DE69823363T2

DE69823363T2 - Hochtemperatur-Supraleiter-Strukturen und Verfahren für Strukturen mit hohem Q-Faktor und verringerter Intermodulation

Info

Publication number: DE69823363T2
Application number: DE69823363T
Authority: DE
Inventors: Quitze Balam CORTES; H. Albert CARDONA; O. Neal FENZI; J. Roger FORSE
Original assignee: Superconductor Technologies Inc
Current assignee: Superconductor Technologies Inc
Priority date: 1997-06-30
Filing date: 1998-06-18
Publication date: 2005-05-04
Anticipated expiration: 2018-06-19
Also published as: EP1008234B1; WO1999000897A1; US20030087765A1; DE69823363D1; US6026311A; JP2002507359A; CA2295773A1; US6895262B2; US6424846B1; ATE265104T1; EP1008234A1

Description

Gebiet der Erfindung
Diese Erfindung betrifft Strukturen und Verfahren, welche aus Hochtemperatur-Supraleitern gebildet sind. Insbesondere betrifft sie Vorrichtungen wie beispielsweise Resonatoren, welche einen hohen Q-Faktor und reduzierte Intermodulations-Verzerrungen haben, zur Verwendung als passive Mikrowellen-Vorrichtungen.
Hintergrund der Erfindung
Elektrische Komponenten gibt es in zahlreichen herkömmlichen Formen, wie beispielsweise Induktoren, Kondensatoren und Widerstände. Ein konzentriertes elektrisches Element ist eines, dessen physikalische Größe im Wesentlichen kleiner als die Wellenlänge des durch das Element hindurchtretenden elektromagnetischen Feldes ist. Ein verteiltes Element ist eines, dessen Größe größer als diejenige eines konzentrierten Elements ist. Beispielsweise würde ein konzentriertes Element in der Form eines Induktors eine physikalische Größe haben, welche eine relativ kleine Splittergruppe der mit dem Schaltkreis verwendeten Wellenlänge ist, typischerweise kleiner als 1/8 der Wellenlänge.
Induktoren, Kondensatoren und Widerstände wurden in nützliche Schaltkreise zusammen gruppiert. Nützliche Schaltkreise, welche derartige Elemente beinhalten, weisen resonante Schaltkreise und Filter auf. Eine spezielle Anwendung war die Bildung von Filtern, welche im Mikrowellen-Bereich nützlich sind, wie beispielsweise oberhalb 500 MHz.
In Anbetracht des Falles von herkömmlichen Mikrowellen-Filtern gab es grundsätzlich drei Typen. Erstens, konzentriertes-Element-Filter nutzten getrennt hergestellte, an Luft gewundene Induktoren und Parallelplatten-Kondensatoren, welche zusammen in einen Filter-Schaltkreis verdrahtet sind. Diese herkömmlichen Komponenten sind relativ klein im Vergleich zu der Wellenlänge und sorgen folglich für ein ziemlich kompaktes Filter. Das Verwenden von getrennten Elementen hat sich jedoch als schwierig beim Herstellen erwiesen und resultierte in großen Schaltkreis-zu-Schaltkreis-Unterschieden. Die zweite herkömmliche Filter-Struktur nutzt mechanisch verteilte Element-Komponenten. Gekoppelte Stäbe oder Stangen werden verwendet, um Übertragungsleitung-Netzwerke zu bilden, welche als ein Filter-Schaltkreis angeordnet sind. Normalerweise ist die Länge der Stäbe oder Stangen 1/4 oder 1/2 der Wellenlänge bei der Mittenfrequenz des Filters. Dementsprechend können die Stäbe oder Stangen ziemlich groß werden, wobei sie oftmals mehrere Zoll lang sind, woraus Filter mit einer Länge von über einem Fuß resultieren. Drittens wurden gedruckte verteilte Element-Filter verwendet. Im Allgemeinen weisen sie eine einzelne Schicht aus Metall-Spuren auf, welche auf ein isolierendes Substrat gedruckt sind, mit einer Bodenfläche auf der Rückseite des Substrats. Die Spuren sind zum Bilden eines Filters als Übertragungsleitung-Netzwerk angeordnet. Die Größe dieser Filter kann wiederum extrem groß werden. Die Strukturen leiden auch unter zahlreichen Antworten bei Vielfachen der Mittenfrequenz.
