(Q)-Kommunikationskanäle und besitzen
im Allgemeinen eine Länge
(32768) Chips, die viel kürzer
als die Länge
eines jeden Benutzer Lang-PN-Codes sind. Die resultierende I-Kanalcode-Spreizsequenz 160 und
Q-Kanalcodespreizsequenz 162 werden
dann durch die Basisbandfilter 264 bzw. 266 gegeben.
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Die
Digital-zu-Analog-(D/A)-Wandler 270 und 272 werden
vorgesehen, um die digitale I-Kanal- bzw. Q-Kanalinformation in
analoge Form umzuwandeln. Die analogen Wellenformen, die durch DIA
Wandler 270 und 272 erzeugt werden, werden zusammen
mit Trägerfrequenzsignalen
eines Lokaloszillators (LO) cos(2πft) bzw.
sin(2πft)
an Mischer 288 und 290 gegeben, wo sie gemischt
und an den Summierer 292 geliefert werden. Die Quadraturphasenträgersignale
sin(2πft)
und cos(2πft)
werden von geeigneten Frequenzquellen (nicht dargestellt) vorgesehen.
Diese gemischten ZF-Signale (IF signals) werden in dem Summierer 292 summiert
und an den Mischer 294 gegeben.
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Der
Mischer 294 mischt die summierten Signale mit einem HF-Frequenzsignal
von einem Frequenzsynthetisierer 296 um so eine Frequenzaufwärtsumsetzung
auf das HF-Frequenzband vorzusehen. Die HF kann dann bandpassgefiltert 298 werden
und an einen effizienten Parallelstufen-HF-Verstärker 299 gemäß Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung vorgesehen werden. Wiederum stellt der
Kontroller der tragbaren Einheit sicher, dass eine korrekte Phase
erhalten bleibt, und zwar dadurch dass es erlaubt wird, die ausgewählte Kombination
von Verstärkerstufen
innerhalb des Verstärkers 299 nur
zwischen den PN Chips, die die Übergänge zwischen
jedem Walshcodesymbol definieren, verändert wird.
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V. Doppelstufenparallelverstärker in
einer tragbaren CDMA-Einheit
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8 ist ein Blockdiagramm
eines Parallelstufenverstärkers 310,
der konstruiert ist für
eine Signalverstärkung über einen
weiten dynamischen Bereich in einer tragbaren CDMA Einheit, wie
der, die unter Bezugnahme auf 6 und 7 oben beschrieben und dargestellt
wurde. Der Verstärker 310 beinhaltet
parallele Verstärkungsstufen,
dargestellt durch Niedrigleistungsverstärker (low-power amplifier (LPA)) 313 und
Hochleistungsverstärker
(high power amplifier (HPA)) 316, eine Ausgabeschaltmatrix,
dargestellt durch einen ersten und zweiten Schalter bzw. Switch
(318, 322), erste und zweite Dummy-Lasten (320, 324)
und Schaltlogik 334. Kurz gesagt erbringt der Verstärker 310 eine
verbesserte Gleichstromeffizienz durch eine exklusive bzw. ausschließliche Verwendung
von LPA 310, der einen niedrigen Gleichstrompegel zieht,
wenn nur niedrige Pegel einer Ausgabeleistung benötigt werden
und durch ausschließliches
Verwenden des HPA 316 wenn hohe Pegel von Ausgabeleistung
benötigt
werden. Diese Effizienz wird durch den Betrieb der Schaltlogik 334 erreicht,
die alternativ die jeweiligen Ausgaben von LPA 313 und
HPA 316 zwischen ersten und zweiten Dummy-Lasten bzw. Loads
(320, 324) und einer Antenne (nicht gezeigt) lenkt.
