DE69727962T2

DE69727962T2 - Effizienter leistungsverstärker mit parallelen stufen

Info

Publication number: DE69727962T2
Application number: DE69727962T
Authority: DE
Inventors: F. John SEVIC; J. Richard CAMARILLO
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1996-12-09
Filing date: 1997-12-05
Publication date: 2005-01-27
Anticipated expiration: 2017-12-06
Also published as: EP0941575B1; KR20000069382A; BR9713881A; CN1269066A; JP2001524275A; KR100560335B1; CA2273151C; JP4024867B2; WO1998026503A1; IL130120A0; BR9713881B1; EP0941575A1; IL130120A; CA2273151A1; HK1022794A1; AU5515298A; DE69727962D1; AU724403B2; CN1148870C; US5872481A

Description

I. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Signalverstärker. Insbesondere bezieht sich die vorliegende Erfindung auf Verfahren und Schaltkreisanordnungen zum Vorsehen einer hocheffizienten, linearen Signalverstärkung über einen weiten dynamischen Bereich hin, durch Verwendung von mehreren parallelen Verstärkervorrichtungen.
II. Beschreibung des Standes der Technik
Die Verwendung von Codemultiplexvielfachzugriffmodulationstechniken (code division multiple access (CDMA)) ist eine Form, deren Techniken Kommunikationen ermöglichen, bei denen eine große Anzahl von Systembenutzern vorliegen. Obwohl andere Techniken, wie z.B. Zeitmultiplexvielfachzugriff (time division multiple access (TDMA)), Frequenzmultiplexvielfachzugriff (frequency division multiple access (FDMA)) und Amplitudenmodulationen (amplitude modulation (AM)), wie z.B. amplitude companded single sideband (ACSSB) bekannt sind, bietet CDMA signifikante Vorteile gegenüber diesen anderen Techniken. Die Verwendung von CDMA-Techniken in Vielfachzugriffskommunikationssystemen ist in dem U.S. Patent Nr. 4,901,307 betitelt „Spread Spectrum Multiple Access Communication System Using Satelitte Or Terrestrial Repeaters", das dem Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung zugewiesen ist, offenbart.
In dem gerade oben zitierten Patent wird eine Vielfachzugriffstechnik offenbart, in der eine große Anzahl von Mobiltelefonsystembenutzern, die jeweils einen Transceiver besitzen, durch Satellitenrepeater oder terrestrische Basisstationen (auch bekannt als Zellstandortstationen oder Zellstationen) mittels Codemultiplexvielfachzugriffs-(CDMA)-Spektrumspreizkommunikationssignalen kommunizieren. Durch Verwendung von CDMA-Kommunikationen kann das Frequenzspektrum mehrfach wieder verwendet werden, was ein Erhöhen der Systembenutzerkapazität erlaubt. Die Verwendung von CDMA resultiert in einer viel höheren Spektraleffizienz als die, die mittels anderer Mehrfachzugriffstechniken erreicht werden kann. In einem CDMA-System kann die Systemkapazität durch Steuerung der Senderleistung der tragbaren Einheiten, die einem jeden Benutzer zugeordnet sind, realisiert werden, so dass Interferenz zu anderen Systembenutzern reduziert wird.
In einem terrestrischen CDMA-Zellkommunikationssystem ist es außerordentlich wünschenswert, die Kapazität hinsichtlich der Anzahl von gleichzeitigen Kommunikationsverbindungen, die bei einer gegebenen Systembandbreite unterstützt werden können, zu maximieren. Die Systemkapazität kann maximiert werden, wenn die Senderleistung einer jeden tragbaren Einheit so gesteuert wird, so dass das gesendete Signal an den Zellstationsempfänger mit dem minimalen Signal-zu- Rausch-Interferenzverhältnis, das eine akzeptable Datenwiedergewinnung erlaubt, ankommt. Wenn das Signal, das durch eine tragbare Einheit gesendet wird, an dem Zellstationsempfänger mit einem Leistungspegel ankommt, der zu niedrig ist, kann die Bitfehlerrate zu hoch sein, um Kommunikationen mit einer hohen Qualität zu erlauben. Wenn andererseits eine akzeptable Kommunikation durch Einstellen des durch die Mobileinheit gesendeten Signals auf einem Leistungspegel, der zu hoch ist, wenn dieser an dem Zellstationsempfänger empfangen wird, aufgebaut wird, wird Interferenz mit Signalen, die von anderen Mobileinheiten gesendet werden, die sich denselben Kanal, d.h. Bandbreite teilen, auftreten. Diese Interferenz kann Kommunikationen mit anderen tragbaren Einheiten nachteilig beeinflussen, wenn nicht die Gesamtanzahl von kommunizierenden, tragbaren Einheiten reduziert wird.
Die Signale, die von jeder tragbaren Einheit an der Zellstandortstation empfangen werden, werden gemessen und die Messungsergebnisse werden mit einem gewünschten Leistungspegel verglichen. Basierend auf diesem Vergleich bestimmt die Zellstation die Abweichung in dem empfangenen Leistungspegel mit demjenigen, der nötig ist, um die gewünschten Kommunikationen zu unterhalten. Bevorzugterweise ist der gewünschte Leistungspegel ein minimaler Leistungspegel, der nötig ist, um Qualitätskommunikationen zu unterhalten, um so eine Reduktion der Systeminterferenz zu erlangen.
Die Zellstandortstation sendet dann ein Leistungssteuerungsbefehlssignal an jeden Systembenutzer, um so die Sendeleistung der tragbaren Einheit anzupassen oder „fein einzustellen" (fine tune). Dieses Befehlssignal wird durch die tragbare Einheit verwendet, um den Sendeleistungspegel zu verändern, und zwar dichter an einen Pegel heran, der nötig ist, um Kommunikationen auf der rückwärtigen Verbindung zwischen der tragbaren Einheit und der Zellstation aufrechtzuerhalten. Während sich Kanalbedingungen verändern, und zwar typischerweise aufgrund einer Bewegung der tragbaren Einheit, stellen beide, die Empfängerleistungsmessung der tragbaren Einheit und das Leistungssteuerungsfeedback von der Zellstandortstation kontinuierlich den Senderleistungspegel nach, um so einen geeigneten Leistungspegel zu unterhalten.
Die Verwendung dieser Art von Leistungssteuerungstechnik verlangt, dass der Sender der tragbaren Einheit in der Lage ist, über einen relativ weiten dynamischen Bereich linear zu operieren. Da existierende tragbare Einheiten mittels Batterieleistung operieren, ist es ebenfalls nötig, dass der Senderleistungsverstärker in der Lage ist über den dynamischen Bereich, der typisch ist für CDMA-Kommunikationssysteme, effizient und linear zu operieren. Da festgestellt wurde, dass herkömmliche Leistungsverstärkerkonstruktionen, und zwar beide, mit variabler Verstärkung bzw. Verstärkungsfaktor und mit festgelegter Verstärkung bzw. Verstärkungsfaktor, die nötige Effizienz und Linearität über einen weiten bzw. breiten dynamischen Bereich nicht aufweisen, existiert ein Bedarf nach Leistungsverstärker, die in der Lage sind, diese Art von Performance vorzusehen.
Die US-A-5 541 554 beschreibt einen Mehrfachmodusverstärker mit zumindest zwei Verstärkerwegen. Zumindest einer der Verstärkungswege besitzt eine Verstärkungskomponente, die teilweise einen Schalter bildet, um zwischen ersten und zweiten Operationsmodi auszuwählen.
US-A-5 136 300 beschreibt einen modularen Festkörperradarsender, der aus einer Vielzahl von Leistungsmodulen gebildet wird, wobei die Anzahl der Mo dule basierend auf der für eine bestimmte Anwendung benötigten Leistung ausgewählt wird. Jedes Leistungsmodul wird aus parallel verbundenen Leistungsverstärkern und einer Leistungskonditionier- und Steuereinheit gebildet. Die Leistungkonditionier- und Steuereinheit produziert eine DC-Vorspannung über die Leistungsverstärker, und zwar je nach Wunsch, um ein bestimmtes Signal zu produzieren.
Zusammenfassung der Erfindung
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Verstärkerschaltung, gemäß Anspruch 1, vorgesehen.
Gemäß einem zweiten Aspekt, wird ein Verfahren zum Vorsehen eines verstärkten Signals, gemäß Anspruch 6, vorgesehen.
Im Allgemeinen bilden Ausführungsbeispiele der Erfindung eine Verstärkerschaltung zum Vorsehen eines verstärkten Signals ansprechend auf ein Eingabesignal, und zwar auf eine Art und Weise, die die Effizienz verbessert, während die Linearität beibehalten wird. Die Verstärkerschaltung beinhaltet einen Eingabeschalter zum Anlegen des Eingabesignals bzw. der Einganssignalgröße an eine ausgewählte, parallel verbundene Verstärkerstufe, und zwar ausgewählt aus ersten und zweiten parallel verbundenen Verstärkerstufen, wobei die erste Verstärkerstufe vorgespannt (biased) ist, um eine konstante Verstärkung bzw. Verstärkerstufe (gain) über einen ersten Eingangssignaldynamikbereich vorzusehen und wobei die zweite Verstärkerstufe vorgespannt ist, um eine konstante Verstärkung über einen zweiten Eingangssignaldynamikbereich vorzusehen. Ein Ausgabenetzwerk (output network) wird vorgesehen, um das verstärkte Signal von der ausgewählten Verstärkerstufe zu koppeln.