Während
des Niedrigleistungsbetriebes weist die Schaltlogik 334 den
ersten Schalter 318 an, die Ausgabe des HPA 316 an
die erste Dummy-Last 320 vorzusehen und weist den zweiten
Schalter 322 an, die Ausgabe des LPA 313 an einer
Antenne (nicht dargestellt) vorzusehen. Wenn mehr Sendeleistung
benötigt
wird, beginnt der HPA 316 dieselbe Leistung wie die, die durch
LPA 313 gesendet wird, zu erzeugen, wobei die Ausgabe des
HPA 316 in die erste Dummy-Last 318 ausgegeben
(dumped) wird. An einer geeigneten Schaltgrenze, weist die Schalt logik 334 den
ersten Schalter 318 an, die Ausgabe des HPA 316 an
die Antenne (nicht dargestellt) vorzusehen und weist den zweiten
Schalter 322 an, die Ausgabe des LPA 313 an die
zweite Dummy-Last 324 vorzusehen.
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In
dem bevorzugten Ausführungsbeispiel
funktioniert der LPA 313 als ein Verstärker der Klasse A während des
Betriebs im Niedrigleistungsmodus. Das heißt, der LPA 313 liefert
eine Leistungsverstärkung,
die unabhängig
von dem Pegel des HF-Eingabesignals, das vorgesehen wird, ist, und
zwar während
der LPA 313 sich nicht in Kompression (compression) befindet.
Weiterhin konsumiert, als ein Verstärker der Klasse A, LPA 313 fast
eine konstante Gleichstromleistung unabhängig von dessen NF-Ausgabeleistungspegel,
und zwar solange wie sich LPA 313 nicht in Kompression
befindet. Während
des Betriebes in einem Niedrigleistungsmodus wird der Pegel der
Ausgabeleistung, die an die Antenne vorgesehen wird, im Wesentlichen
durch Einstellen des Pegels der HF-Eingabeleistung, die an den LPA 313 vorgesehen
wird, gesteuert. Da der LPA 313 eine gleichförmige Verstärkung bzw.
Verstärkungsfaktor
während
des Betriebes in dem Niedrigleistungsmodus vorsieht, wobei die Eingabeleistung
mit einer Minimalverzerrung linear erfasst bzw. getrackt wird, wird
der NF-Ausgabeleitungspegel, erzeugt durch LPA 313, wirksam
durch AGC-Verstärker
(nicht gezeigt) der dem LNA 312 vorhergeht, gesteuert.
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Die
Ausgabeleistung, die an dem Ausgang HPA 316 erscheint,
wird mit der Ausgabeleistung erzeugt, durch den LPA 313 abgeglichen,
und zwar während
einer Übergangsperiode
unmittelbar vor einem Schalten zwischen dem Niedrig-leistungs- und
Hochleistungsbetriebmodi. Insbesondere während der Übergangsperiode wird die Leistung,
erzeugt durch HPA 316, durch eine Verstärkungssteuerschleife 326 überwacht.
Die Verstärkungssteuerungsschleife 326 setzt
die Verstärkung
bzw. den Verstärkungsfaktor
des HPA 316 während
der Übergangsperiode
gleich zu der Verstärkung
des Verstärkers 313,
wodurch die Leistungspegel an den Ausgängen des LNA 313 und
des HPA 316 ausgeglichen werden. Auf diese Art und Weise
wird ein „nahtloser" Übergang vom Niedrigleistungsmodus
zum Hochleistungsmodus und umgekehrt bewirkt. In einer beispielhaften
CDMA-Implementierung erlaubt es die Schalterlogik 334 nur
die Schalter 318 und 322 an Walshcodesymbolgrenzen
umzuschalten.
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Während des
Hochleitungsmoduses operiert der HPA 316 im Wesentlichen
als ein Verstärker
der Klasse AB oder der Klasse B. Dies bedeutet, dass die Leistungsverstärkung und
der Gleichstromleistungsverbrauch des Verstärkers 316 eine Funktion
des HF-Eingabeleistungspegels sind. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel
weist HPA 316 zumindest einen FET auf. Da die Gate-Spannung eines FET-Verstärkers den
Betrag des durch den FET gezogenen Stromes und den FET-Verstärkungsfaktor
bzw. -Verstärkung
beeinflusst, kann eine höhere
Gleichstromeffizienz dadurch erhalten werden, dass der minimale
FET-Strom, der benötigt wird
für einen
bestimmten Betriebspegel mit dem gewünschten HF-Ausgabeleistungspegel
abgeglichen wird. Da die Verstärkung
des HPA 316 nicht-linear über den gewünschten Betriebsbereich ist,
kann der Pegel des HF-Signals, erzeugt durch den Verstärker 310,
nicht ausschließlich
durch Einstellen bzw. Anpassen des Signalpegels, der durch den HPA 316 vorgesehen
wird, gesteuert werden. Stattdessen wird die Verstärkungssteuerungsschleife
(gain control loop) 326 betrieben, um die Verstärkung des
HPA 316 einzustellen, um einen gewünschten Pegel der HF-Leistung an die Antenne
zu liefern.
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Wie
in der 8 angezeigt ist,
beinhaltet die Verstärkungssteuerungsschleife 326 einen
Detektor/Puffer 340 verbunden mit der Ausgabe bzw. Ausgangsgröße des HPA 316.
Der Detektor/Puffer 340 betreibt einen Schleifenintegrierer
bestehend aus einem Operationsverstärker 344 und einem
Kondensator 346. Da der HPA 316 typischerweise
einen oder mehrere FET-Verstärker
beinhaltet, kann ein Stromverstärker
(current amplifier) 348 innerhalb der Steuerschleife 326 enthalten
sein, um den benötigten
FET-Verstärkervorspannungsstrom vorzusehen.
Die Leistungssteuerschleife 326 setzt die NF-Ausgabeleistung
des HPA 316, und zwar wie sie durch den Detektor/Puffer 340 gemessen
wird, durch Steuern der Gate- und Drainspannungen des HPA 316. Auf
diese Art und Weise kann die Nichtlinearität des HPA 316 überwunden
werden, da die Eingabeleistung in den HPA 316, wie sie durch
die AGC-Verstärker
(nicht dargestellt) gesetzt ist, sich weiterhin erhöhen, wenn sich
die Ausgabeanforderungen erhöhen,
wobei jedoch die HPA 316 Ausgabeleistung weiterhin durch
die Verstärkungssteuerschleife 326 gesetzt
wird.
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In
einer Beispielimplementierung des Verstärkers 310, die geeignet
ist, in einem CDMA-Sender integriert zu werden, kann die Verstärkungssteuerungsschleife 326 ebenfalls
einen Schalter 352 enthalten, der während der Dauer eines „blank"- bzw. „Leer"-Rahmens, währenddessen
eine Signalleistung nicht an die Antenne durch den Verstärker 310 vorgesehen
wird, geöffnet
wird. Solche Leer-Rahmen sind zwischen aktiven Rahmen mit tatsächlichen
Daten zwischengelagert, wenn die gesamte Datenübertragungsrate weniger als
die Vollrate ist. Der Schalter 352 öffnet die Integrationsschleife
genau vor dem Beginn eines jeden Leer-Rahmens und schließt die Schleife
genau vor Beginn des nachfolgenden Aktivrahmens.
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VI. Verstärkungs-Offset
Parallelstufen
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10 beschreibt darstellend
die Transfercharakteristik eines Parallelstufenverstärkers, in
dem die einzelnen Verstärkerstufen
hinsichtlich des Verstärkungsfaktors
versetzt (offset) sind. Der Einfachheit halber wird die biasing- bzw. Vorspanntechnik
der 10 unter Bezugnahme
auf den Parallelstufenverstärker,
der in der 2 gezeigt
ist, beschrieben. In dem Vorspannungsansatz, der beispielhaft durch 10 dargestellt ist, wird
jede der Verstärkerstufen
A1–A4
so realisiert, dass er einen unterschiedlichen Verstärkungsfaktor
bzw. Verstärkung
aufweist. Das Schalten zwischen den Stufen tritt auf die zuvor beschriebene
Art und Weise auf. Jedoch resultiert der Verstärkungsversatz zwischen Stufen
in einer diskontinuierlichen Variation der Leistung des verstärkten HF-Ausgabesignals.