Bevorzugterweise beinhaltet das Ausgabenetzwerk einen Ausgabeschalter, um eine Verbindung mit einem Ausgangsknoten der ausgewählten Verstärkerstufe vorzusehen, weiter eine Leistungsmessschaltung zum Messen der Leistung des verstärkten Signals. Eine Schaltersteuerschaltung kann vorgesehen werden, um die Verbindung des Eingabeschalters und des Ausgabeschalters mit der anderen Verstärkerstufe zu steuern, und zwar wenn die gemessene Leistung des verstärkten Ausgabesignals einen vorbestimmten Ausgabebereich verlässt. Die Schaltersteuerschaltung erlaubt es nur der Eingabeschaltmatrix und dem Ausgabenetzwerk eine unterschiedliche Verstärkerstufe auszuwählen, während Übergängen zwischen den digitalen Worten oder Symbolen innerhalb des Eingabesignals.
In einem Ausführungsbeispiel wird das Eingabesignal direkt an eine Vielzahl von verschiedenen Endstufentransistorvorrichtungen (final stage transistor devices) vorgesehen. Die jeweiligen Basen (gates) der Vorrichtungen werden gegenüber Gleichstrom (DC) durch Blockkondensatoren isoliert, sind jedoch hinsichtlich der RF bzw. HF des Eingabesignals zusammen verbunden. Die Schaltlogik liefert selektiv einen Gleichstrom-Vorspannungsstrom nur an die Vorrichtungen, die zur Verstärkung des Eingabesignals benötigt werden. Daher wird durch Vorsehen einer Vorspannung an nur diejenigen Vorrichtungen, die für die vorliegende Verstärkung des Eingabesignals benötigt werden, die Gleichstromeffizienz erheblich verbessert.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Die Merkmale und Vorteile der Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden noch offensichtlicher von der unten angeführten detaillierten Beschreibung, insbesondere wenn diese zusammen mit den Zeichnungen gesehen wird, in denen gleiche Bezugszeichen für entsprechendes durchgängig benutzt werden, und wobei die Figuren Folgendes zeigen:
1 ist eine schematische Übersicht über ein beispielhaftes Zelltelefonsystem, das zumindest eine Zellstation und eine Vielzahl von tragbaren Einheiten aufweist;
2 zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Parallelstufenverstärkers;
3 beschreibt ein beispielhaftes Schema zum Vorsehen der Verstärkerstufen A1–A4 mit Vorspannung innerhalb des Parallelstufenverstärkers der 2;
4 ist ein Blockdiagramm eines alternativen Ausführungsbeispiels eines Parallelstufenverstärkers;
5A skizziert ein alternatives Ausführungsbeispiel, wobei die Eingabe- und Ausgabeschaltfunktionen inhärent in den Verstärkerstufen selbst vorgesehen sind;
5B skizziert noch ein weiteres Ausführungsbeispiel, wobei die Eingabe- und Ausgabeschaltfunktionen inhärent in den Verstärkerstufen selbst vorgesehen sind;
6 sieht eine Blockdiagrammdarstellung eines Spektrumspreizsenders einer tragbaren Einheit vor, in dem ein effizienter Parallelstufenverstärker gemäß Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung vorgesehen sein kann;
7 zeigt eine beispielhafte Implementierung eines HF Senders, der innerhalb des Spektrumspreizsenders der 6 enthalten ist;
8 ist ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels des Parallelstufenverstärkers, das für die Niedrigrauschsignalverstärkung konstruiert ist;
9 ist eine schematische Darstellung eines Doppelttransistorverstärkers, der geeignet ist zur Verwendung als eine einzelne Stufe eines Parallelstufenverstärkers;
10 stellt erläuternd die Transfercharakteristik eines Parallelstufenverstärkers dar, in dem die einzelnen Verstärkerstufen hinsichtlich der Verstärkung versetzt bzw, geoffsetet sind;
11 zeigt noch ein weiteres Ausführungsbeispiel, wobei die Eingabe- und Ausgabeschaltfunktionen in den Verstärkerstufen selbst inhärent enthalten sind.
Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
I. Einführung in CDMA-Zellkommunikation
Ein beispielhaftes terrestrisches Zelltelefonkommunikationssystem ist in der 1 dargestellt. Das System dargestellt in der 1 verwendet CDMA Modulationstechniken in Kommunikationen zwischen den tragbaren Systembenutzern und den Zellstationen. Jeder tragbare Benutzer kommuniziert mit einer oder mehreren Zellstationen mittels eines tragbaren Transceivers (z.B. ein tragbares Telefon) von denen jeder einen Sender beinhaltet, in dem ein effizienter paralleler Leistungsverstärker gemäß Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung enthalten sein kann. In der folgenden Diskussion wird der Ausdruck „tragbare Einheit" im Rahmen der folgenden Beschreibung dafür verwendet, Allgemein auf entfernte Teilnehmerstationen Bezug zu nehmen. Es ist jedoch anzumerken, dass die tragbare Einheit vom Ort her fixiert sein kann. Die tragbare Einheit kann ein Teil eines konzentrierten Teilnehmersystems (concentrated subscriber system) sein mit mehreren Benutzern. Die tragbare Einheit kann verwendet werden, um Sprache, Daten oder eine Kombination von Signaltypen zu tragen. Der Ausdruck „tragbare Einheit" ist ein Ausdruck auf dem Fachgebiet und soll nicht den Umfang oder Funktion der Einheit begrenzen.
Bezugnehmend auf 1 beinhaltet die Systemsteuerung und Switch 10 typischerweise geeignete Interface- und Verarbeitungshardware zum Vorsehen von Systemsteuerungsinformationen an die Zellstationen. Steuerung 10 steuert das Routing von Telefonanrufen aus dem öffentlich geschalteten Telefonnetzwerk bzw. public switched telephone network (PSTN) an die geeignete Zellstation für die Übertragung an die geeignete tragbare Einheit. Steuerung 10 steuert das Lenken von Anrufen von den tragbaren Einheiten über zumindest eine Zellstation an die PSTN. Steuerung 10 kann direkt Anrufe zwischen tragbaren Benutzern über die geeigneten Zellstandortstationen lenken, da die tragbaren Einheiten typischerweise nicht direkt miteinander kommunizieren.
Steuerung 10 kann an die Zellstation über verschiedene Mittel, wie z.B. zugewiesenen Telefonleitungen, optische Faserverbindungen oder durch Hochfrequenzkommunikationen gekoppelt werden. In der 1 sind zwei beispiel hafte Zellstationen, 12 und 14 gezeigt, zusammen mit zwei beispielhaften tragbaren Einheiten 16 und 18. Pfeile 20a–20b und 22a–22b definieren jeweils die möglichen Kommunikationsverbindungen zwischen Zellstation 12 und tragbaren Einheiten 16 und 18. Ähnlich definieren jeweils Pfeile 24a–24b und Pfeile 26a–26b die möglichen Kommunikationsverbindungen zwischen Zellstation 14 und tragbaren Einheiten 18 und 16. Zellstationen 12 und 14 senden normalerweise unter Verwendung der gleichen Leistung.
Die tragbare Einheit 16 misst die Gesamtleistung, die von Zellstationen 12 und 14 über Wege 20a und 26a empfangen wird. Ähnlich misst die tragbare Einheit 18, die Leistungen empfangen von Zellstationen 12 und 14 auf Wegen 22a und 24a. In jeder der tragbaren Einheiten 16 und 18 wird die Signalleistung in dem Empfänger gemessen, wobei das Signal ein breitbandiges Signal ist. Demgemäß wird diese Leistungsmessung vor der Korrelation des empfangenen Signals mit einem Pseudorausch-(PN)-Spektrumspreizsignal durchgeführt.
Wenn eine tragbare Einheit 16 näher an Zellstation 12 ist, wird die empfangene Signalleistung typischerweise durch das Signal, das entlang des Weges 20a sich bewegt dominiert werden. Wenn die tragbare Einheit 16 näher an der Zellstation 14 ist, wird die empfangene Leistung typischerweise durch das Signal, das entlang des Weges 26 sich bewegt, dominiert werden. Ähnlich, wenn die tragbare Einheit 18 näher an der Zellstation 14 ist, wird die empfangene Leistung typischerweise durch das Signal auf dem Weg 24a dominiert werden. Wenn die tragbare Einheit 18 näher an der Zellstation 12 ist, wird die empfangene Leistung typischerweise durch das Signal, das sich auf dem Weg 22a bewegt, dominiert werden.
Jede der tragbaren Einheiten 16 und 18 verwendet die resultierende Messung um den Wegverlust zu der nächsten Zellstation zu schätzen. Der geschätzte Wegverlust, zusammen mit dem Wissen über die tragbare Antennenverstärkung bzw. -gewinn und das G/T der Zellstation, wird verwendet, um die nominale Senderleistung zu bestimmen, die benötigt wird, um das gewünschte Träger-zu-Rausch-Verhältnis in dem Zellstationsempfänger zu erhalten. Das Wissen der tragbaren Einheiten über die Zellstationsparameter kann entweder im Speicher festgelegt sein oder kann in ausgestrahlten Zellstationsinformationssignalen, Setup-Kanal, gesendet werden, um andere Bedingungen als die nominalen Bedingungen für eine bestimmte Zellstation anzuzeigen.
Während sich die tragbaren Einheiten 16 und 18 durch die Zellstationen bewegen, wird es nötig, die Sendeleistung einer jeden über einen weiten dynamischen Bereich zu regulieren. Obwohl Leistungsverstärker existieren, die in der Lage sind eine Signalverstärkung über einen weiten dynamischen Bereich durchzuführen, tendieren die damit verbundenen Verstärkungsvariationen die Konstruktion des Rests des Senders der tragbaren Einheit zu verkomplizieren. Zusätzlich zu einem Vorsehen eines konstanten Verstärkungsfaktors (gain), ist es ebenso wünschenswert das der Sendeverstärker der tragbaren Einheit Batterieleistung durch ein effizientes Operieren über den gesamten dynamischen Bereich von Interesse einspart. Ein hochgradig effizienter Leistungsverstärker mit linearer Verstärkung wird hiermit vorgesehen, der diese und andere Ziele erfüllt.
II. Übersicht eines effizienten Parallelleistungsverstärker
Nun bezugnehmend auf 2 wird ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Parallelstufenverstärkers 40 gezeigt. Ein Eingabesignal, das typischerweise ein Digital-moduliertes HF-Kommunikationssignal ist, wird von einem Eingabe- bzw. Eingangsnetzwerk 44 von einem HF-Sendemodulator (nicht dargestellt) empfangen. Das Eingabenetzwerk 44 leitet das Eingabesignal an zumindest einen eines beispielhaften Satzes von vier parallelen Verstärkerstufen A1–A4 weiter. In dem einfachsten Ausführungsbeispiel ist das Eingabenetzwerk 44 eine Switch- bzw. Schaltmatrix, die selektiv das Eingabesignal an eine der parallelen Verstärkerstufen A1–A4 vorsieht. Andere Implementierungen des Eingabenetzwerks 44 (siehe 4) können jedoch eine Eingabeschaltung auf eine Art und Weise bewirken, die die Verzerrung und den Signalverlust minimiert. In einer bevorzugten Implementierung der Verstärkerstufen A1–A4 beinhaltet jede Stufe einen Hochfrequenzfeldeffekttransistor- (FET)- oder bipolaren Sperrschicht-Transistor-(bipolar junction transistor (BJT))-Leistungsverstärker.
Die Ausgaben bzw. Ausgangsgröße der Verstärkerstufen A1–A4 werden an ein Ausgabenetzwerk 48 gegeben, das die verstärkten HF-Ausgabesignale von der ausgewählten Verstärkerstufe, oder Stufen A1–A4 an einen Verstärkerausgabeknoten 52 koppelt.
Obwohl das Ausgabenetzwerk 48 mittels einer Schaltmatrix oder ähnlichem realisiert werden kann, bewirken andere Implementierungen des Ausgabenetzwerk 48, die weiter unten beschreiben sind (siehe 4) eine Ausgabe- bzw. Ausgangsschaltung auf eine Art und Weise, die Verzerrung und Signalverlust minimieren. Das verstärkte HF-Signal wird an eine Senderantenne (nicht dargestellt) ebenso an eine Schaltlogik 58 vorgesehen. Die Schaltlogik 58 überwacht den Pegel des verstärkten HF-Signals an dem Ausgabeknoten 52 und instruiert das Eingabenetzwerk 44 und das Ausgabenetzwerk 48 die Verstärkerstufe A1–A4 auszuwählen, die konstruiert ist, um eine Ausgabeleistung über einen Bereich vorzusehen, der den überwachten Ausgabesignalpegel beinhaltet. In einem alternativen Ausführungsbeispiel kann die Schaltlogik 56 einen empfangenen Leistungspegel oder Leistungssteuerbefehle von einer zugewiesen Basisstationen überwachen.
In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel, dargestellt in der 3 werden die Verstärkerstufen A1–A4 jeweils mit einer Vorspannung versehen bzw. vorgespannt, um eine identische Verstärkung über unterschiedliche Ausgabesignalbereiche vorzusehen. In einem beispielhaften Ausführungsbeispiel wird die Verstärkerstufe A1 so vorgespannt (biased), so dass ungefähr eine lineare Verstärkung von ungefähr 28 dB für Ausgabeleistung von bis zu 5 dBm ansprechend auf Eingabesignale von bis zu –23 dBm vorgesehen wird. Ähnlich werden die Verstärkerstufen A2, A3 und A4 jeweils vorgespannt, um dieselbe lineare Verstärkung wie Stufe A1 über verschiedene Ausgabesignalbereiche vorzusehen. Insbesondere in dem beispielhaften Ausführungsbeispiel der Fi gur 3 produziert die Verstärkerstufe A2 Ausgabesignalenergie über den Bereich von 5–15 dBm ansprechend auf Eingabesignale zwischen –23 bis –13 dBm, während Verstärkerstufen A3 und A4 Ausgabesignalenergie von zwischen 15–24 dBm und 24–28 dBm für Eingabesignale zwischen –13 bis –4 dBm bzw. –4 bis +1 dBm vorsehen. Wenn die Verstärkerstufen als FET oder BJT-Vorrichtungen implementiert sind, kann ein Vorspannungs-Netzwerk (biased network) (nicht dargestellt) eingesetzt werden, um den Pegel eines Vorspannungsstromes (bias current) an jede Verstärkerstufe, die für den Betrieb über den spezifischen Ausgabebereich benötigt wird, zu liefern. Es sei anzumerken, dass die Verstärkungswerte und Bereiche dazu gedacht sind als spezifische Beispiele zu dienen, und dass erheblich unterschiedliche Eingabe- und Ausgabeleistungsbereiche alternativen Implementierungen zugeordnet werden können.
Um wiederum auf den speziellen Fall der 2 Bezug zu nehmen, wird angenommen, dass der Eingabesignalpegel sich erhöht und sich –23 dBm annähert. In diesem Fall wird das Eingabesignal weiterhin an die Verstärkerstufe A1 angelegt werden bis die Schaltlogik 56 abfühlt, dass der Pegel des HF-Ausgabesignals auf ungefähr 5 dBm angestiegen ist. An dieser Grenze befehligt die Schaltlogik 56 dem Eingabenetzwerk 44, das Eingabesignal an die Verstärkerstufe A2 zu legen und instruiert, das Ausgabenetzwerk 48 damit zu beginnen, das resultierende, verstärkte HF-Ausgabesignal von A2 an den Ausgabeknoten 52 zu koppeln, ein ähnlicher Übergang zwischen Verstärkerstufen A2 und A3 und zwischen Stufen A3 und A4 wird durch die Schaltlogik 56 gesteuert, wenn der HF-Ausgabesignalpegel sich 15 bzw. 24 dBm annähert. Optional kann die Schaltlogik 56 Hysterese vorsehen, um ein übermäßiges Schalten zwischen benachbarten Verstärkerstufen A1–A4 zu verhindern, wenn der Eingabesignalpegel in der Nähe einer Übergangsgrenze variiert. Da jeder der Verstärkerstufen A1–A4 so realisiert wird, dass er eine identische Verstärkung über einen spezifizierten HF-Ausgabesignalbereich vorsieht, erscheint der Parallelverstärker 40 gegenüber den umgebenden Schaltungselementen als ein einheitlicher Verstärker mit konstanter Verstärkung über den gesamten Ausgabebereich. Diese Charakteristik vereinfacht auf vorteil hafte Weise die Konstruktion der zugeordneten HF-Sendeschaltungen, da dieses überflüssig macht Verstärkungsvariationen über den Ausgabesignalbereich aufzunehmen bzw. aufzufangen. Es sei anzumerken, dass bevorzugterweise nur eine der einzelnen Verstärkerstufen A1–A4, beschrieben in der 3, zu einem Zeitpunkt AN-geschaltet sein kann, andere Ausführungsbeispiele, die weiter unten beschrieben sind, verschiedene Kombinationen von Verstärkerstufen zu einem Zeitpunkt AN/AUS-schalten können, um die gewünschte HF-Ausgabe zu erhalten.
Wie es in der 2 angedeutet ist, wird Timing-Information, die sich auf Grenzen zwischen den Digitalworten oder Symbolen inhärent in dem digital modulierten Eingabesignal, an die Schaltlogik 56 von dem lokalen Steuerprozessor vorgesehen. Die Schaltlogik 56 instruiert das Eingabenetzwerk 44 und das Ausgabenetzwerk 48 nur während der Übergänge zwischen den Digitalworten oder Symbolen innerhalb des Eingabesignals eine unterschiedliche Verstärkerstufe der Verstärkerstufen A1–A4 auszuwählen. Dies stellt sicher, dass eine Phasendifferenz zwischen den Signalwegen durch die Verstärkerstufen A1–A4 nicht die Integrität der digitalen Information, die durch das verstärkte HF-Ausgabesignal getragen wird, beschädigt wird. Zum Beispiel wird in dem beispielhaften CDMA-Modulationsformat, das weiter unten beschrieben ist, ein digitaler Eingabedatenstrom mittels eines Satzes von orthogonalen Walshcodes oder „Symbolen" kodiert. In diesem Ausführungsbeispiel wird die Schaltlogik 56 nur freigegeben, das Eingabenetzwerk 44 und das Ausgabenetzwerk 48 zu instruieren zwischen Verstärkerstufen A1–A4 zu schalten, während Übergängen zwischen Walshsymbolen. Da in einem beispielhaften Ausführungsbeispiel die Periode eines jeden Walshsymbols sehr kurz ist (z.B. 3,25 ms), und zwar relativ zu der Veränderungsgeschwindigkeit der HF-Ausgabeleistung, wird typischerweise eine große Anzahl von Gelegenheiten zur Verfügung stehen zum Schalten zwischen Verstärkerstufen in der Nähe des Zeitpunktes, zu dem der HF-Ausgabesignalpegel in einen unterschiedlichen Ausgabebereich.