Wie zuvor beschrieben überwacht
die Schaltlogik 56 (2)
den Pegel des verstärkten
HF-Signals am Ausgabeknoten 52. Die Schaltlogik 52 instruiert
dann die Eingabeschaltmatrix und das Ausgabenetzwerk 58 die
geeignete Stufe A1–A4,
die für
den Betrieb bei dem überwachten
Ausgabesignalpegel konstruiert ist, auszuwählen.
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Bezugnehmend
auf 10 werden die Verstärkerstufen
A1–A4
jeweils vorgespannt bzw. mit einer Vorspannung versehen, um eine
lineare Verstärkung
ansprechend auf Eingabesignale innerhalb vordefinierter Bereiche
vorzusehen. Insbesondere wird die Verstärkerstufe A1 vorgespannt, um
eine lineare Verstärkung über den
Ausgabesignalbereich POUT,0 bis POUT,1 zu erzeugen, und zwar ansprechend auf
Eingabesignale zwischen PIN,0 und PIN,1. Ähnlich
werden die Verstärkerstufen
A2, A3 und A4 vorgespannt, um eine lineare Verstärkung über die Ausgabesignalbereiche
POUT,1 bis POUT,2,
POUT,2 bis POUT,3,
bzw. POUT,3 bis POUT,4 vorzusehen.
Wenn die Verstärkerstufen
als FET- oder BJT-Vorrichtungen
implementiert werden, kann ein Bias- bzw. Vorspannungsnetzwerk (nicht
dargestellt) verwendet werden, um den Pegel vom Vorspannungsstrom
an jede Verstärkerstufe,
die für
den Betrieb über
den spezifizierten Ausgabebereich nötig ist, zu liefern.
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Der
Verstärkungsversatz
zwischen Stufen, der in der 10 angedacht
ist, kann nützlich
sein, wenn z.B. erwünscht
ist den dynamischen Bereich, der für eine automatische Verstärkungssteuerungsschaltung bzw.
automatic gain control (AGC) Schaltung, die zusammen mit den Parallelstufenleistungsverstärkern verwendet
wird, zu reduzieren. Es kann ebenfalls von Bedeutung sein, dass
die reduzierte Verstärkung,
die bei Niedrigleistungspegeln aufgezeigt wird in einer niedrigeren
Rauschverstärkung
bei Niedrigeingabesignalpegeln resultiert, wobei ein Signal-zu-Rausch-Verhältnis oft
bei einem Minimum liegt. Demgemäß, kann
die Verstärkungs-Offset-Technik
der 10 vorteilhafter
Weise eingesetzt werden um die Rauschperformance bei Niedrigeingabesignalpegeln
zu verbessern, sowohl als auch zur Verbesserung der Gesamtrauschperformance einer
vollständigen
Verstärkerkette.
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Die
vorhergehende Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele wird vorgesehen,
um es einem Fachmann auf dem Fachgebiet zu ermöglichen die vorliegende Erfindung
herzustellen oder zu verwenden. Verschiedene Modifikationen dieser
Ausführungsbeispiele
werden dem Fachmann leicht ersichtlich werden und die generischen
Prinzipien, die hierin definiert wurden, können auf andere Ausführungsbeispiele
angewendet werden, ohne dabei erfinderisch tätig zu werden. Somit gilt die
vorliegende Erfindung nicht als auf die hierin beschriebenen Ausführungsbeispiele
beschränkt,
sondern ihr soll der größtmögliche Schutzrahmen, wie
er in den angefügten
Ansprüchen
definiert ist, zukommen.