Nun bezugnehmend auf die 4, wird ein Blockdiagramm für ein alternatives Ausführungsbeispiel des Parallelstufenverstärkers 90 vorgesehen. Ein Eingabesignal, wiederum typischerweise ein digital moduliertes HF-Kommunikationssignal, wird an einem ersten Quadraturphasenteiler 94 (quadratur-phase divider) empfangen. Der erste Quadraturphasenteiler 94 teilt das Eingabesignal in ein Paar von Eingabesignalkomponenten gleicher Betrags- und Quadraturphase auf. Die Quadraturphasesignalkomponenten aus dem ersten Teiler 94, werden an zweite und dritte Quadraturphasenteiler 98 und 102 vorgesehen. Der zweite Teiler 98 liefert Quadraturphasenausgaben an Verstärkungseinstellelemente G1 und G2 und der dritte Teiler 102 liefert Quadraturphasenausgaben an die Verstärkungs-Einstellelemente G3 und G4. Die Verstärkungseinstellelemente G1–G4 sind jeweils seriell mit einem entsprechenden der Verstärker F1–F4 mit festgelegter Verstärkung verbunden, wobei jede serielle Verbindung eines Verstärkungseinstellelements und eines Verstärkers mit festgelegter Verstärkung eine Verstärkerstufe mit einstellbarer Verstärkung bildet.
Die Ausgaben der Verstärkerstufen mit einstellbarer Verstärkung werden mittels einer Anordnung von ersten, zweiten und dritten Quadraturphasenkombinierern 106, 110 und 114 kombiniert. Das resultierende, verstärkte Ausgabesignal wird an eine Sendeantenne (nicht dargestellt) sowie an eine Verstärkungssteuerlogik 118 weitergeleitet. Die Verstärkungssteuerungslogik 118 operiert, um die Gesamtverstärkerverstärkung durch Auswahl verschiedener Kombinationen der Verstärkerstufen mit einstellbarer Verstärkung und durch ein Setzen der Verstärkung einer jeden Stufe mit einstellbarer Verstärkung festzulegen. In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel der 4 wird jeder der Verstärker mit festgelegter Verstärkung F1–F4 mit einer Vorspannung versehen, um eine identische nominale Verstärkung von N dB vorzusehen und jedes Verstärkungseinstellelement G1–G4 kann auf eine Verstärkung/Dämpfung von –3 dB oder auf 0 dB gesetzt werde. Dies erlaubt es einen gewünschten Pegel der HF Ausgangs- bzw. Ausgabeleistung durch Setzen der Verstärkung von ausgewählten Verstärkerstufen mit einstellbarer Verstärkung, wie es unten in der Tabelle 1 angedeutet ist, zu erzeugen.
Bezugnehmend auf die erste Zeile der Einträge innerhalb der Tabelle 1 wird, wenn jeder der Verstärker F1–F4 betrieben wird und jedes der Verstärkungseinstellelemente G1–G4 auf –3 dB gesetzt ist, eine HF-Ausgangsleistung von N dB produziert. Wenn der Pegel des Eingabesignals absinkt, so dass sich die HF Ausgabeleistung (N–3) dB annähert, dann werden die Verstärker mit festgelegter Verstärkung F3 und F4 abgeschaltet und die Verstärkungseinstellelemente G1 und G2 werden auf 0 dB gesetzt. Wie in der Tabelle 1 angedeutet ist, wenn die Verstärker mit festgelegter Verstärkung F3 und F4 ausgeschaltet werden, werden die Einstellungen der Verstärkungseinstellelemente G3 und G4 irrelevant. Wenn es nun nachfolgend erwünscht wird, den HF Ausgabeleistungspegel auf (N–6) dB zu reduzieren wird der Verstärker mit festgelegter Verstärkung F2 abgeschaltet und die Verstärkungseinstellelemente G1 werden auf eine Einstellung von 0 dB zurückgeführt. Wiederum erlaubt es die Timinginformation von dem Steuerprozessor es der Verstärkungssteuerlogik 118 die Verstärker mit festgelegter Verstärkung F1–F4 nur während Übergängen zwischen den Digitalworten oder Symbolen, die inhärent in dem Eingabesignal sind, AN/AUS zu schalten, und die Verstärkungssteuerlogik 118 kann Hysterese vorsehen, um ein übermäßiges Schalten der Verstärkungseinstellelemente G1–G4 und der Verstärker mit festgelegter Verstärkung (F1–F4) zu vermeiden, wenn die Ausgabeleistung in der Nähe einer Schaltgrenze variiert.
Die Ausgabeimpedanz der Verstärkerstufen ist unwichtig, wenn diese AUS-geschaltet sind, und zwar aufgrund der ersten, zweiten und dritten Quadratur-Phasenkombinierer 106, 110, 114. Die Gleichstrom- bzw. DC-Effizienz wird beibehalten, indem nur solche Verstärkerstufen F1–F4 angeschaltet werden, die benötigt werden, um die gewünschte HF-Ausgabeleistung zu erzeugen.
Es sollte angemerkt werden, dass obwohl 4 ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel darstellt, andere Ausführungsbeispiele, die Phasenverschiebung und Kombinierung verwenden, ebenfalls möglich sind. Zum Beispiel könnten die Verstärkungseinstellelemente G1–G4 durch nur zwei Verstärkungseinstellelemente ausgetauscht werden, die jeweils direkt vor den Quadraturphasenteilern 98 bzw. 102 positioniert sind. Alternativ, könnte ein einzelnes Verstärkungseinstellelement direkt vor dem Quadraturphasenteiler 94 positioniert werden. Im Extremfall könnten die Verstärkungseinstellelemente G1–G4 völlig eliminiert werden, wobei die resultierende Veränderung in der Gesamtverstärkung des Verstärkers 90 durch eine andere Schaltung bzw. Schaltkreise in dem System kompensiert wird. Weiterhin könnten Quadraturphasenteiler 94, 98 und 102 sowie die Quadraturphasenkombinierer 106, 110 und 114 durch einen beliebigen Typ von Phasenverschiebern (phase shifter) ausgetauscht werden. Es sollte weiterhin angemerkt werden, das die Anzahl der Quadraturphasenteiler und kombinierer nur von der Anzahl von parallelen Verstärkungsstufen bedingt ist.
Nun bezugnehmend auf 5A wird noch ein weiteres Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung dargestellt, in der die Auswahl zwischen Verstärkerstufen durch AN/AUS-Schalten des bzw. der Transistorverstärker, die jede Stufe aufweist, erreicht wird. In dem Ausführungsbeispiel der 5A wird von jeder Verstärkerstufe A1–A4 angenommen, dass sie aus einer oder mehrerer Feldeffekttransistor-(FET)-Vorrichtungen besteht. Es ist jedoch zu verstehen, dass jede dieser Verstärkerstufen eine BJT oder eine andere aktive Vorrichtung sein kann. Eine bestimmte Stufe wird durch Aktivieren der FET-Vorrichtungen, die die Stufe bilden, ausgewählt, und wird abgewählt durch AUS-Schalten der bestimmten FET-Vorrichtungen und Sicherstellen, dass die Ausgabeimpedanz der abgeschalteten FETs hoch ist, um eine nachteilige Last durch die abgeschalteten bzw. heruntergefahrenen FETs zu minimieren. Auf diese Weise wird eine additive Kombination einer gewünschten Anzahl von Stufen durch selektives AN/AUS-schalten der FET-Vorrichtungen für jede Stufe A1–A4 erreicht. Im Gegensatz zu dem Ausführungsbeispiel der 2 sind beide, die Eingabeschaltfunktion und die Ausgabeschaltfunktion, inhärent zu den FET-Vorrichtungen selbst. Somit kontrolliert die Schaltlogik 56 die Verstärkerstufen A1–A4 direkt.
Das Ausgabenetzwerk 48 beinhaltet Abgleichelemente 66–69 verbunden jeweils zwischen den Verstärkerstufen A1–A4 und dem Ausgabeknoten 52. Die Abgleichelemente 66–69 dienen dazu, einen optimalen Leistungsabgleich zwischen den Ausgängen bzw. Ausgaben der Verstärkerstufen A1–A4 und der Antenne (nicht dargestellt) gekoppelt an den Ausgabeknoten 52 vorzusehen. Jede Kombination einer Verstärkerstufe A1–A4 und eines zugeordneten Abgleichelements 66–69 liefert eine fast äquivalente Signalverstärkung und jede solche Kombination wird durch Schaltlogik 56 nach Bedarf AN/AUS geschaltet, um einen gewünschten Pegel der Ausgabeleistung zu erreichen. Demgemäß ist zu einem gegebenen Zeitpunkt nur diejenige Anzahl von Verstärkerstufen A1–A4, die nötig ist, um den gewünschten Pegel für die Ausgabeleistung zu erzeugen, AN-geschaltet, wodurch Gleichstromleistung gespart wird und eine fast konstante Effizienz beibehalten wird. Weiterhin durch Einsatz der individuellen Stufen A1–A4, um die Ausgabeschaltfunktion zu erreichen, und eines Ausgabenetzwerks 48, das die Abgleichelemente 66–69 aufweist, kann man Leistungsverlust und Signalverzerrung durch einen Schalter bzw. Switch vermeiden.
5B zeigt noch ein weiteres Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, indem eine oder mehrere Verstärkerverstärkungszellen (amplifier gain cells) oder -transistoren zwischen der Ausgabe einer jeden Verstärkerstufe A1–A4 und zwischen Knoten 72 angeordnet sind. 5B ist ähnlich zu der 5A. Anstelle individueller Abgleichungsnetzwerke 66–69 für jede Verstärkervorrichtung wird jedoch eine Schlussverstärkervorrichtung 58, die mehrere Verstärkungszellen 74–84 innerhalb der Schlussverstärkervorrichtung 85 aufweist, mit einem einzelnen Abgleichnetzwerk 86 gekoppelt. In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel der 5B wird ein einzelner Verstärkungs zelltransistor 74 zwischen Stufe A1 und dem Zwischenknoten 72 verbunden. Ähnlich wird ein einzelner Verstärkungszelltransistor 76 zwischen Stufe A2 und dem Zwischenknoten 72 verbunden. Ein Paar von Verstärkungszelltransistoren 78, 80 wird zwischen Stufe A3 und dem Zwischenknoten 72 verbunden und ein weiteres Paar von Verstärkungszelltransistoren 82, 84 sind zwischen Stufe A4 und dem Zwischenknoten 72 verbunden. Im Gegensatz zu dem Ausgabenetzwerk, gezeigt in der 5A, verwendet die Implementierung der 5B eine einzelne Schlussverstärkungsvorrichtung 85, in der jede der einzelnen Verstärkungszellen 74–84 innerhalb der Schlussverstärkungsvorrichtung 85 eine separate Eingabe bzw. Eingang haben kann. Dies erlaubt eine Reduktion in der physikalischen Größe sowie der Kosten und erlaubt eine Herstellung der Schlussverstärkungsvorrichtung 85 auf einem einzelnen Rohchip. Wie in dem Ausführungsbeispiel der 5A wird kein Ausgabe-Switch benötigt, da wenn die Verstärkungszellen 74–84 entweder BJTs oder FETs sind, das Versehen dieser mit einer Vorspannung, um sie in den Auszustand zu setzen, dazu führt, dass ihre jeweiligen Ausgänge in einen Hochimpedanzzustand mit einer minimalen Reallast gesetzt sind.
Jede Verstärkungszelle 74–84 wird AN/AUS-geschaltet, und zwar über einen Bias- bzw. Einstellstrom, der von einer vorhergehenden Verstärkerstufe A1–A4 vorgesehen wird. Durch AN/AUS-schalten eines bestimmten Satzes der Verstärkungszelltransistoren wird ein gewünschter Ausgabeleistungspegel geschaffen. Es ist anzumerken, dass in diesem beispielhaften Ausführungsbeispiel, wenn Stufe A3 oder A4 aktiviert ist, ein ausreichender Einstellstrom produziert wird, um beide Verstärkungszelltransistoren (78, 80) bzw. (82, 84) AN-zuschalten. Es sollte weiterhin angemerkt werden, dass obwohl die Verstärkerstufen A3 und A4 jeweils zwei separate Zelltransistoren (78, 80) bzw. (82, 84) betreiben, alternative Ausführungsbeispiele mehrere oder weniger Verstärkungszelltransistoren in jeder Stufe verwenden können.
Es wird nun eine beispielhafte Implementierung des Verstärkers der 5B bedacht, in der jeder Verstärkungszelltransistor 74–84 konstruiert ist, um ungefähr 1 Watt Leistung vorzusehen, wenn er durch dessen vorhergehende Verstärkerstufe A1–A4 AN-vorgespannt ist. Tabelle II listet die verschiedenen Pegel der Ausgabeleistung, die durch die beispielhafte Implementierung erzeugt wird, auf, und zwar wenn verschiedene Kombinationen der Verstärkungszelltransistoren durch ihre jeweiligen Verstärkerstufen A1–A4 ANvorgespannt sind. Wenn man Tabelle II untersucht, kann man erkennen, dass durch AN-schalten entweder der Verstärkerstufe A1 oder A2 die gesamt HF-Ausgabeleistung um ein Watt erhöht werden kann, während das Anschalten entweder der Verstärkerstufe A3 oder A4 die Gesamt-HF-Ausgabeleistung um zwei Watt erhöht. Somit kann gemäß dem Verfahren der Tabelle II das spezifische Ausführungsbeispiel der 5B dazu verwendet werden, verschiedene HF-Ausgabeleistungspegel von 1–6 Watt zu generieren, und zwar mittels vier Verstärkerstufen A1–A4 und bei Beibehaltung der Gleichstromeffizienz durch Vorspannen nur derjenigen Stufen in den AN-Zustand, die nötig sind, um die gewünschte Ausgabeleistung zu generieren. Es ist weiterhin anzumerken, dass Tabelle II lediglich eine beispielhafte Implementierung darstellt, und dass die Verstärkungszelltransistoren 74–84 jeweils konstruiert sein können, um mehr oder weniger als ein Watt vorzusehen. Würde man jedoch jede Verstärkungszelle 74–84 so wählen, dass sie dieselbe Größe besitzt, würde dies die Herstellung der Schlussverstärkungsvorrichtung 85 vereinfachen.
In der spezifischen Implementierung der 5B, dargestellt durch die erste Zeile der Tabelle II, kann, wenn nur eine Verstärkerstufe und deren zugeordneter Verstärkungszelltransistor, z.B. A1 und Transistor 74 AN-vorgespannt ist, während alle anderen A2–A4 AUS-vorgespannt sind, die Blindlast (reactive loading) der Transistoren im AUS-Zustand (76, 78, 80, 82, 84) nicht eine optimale Verstärkungsabgleichung vorsehen, wenn nur eine einzelne Ausgabeabgleichschaltung 86 verwendet wird. Eine verbesserte Gleichstromeffizienz bei dem niedrigen Ausgabepegel, z.B. ein Watt, wie in der Tabelle II angezeigt, wird jedoch erreicht. Weiterhin kann eine jede Verstärkungsunausgeglichenheit in den ausgewählten, individuellen Verstärkerstufen, in diesem Fall A1, oder in dem zugeordneten System, in dem die Erfindung verwendet wird, berücksichtigt werden.
Tabelle II
Noch ein weiteres Ausführungsbeispiel ähnlich zu dem der 5B ist in der 11 gezeigt. Das Ausführungsbeispiel der 11 unterscheidet sich von dem der 5B dadurch, dass das Eingabesignal nicht durch vier einzelgeschaltete Treiberverstärker tritt, sondern direkt an vier unterschiedliche Schlussstufentransistorvorrichtungen 1102, 1104, 1106 und 1108 geliefert wird. Es sei anzumerken, dass beliebige einzelne oder alle der Vorrichtungen 102-108 entweder Einzel- oder Mehrfach-Basisvorrichtungen (single or multiple gate-devices) sein können, und dass die Konfiguration, die gezeigt ist, nur als Beispiel dient. Außerdem, obwohl die Vorrichtung 1102–1108 in der 11 als FET-Vorrichtungen, die sich eine gemeinsame Basis und einen gemeinsamen Drain, wie zuvor in Zusammenhang mit den vorhergehenden Figuren erwähnt wurde, teilen, können sie ebenfalls BJT-Vorrichtungen sein, die sich einen gemeinsamen Emitter und eine gemeinsame Basis teilen, oder können eine Kombination von verschiedenen Vorrichtungstypen, die es erlauben auf einem einzelnen Chip hergestellt zu werden, sein. Zusätzlich kann jede der Vorrichtungen 1102–1108 verschiedene Verstärkungswerte bzw. Verstärkungsfaktorwerte besitzen.
Die jeweiligen Gates bzw. Basen der Vorrichtungen 1102–1108 sind bei Gleichstrom durch die Blockkondensatoren 1112, 1114, 1116, 1118 isoliert, sind jedoch bei der HF-Frequenz des Eingabesignals gekoppelt bzw. zusam mengebunden. Die Schaltlogik 1120 liefert selektiv einen Gieichstrom-Vorspannungsstrom nur an die Vorrichtungen 1102–1108, die für die Verstärkung des Eingabesignals benötigt werden. Somit wird durch Vorspannung nur derer Vorrichtungen, die für die vorliegende Verstärkung des Eingabesignals benötigt werden, die Gleichstromeffizienz erheblich verbessert. Im Ergebnis, kann ein Schlussstufenverstärkungsschema ähnlich zu dem der Tabelle II implementiert werden. Ein Eingabeabgleichnetzwerk (nicht dargestellt), das für eine bestmögliche Performance mit allen aktiven Vorrichtungen 1102–1108 optimiert ist, kann ebenfalls enthalten sein.
III. Dual-Transistorverstärkerstufe
9 ist eine schematische Darstellung eines Dualtransistorverstärkers 400, der geeignet ist für die Verwendung als eine einzelne Stufe (z.B. als eine der Stufen A1–A4) innerhalb des Parallelstufenverstärkers. Die Verstärkerstufe 400 beinhaltet einen Eingabetreiber FET (input driver FET) (Q1) und einen Ausgabe-FET (Q2). Obwohl in der 9 ein Paar von Dualgatefeldeffekttransistoren (Q1, Q2) die Verstärkerstufe 400 bilden, ist zu verstehen, dass in alternativen Ausführungsbeispielen Einzelgatefeldeffekttransistoren (FET) oder bipolare Sperrschichttransistoren (bipolar junction transistors (BJT)) oder Transistoren, die mittels anderer Vorrichtungstechnologien gebildet werden, verwendet werden können.
Die kleine Signaleingabe an den Verstärker 400 wird an das Gate des FET Q1 durch ein Eingabeabgleichnetzwerk 404 angelegt, das konstruiert ist, um den Leistungstransfer in den FET Q1 zu optimieren. Ähnlich dient ein Zwischenvorrichtungsabgleichnetzwerk 408 dazu den Leistungstransfer von dem Ausgang des FET Q1 zu dem Eingang des FET Q2 zu maximieren. Auf ähnliche Weise wird ein Ausgabeabgleichnetzwerk 412 vorgesehen, um einen optimalen Leistungsabgleich zwischen der Ausgabeimpedanz des FET Q2 und der Last (nicht dargestellt) angetrieben durch den Verstärker 400 abzugleichen.
Die hohen Vorspannungsströme (quiescent bias currents) durch die FETs Q1 und Q2 werden durch Einstellen der Gleichstrom-Gate-Potentiale V_g1 bzw. V_g2 gesteuert. Typischerweise werden die Gleichstrom-Gate-Potentiale V_g1 und V_g2 so gesetzt, dass der Verstärker 400 eine konstante Verstärkung bzw. Verstärkungsfaktor über tiefe und hohe Ausgabeleistungspegel aufzeigt. In dem Ausführungsbeispiel der 9 werden die Abmessungen des Eingabe FET Q1 kleiner ausgewählt als die entsprechenden Abmessungen des Ausgabe FET Q2, und zwar gemäß einem beispielhaften Verhältnis von ungefähr 8:1. Es ist jedoch zu verstehen, dass andere Verhältnisse für andere Implementierungen besser geeignet sein können. Diese Konstruktion führt zu einer verbesserten Effizienz, dadurch dass es ermöglicht wird den Gleichspannungsstrom, der an Ausgabe FET Q2 geliefert wird, erheblich zu reduzieren, wenn nur niedrige Pegel einer Ausgabeleistung von dem Verstärker 400 benötigt werden. Wenn nur ein niedriger Pegel der Ausgabeleistung benötigt wird, wird der Vorspannungsstrom durch FET Q2 relativ zu dem Vorspannungsstrom, der für einen mittleren Pegel der Ausgabeleistung benötigt wird, reduziert und der Vorspannungsstrom durch FET Q1 wird etwas erhöht. Da der kleinere Eingabe-FET Q1 in der Lage ist effizienter als der größere Ausgabe-FET Q2 für niedrige Ausgabeleistungspegel zu operieren, wird die Effizienz des Verstärkers 400 erhöht durch ein wesentliches Reduzieren des Vorspannungsstromes (bias current) durch FET Q2 während des Niedrigleistungsbetriebes. Veränderungen in dem Vorspannungsstrom können durch Steuern der Gleichstrom-Gatepotentiale V_g1 und V_g2 auf analoge Art und Weise oder durch Einstellen in diskreten Schritten erreicht werden.
IV. Effizienter Leistungsverstärker innerhalb einer tragbaren CDMA-Einheit
Bezugnehmend auf 6 wird dort eine Blockdiagrammdarstellung eines Spektrumspreizsenders einer tragbaren Einheit dargestellt, in dem ein effizienter Parallelstufenverstärker enthalten sein kann. In einem Beispiel-CDMA-System wird eine orthogonale Signalisierung verwendet, um ein geeignetes Signal-zu-Rausch-Verhältnis auf der Verbindung zwischen tragbarer Einheit und Basisstation, d.h. auf der „rückwärtigen Verbindung" vorzusehen.
In dem Sender der 6 werden Datenbits 200, die z.B. aus Sprache, die mittels eines Vocoders in Daten konvertiert wird, an einen Kodierer 202 geliefert, wo die Bits faltungskodiert werden. Wenn die Datenbitrate kleiner als die Bitverarbeitungsrate des Kodierers 202 ist, kann Codesymbolwiederholung verwendet werden, so dass Kodierer 202 die Eingabedatenbits 200 wiederholt, um einen sich wiederholenden Datenstrom mit einer Bitrate zu generieren, der mit der operativen Rate des Kodierers 202 übereinstimmt. In einem beispielhaften Ausführungsbeispiel empfängt der Kodierer 202 Datenbits 200 mit einer nominalen Bitrate (R_b) von 11,6 kbits/Sekunde und produziert R_b/r=34,8 Symbole/Sekunde, wobei „r" die Coderate (z.B. 1/3) des Kodierers 202 bezeichnet. Die kodierten Daten werden dann an dem Blockinterleaver bzw. Verschachteler 204 vorgesehen, wo sie block-verschachtelt werden.
Innerhalb des 64-wertigen orthogonalen Modulators 206 werden die Symbole in Zeichen gruppiert, die log₂64=6 Symbole enthalten, und zwar mit einer Rate von (1/r)(R_b/1og₂64)=5800 Zeichen/Sekunde, wobei es 64 mögliche Zeichen gibt. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird jedes Zeichen in eine Walshsequenz der Länge 64 kodiert. Dies bedeutet, dass jede Walshsequenz 62 binäre Bits oder „Chips" beinhaltet, wobei es einen Satz von 64 Walshcodes der Menge 64 gibt. Die 64 orthogonalen Codes entsprechen den Walshcodes aus einer 64 mal 64 Hadamard Matrix, wobei ein Walshcode eine einzelne Zeile oder Spalte der Matrix ist.
Die Walshsequenz, die durch den Modulator 206 produziert wird, wird wie angedeutet an einen Exklusiv-ODER-Kombinierer 208 geliefert, wo sie dann „abgedeckt" oder multipliziert wird bei einem Kombinierer, und zwar mit einem PN-Code, der spezifisch für eine bestimmte tragbare Einheit ist. Solch ein „Lang-PN-Code" wird mit einer Rate Rc durch einen PN-Langcodegenerator 280 gemäß einer Benutzer-PN-Langcodemaske generiert. In einem beispielhaften Ausführungsbeispiel operiert der Langcodegenerator 210 mit einer Beispielchiprate R_c, von 1,2288 Mhz, um so vier PN-Chips pro Walshchip zu erzeugen. Einen effizienten Parallelstufenverstärker innerhalb des Senders der tragbaren Einheit ist es nur erlaubt den Zustand zwischen diesen PN-Chips an der Grenze eines jeden Walshcodesymbols (d.h. nach dem letzten und vor dem ersten PN-Chip von aufeinander folgenden Codesymbolen) zu verändern.
Bezugnehmend auf 7 wird nun eine beispielhafte Implementierung des HF-Senders 250 gezeigt. In Codemultiplexvielfachzugriffs-(GDMA)-Spektrumspreizanwendungen wird ein Paar von Kurz-PN-Sequenzen, PN_I und PN_Q, durch einen PN_I-Generator 252 bzw. durch einen PN_Q-Generator an die Exklusiv-ODER-Kombinierer 256 bzw. 258 geliefert. Die PN_I und PN_Q Sequenzen beziehen sich jeweils auf In-Phase-(I)- und Quadraturphase-(Q)-Kommunikationskanäle und besitzen im Allgemeinen eine Länge (32768) Chips, die viel kürzer als die Länge eines jeden Benutzer Lang-PN-Codes sind. Die resultierende I-Kanalcode-Spreizsequenz 160 und Q-Kanalcodespreizsequenz 162 werden dann durch die Basisbandfilter 264 bzw. 266 gegeben.
Die Digital-zu-Analog-(D/A)-Wandler 270 und 272 werden vorgesehen, um die digitale I-Kanal- bzw. Q-Kanalinformation in analoge Form umzuwandeln. Die analogen Wellenformen, die durch DIA Wandler 270 und 272 erzeugt werden, werden zusammen mit Trägerfrequenzsignalen eines Lokaloszillators (LO) cos(2πft) bzw. sin(2πft) an Mischer 288 und 290 gegeben, wo sie gemischt und an den Summierer 292 geliefert werden. Die Quadraturphasenträgersignale sin(2πft) und cos(2πft) werden von geeigneten Frequenzquellen (nicht dargestellt) vorgesehen. Diese gemischten ZF-Signale (IF signals) werden in dem Summierer 292 summiert und an den Mischer 294 gegeben.
Der Mischer 294 mischt die summierten Signale mit einem HF-Frequenzsignal von einem Frequenzsynthetisierer 296 um so eine Frequenzaufwärtsumsetzung auf das HF-Frequenzband vorzusehen. Die HF kann dann bandpassgefiltert 298 werden und an einen effizienten Parallelstufen-HF-Verstärker 299 gemäß Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung vorgesehen werden. Wiederum stellt der Kontroller der tragbaren Einheit sicher, dass eine korrekte Phase erhalten bleibt, und zwar dadurch dass es erlaubt wird, die ausgewählte Kombination von Verstärkerstufen innerhalb des Verstärkers 299 nur zwischen den PN Chips, die die Übergänge zwischen jedem Walshcodesymbol definieren, verändert wird.
V. Doppelstufenparallelverstärker in einer tragbaren CDMA-Einheit
8 ist ein Blockdiagramm eines Parallelstufenverstärkers 310, der konstruiert ist für eine Signalverstärkung über einen weiten dynamischen Bereich in einer tragbaren CDMA Einheit, wie der, die unter Bezugnahme auf 6 und 7 oben beschrieben und dargestellt wurde. Der Verstärker 310 beinhaltet parallele Verstärkungsstufen, dargestellt durch Niedrigleistungsverstärker (low-power amplifier (LPA)) 313 und Hochleistungsverstärker (high power amplifier (HPA)) 316, eine Ausgabeschaltmatrix, dargestellt durch einen ersten und zweiten Schalter bzw. Switch (318, 322), erste und zweite Dummy-Lasten (320, 324) und Schaltlogik 334. Kurz gesagt erbringt der Verstärker 310 eine verbesserte Gleichstromeffizienz durch eine exklusive bzw. ausschließliche Verwendung von LPA 310, der einen niedrigen Gleichstrompegel zieht, wenn nur niedrige Pegel einer Ausgabeleistung benötigt werden und durch ausschließliches Verwenden des HPA 316 wenn hohe Pegel von Ausgabeleistung benötigt werden. Diese Effizienz wird durch den Betrieb der Schaltlogik 334 erreicht, die alternativ die jeweiligen Ausgaben von LPA 313 und HPA 316 zwischen ersten und zweiten Dummy-Lasten bzw. Loads (320, 324) und einer Antenne (nicht gezeigt) lenkt. Während des Niedrigleistungsbetriebes weist die Schaltlogik 334 den ersten Schalter 318 an, die Ausgabe des HPA 316 an die erste Dummy-Last 320 vorzusehen und weist den zweiten Schalter 322 an, die Ausgabe des LPA 313 an einer Antenne (nicht dargestellt) vorzusehen. Wenn mehr Sendeleistung benötigt wird, beginnt der HPA 316 dieselbe Leistung wie die, die durch LPA 313 gesendet wird, zu erzeugen, wobei die Ausgabe des HPA 316 in die erste Dummy-Last 318 ausgegeben (dumped) wird. An einer geeigneten Schaltgrenze, weist die Schalt logik 334 den ersten Schalter 318 an, die Ausgabe des HPA 316 an die Antenne (nicht dargestellt) vorzusehen und weist den zweiten Schalter 322 an, die Ausgabe des LPA 313 an die zweite Dummy-Last 324 vorzusehen.
In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel funktioniert der LPA 313 als ein Verstärker der Klasse A während des Betriebs im Niedrigleistungsmodus. Das heißt, der LPA 313 liefert eine Leistungsverstärkung, die unabhängig von dem Pegel des HF-Eingabesignals, das vorgesehen wird, ist, und zwar während der LPA 313 sich nicht in Kompression (compression) befindet. Weiterhin konsumiert, als ein Verstärker der Klasse A, LPA 313 fast eine konstante Gleichstromleistung unabhängig von dessen NF-Ausgabeleistungspegel, und zwar solange wie sich LPA 313 nicht in Kompression befindet. Während des Betriebes in einem Niedrigleistungsmodus wird der Pegel der Ausgabeleistung, die an die Antenne vorgesehen wird, im Wesentlichen durch Einstellen des Pegels der HF-Eingabeleistung, die an den LPA 313 vorgesehen wird, gesteuert. Da der LPA 313 eine gleichförmige Verstärkung bzw. Verstärkungsfaktor während des Betriebes in dem Niedrigleistungsmodus vorsieht, wobei die Eingabeleistung mit einer Minimalverzerrung linear erfasst bzw. getrackt wird, wird der NF-Ausgabeleitungspegel, erzeugt durch LPA 313, wirksam durch AGC-Verstärker (nicht gezeigt) der dem LNA 312 vorhergeht, gesteuert.
Die Ausgabeleistung, die an dem Ausgang HPA 316 erscheint, wird mit der Ausgabeleistung erzeugt, durch den LPA 313 abgeglichen, und zwar während einer Übergangsperiode unmittelbar vor einem Schalten zwischen dem Niedrig-leistungs- und Hochleistungsbetriebmodi. Insbesondere während der Übergangsperiode wird die Leistung, erzeugt durch HPA 316, durch eine Verstärkungssteuerschleife 326 überwacht. Die Verstärkungssteuerungsschleife 326 setzt die Verstärkung bzw. den Verstärkungsfaktor des HPA 316 während der Übergangsperiode gleich zu der Verstärkung des Verstärkers 313, wodurch die Leistungspegel an den Ausgängen des LNA 313 und des HPA 316 ausgeglichen werden. Auf diese Art und Weise wird ein „nahtloser" Übergang vom Niedrigleistungsmodus zum Hochleistungsmodus und umgekehrt bewirkt. In einer beispielhaften CDMA-Implementierung erlaubt es die Schalterlogik 334 nur die Schalter 318 und 322 an Walshcodesymbolgrenzen umzuschalten.
Während des Hochleitungsmoduses operiert der HPA 316 im Wesentlichen als ein Verstärker der Klasse AB oder der Klasse B. Dies bedeutet, dass die Leistungsverstärkung und der Gleichstromleistungsverbrauch des Verstärkers 316 eine Funktion des HF-Eingabeleistungspegels sind. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel weist HPA 316 zumindest einen FET auf. Da die Gate-Spannung eines FET-Verstärkers den Betrag des durch den FET gezogenen Stromes und den FET-Verstärkungsfaktor bzw. -Verstärkung beeinflusst, kann eine höhere Gleichstromeffizienz dadurch erhalten werden, dass der minimale FET-Strom, der benötigt wird für einen bestimmten Betriebspegel mit dem gewünschten HF-Ausgabeleistungspegel abgeglichen wird. Da die Verstärkung des HPA 316 nicht-linear über den gewünschten Betriebsbereich ist, kann der Pegel des HF-Signals, erzeugt durch den Verstärker 310, nicht ausschließlich durch Einstellen bzw. Anpassen des Signalpegels, der durch den HPA 316 vorgesehen wird, gesteuert werden. Stattdessen wird die Verstärkungssteuerungsschleife (gain control loop) 326 betrieben, um die Verstärkung des HPA 316 einzustellen, um einen gewünschten Pegel der HF-Leistung an die Antenne zu liefern.
Wie in der 8 angezeigt ist, beinhaltet die Verstärkungssteuerungsschleife 326 einen Detektor/Puffer 340 verbunden mit der Ausgabe bzw. Ausgangsgröße des HPA 316. Der Detektor/Puffer 340 betreibt einen Schleifenintegrierer bestehend aus einem Operationsverstärker 344 und einem Kondensator 346. Da der HPA 316 typischerweise einen oder mehrere FET-Verstärker beinhaltet, kann ein Stromverstärker (current amplifier) 348 innerhalb der Steuerschleife 326 enthalten sein, um den benötigten FET-Verstärkervorspannungsstrom vorzusehen. Die Leistungssteuerschleife 326 setzt die NF-Ausgabeleistung des HPA 316, und zwar wie sie durch den Detektor/Puffer 340 gemessen wird, durch Steuern der Gate- und Drainspannungen des HPA 316. Auf diese Art und Weise kann die Nichtlinearität des HPA 316 überwunden werden, da die Eingabeleistung in den HPA 316, wie sie durch die AGC-Verstärker (nicht dargestellt) gesetzt ist, sich weiterhin erhöhen, wenn sich die Ausgabeanforderungen erhöhen, wobei jedoch die HPA 316 Ausgabeleistung weiterhin durch die Verstärkungssteuerschleife 326 gesetzt wird.
In einer Beispielimplementierung des Verstärkers 310, die geeignet ist, in einem CDMA-Sender integriert zu werden, kann die Verstärkungssteuerungsschleife 326 ebenfalls einen Schalter 352 enthalten, der während der Dauer eines „blank"- bzw. „Leer"-Rahmens, währenddessen eine Signalleistung nicht an die Antenne durch den Verstärker 310 vorgesehen wird, geöffnet wird. Solche Leer-Rahmen sind zwischen aktiven Rahmen mit tatsächlichen Daten zwischengelagert, wenn die gesamte Datenübertragungsrate weniger als die Vollrate ist. Der Schalter 352 öffnet die Integrationsschleife genau vor dem Beginn eines jeden Leer-Rahmens und schließt die Schleife genau vor Beginn des nachfolgenden Aktivrahmens.
VI. Verstärkungs-Offset Parallelstufen
10 beschreibt darstellend die Transfercharakteristik eines Parallelstufenverstärkers, in dem die einzelnen Verstärkerstufen hinsichtlich des Verstärkungsfaktors versetzt (offset) sind. Der Einfachheit halber wird die biasing- bzw. Vorspanntechnik der 10 unter Bezugnahme auf den Parallelstufenverstärker, der in der 2 gezeigt ist, beschrieben. In dem Vorspannungsansatz, der beispielhaft durch 10 dargestellt ist, wird jede der Verstärkerstufen A1–A4 so realisiert, dass er einen unterschiedlichen Verstärkungsfaktor bzw. Verstärkung aufweist. Das Schalten zwischen den Stufen tritt auf die zuvor beschriebene Art und Weise auf. Jedoch resultiert der Verstärkungsversatz zwischen Stufen in einer diskontinuierlichen Variation der Leistung des verstärkten HF-Ausgabesignals. Wie zuvor beschrieben überwacht die Schaltlogik 56 (2) den Pegel des verstärkten HF-Signals am Ausgabeknoten 52. Die Schaltlogik 52 instruiert dann die Eingabeschaltmatrix und das Ausgabenetzwerk 58 die geeignete Stufe A1–A4, die für den Betrieb bei dem überwachten Ausgabesignalpegel konstruiert ist, auszuwählen.
Bezugnehmend auf 10 werden die Verstärkerstufen A1–A4 jeweils vorgespannt bzw. mit einer Vorspannung versehen, um eine lineare Verstärkung ansprechend auf Eingabesignale innerhalb vordefinierter Bereiche vorzusehen. Insbesondere wird die Verstärkerstufe A1 vorgespannt, um eine lineare Verstärkung über den Ausgabesignalbereich P_OUT,0 bis P_OUT,1 zu erzeugen, und zwar ansprechend auf Eingabesignale zwischen P_IN,0 und P_IN,1. Ähnlich werden die Verstärkerstufen A2, A3 und A4 vorgespannt, um eine lineare Verstärkung über die Ausgabesignalbereiche P_OUT,1 bis P_OUT,2, P_OUT,2 bis P_OUT,3, bzw. P_OUT,3 bis P_OUT,4 vorzusehen. Wenn die Verstärkerstufen als FET- oder BJT-Vorrichtungen implementiert werden, kann ein Bias- bzw. Vorspannungsnetzwerk (nicht dargestellt) verwendet werden, um den Pegel vom Vorspannungsstrom an jede Verstärkerstufe, die für den Betrieb über den spezifizierten Ausgabebereich nötig ist, zu liefern.
Der Verstärkungsversatz zwischen Stufen, der in der 10 angedacht ist, kann nützlich sein, wenn z.B. erwünscht ist den dynamischen Bereich, der für eine automatische Verstärkungssteuerungsschaltung bzw. automatic gain control (AGC) Schaltung, die zusammen mit den Parallelstufenleistungsverstärkern verwendet wird, zu reduzieren. Es kann ebenfalls von Bedeutung sein, dass die reduzierte Verstärkung, die bei Niedrigleistungspegeln aufgezeigt wird in einer niedrigeren Rauschverstärkung bei Niedrigeingabesignalpegeln resultiert, wobei ein Signal-zu-Rausch-Verhältnis oft bei einem Minimum liegt. Demgemäß, kann die Verstärkungs-Offset-Technik der 10 vorteilhafter Weise eingesetzt werden um die Rauschperformance bei Niedrigeingabesignalpegeln zu verbessern, sowohl als auch zur Verbesserung der Gesamtrauschperformance einer vollständigen Verstärkerkette.
Die vorhergehende Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele wird vorgesehen, um es einem Fachmann auf dem Fachgebiet zu ermöglichen die vorliegende Erfindung herzustellen oder zu verwenden. Verschiedene Modifikationen dieser Ausführungsbeispiele werden dem Fachmann leicht ersichtlich werden und die generischen Prinzipien, die hierin definiert wurden, können auf andere Ausführungsbeispiele angewendet werden, ohne dabei erfinderisch tätig zu werden. Somit gilt die vorliegende Erfindung nicht als auf die hierin beschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt, sondern ihr soll der größtmögliche Schutzrahmen, wie er in den angefügten Ansprüchen definiert ist, zukommen.

Claims

Eine Verstärkerschaltung (40, 90, 310) zum Vorsehen eines verstärkten Signals ansprechend auf ein Eingabe- bzw. Eingangssignal, das sukzessive digitale Worte oder Symbole besitzt, und wobei die Verstärkerschaltung (40, 90, 310) folgendes aufweist: eine Timing-Informationseingangsleitung zum Empfangen von Timing-Information repräsentativ für Signalgrenzen zwischen den Digitalworten oder -symbolen des Eingangssignals; eine Vielzahl von Verstärkerstufen zum Verstärken des Eingangssignals, wobei jede der Vielzahl von Verstärkerstufen einen Verstärkerstufeneingang besitzt, der ein das Eingangssignal gekoppelt ist, und einen Verstärkerstufenausgand zum Vorsehen eines verstärkten Signals besitzt, wobei jeder der Verstärkerstufen betriebsmäßig das Eingangssignal nur verstärkt während eine Gleichstrom-Vorspannung (direct current DC bias) an den jeweiligen Verstärkerstufeneingang hiervon angelegt ist; Mittel, die an jeden der Verstärkerstufeneingänge gekoppelt sind, zum Isolieren der DC-Vorspannung von den Verstärkereingangsstufen von anderen der Vielzahl von Verstärkerstufen; eine Steuerschaltung (56, 118, 334, 1120), die an jeden Verstärkerstufeneingang der Vielzahl von Verstärkerstufen und die Timing-Informationseingangsleitung gekoppelt ist zum Auswählen bestimmter Verstärkerstufen, die aktiviert werden sollen, und zum Vorsehen der Gleichstrom-Vorspannung an die Verstärkereingangsstufen eines jeden der ausgewählten Verstärkerstufeneingänge, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (56, 118, 334, 1120) betriebsmäßig die Auswahl bestimmter Verstärkerstufen nur während der erwähnten Grenzen variiert bzw. verändert.
Die Verstärkerschaltung (40, 90, 310) nach Anspruch 1, die weiterhin ein Eingabenetzwerk (44) aufweist, das einen Eingang, der an das Eingangssignal gekoppelt ist, und eine Vielzahl von Ausgängen besitzt, wobei jeder Ausgang an einen der Verstärkerstufeneingänge gekoppelt ist, wobei das Eingabenetzwerk (44) zum Vorsehen des Eingangssignals an jede der Vielzahl von Verstärkerstufen dient; und ein Ausgabenetzwerk (48), das an jeden der Verstärkerstufenausgänge gekoppelt ist, zum Vorsehen des verstärkten Signals von einer ausgewählten der zumindest einen Verstärkerstufe der Vielzahl von Verstärkerstufen an einem Ausgabeknoten des Ausgabenetzwerks.
Die Verstärkerschaltung (40, 90, 310) nach Anspruch 2, wobei die Mittel zum Isolieren eine Vielzahl von Kondensatoren (1112 bis 1116) aufweist, wobei jeder Kondensator (1112 bis 1116) einen Eingang hat, der an das Eingangssignal gekoppelt ist und einen Ausgang besitzt, der an einen jeweiligen der Verstärkerstufeneingänge gekoppelt ist.
Die Verstärkerschaltung (40, 90, 310) nach Anspruch 3, wobei zumindest eine der Vielzahl van Verstärkerstufen eine Feldeffekttransistorvorrichtung ist.
Die Verstärkerschaltung (40, 90, 310) nach Anspruch 3, wobei zumindest eine der Vielzahl von Verstärkerstufen eine Bipolar-Sperrschichttransistorvorrichtung (bipolar junction transistor for device) ist.
Ein Verfahren zum Vorsehen eines verstärkten Signals ansprechend auf ein Eingabe- bzw. Eingangssignal mit sukzessiven digitalen Worten oder Symbolen in einer Verstärkerschaltung, die eine Vielzahl von Verstärkerstufen aufweist, von denen jede betriebsmäßig ein Signal nur dann verstärkt während gleichzeitig ein Gleichstrom-Signal (direct current DC signal) empfangen wird, wobei das Verfahren folgendes aufweist: Empfangen von Timing-Informationen repräsentativ für Signalgrenzen zwischen den digitalen Worten oder Symbolen des Eingangssignals; Anlegen des Eingangssignals an jede der Vielzahl von Verstärkerstufen; Auswählen einer Verstärkerstufe zur Verwendung in der Verstärkung des Signals; Anlegen des Gleichstrom-Vorspannungssignals an die ausgewählte Verstärkerstufe der Vielzahl von Verstärkerstufen und isolieren des Gleichstrom-Vorspannungssignals von allen Verstärkerstufen außer der ausgewählten einen der Vielzahl von Verstärkerstufen, wobei das Anlegen und Isolieren nur während der erwähnten Grenzen stattfindet; Verstärken des Eingangssignals in der ausgewählten Verstärkerstufe der Vielzahl von Verstärkerstufen um das verstärkte Signal zu generieren; und Vorsehen des verstärkten Signals an einem Ausgabeknoten.