Zahlreiche dünnschichtige konzentriertes-Element-Strukturen wurden vorgeschlagen. Swanson US-Patent Nr. 4,881,050, erteilt am 14. November 1989, offenbart ein Dünnschicht-Mikrowellen-Filter, welches konzentrierte Elemente verwendet. Insbesondere wird ein Kondensator-π-Netzwerk offenbart, welches spiralförmige Induktoren und Kondensatoren verwendet. Im Allgemeinen wird eine Mehrschicht-Struktur, ein dielektrisches Substrat mit einer Grundebene auf einer Seite des Substrats und mehreren dünnschichtigen Metallschichten und Isolatoren auf der anderen Seite, verwendet. Filter werden gebildet, indem die Metall- und Isolationsschichten zum Bilden eines kapazitiven π-Netzwerks und spiralförmiger Induktoren konfiguriert werden. Swanson US-Patent Nr. 5,175,518 mit dem Titel „Wide Percentage Band With Microwave Filter Network and Method of Manufacturing Same" offenbart eine konzentriertes-Element-Dünnschicht-basierende Struktur. Insbesondere weist ein Aluminiumsubstrat eine Grundebene auf einer Seite und mehrschichtige Platten-ähnliche Strukturen auf der anderen Seite auf. Eine dielektrische Siliziumnitrid-Schicht ist über der ersten Platte auf dem Substrat aufgebracht und eine zweite und eine dritte Kondensatorplatte sind auf dem Dielektrikum über der ersten Platte aufgebracht.
Historisch wurden solche konzentriertes-Element-Schaltkreise unter Verwendung normaler, das heißt, nicht-supraleitender Materialien hergestellt. Diese Materialien haben einen inhärenten Verlust und im Ergebnis haben die Schaltkreise verschiedene Verlustgrade. Bei resonanten Schaltkreisen ist der Verlust besonders kritisch. Das Q einer Vorrichtung ist ein Maß ihres Leistungsverlustes oder Verlustgrades. Aus normalen Metallen hergestellte resonante Schaltkreise haben Q's von im besten Falle in der Größenordnung einiger weniger hundert.
Mit der Entdeckung der Hochtemperatur-Supraleitung im Jahre 1986 wurden Anstrengungen unternommen, elektrische Vorrichtungen aus diesen Materialien herzustellen. Die Mikrowellen-Eigenschaften der Hochtemperatur-Supraleiter haben sich seit ihrer Entdeckung wesentlich verbessert. Epitaktische supraleitende dünne Schichten werden nun routinemäßig hergestellt und sind kommerziell erhältlich. Siehe hierzu z. B. R. B. Hammond et al.: „Epitaxial Tl₂Ca₁Ba₂Cu₂O₈ Thin Films With Low 9.6 GHz Surface Resistance at High Power and Above 77K" in Appl. Phys. Lett., Band 57, Seiten 825–827, 1990. Verschieden Filterstrukturen und Resonatoren wurden hergestellt. Andere diskrete Schaltkreise für Filter im Mikrowellenbereich wurden beschrieben. Siehe hierzu z. B. S. H. Talisa et al.: „Low- and High-Temperature Superconducting Microwave Filters" in IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, Band 39, Nr. 9, September 1991, Seiten 1448–1554.
Das am 22. Januar 1993 veröffentlichte japanische Patent 05 015055 A offenbart einen spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Strombegrenzer, welcher den Leistungsverlust minimieren kann, indem die reaktive Komponente zum Zeitpunkt der Supraleitung reduziert wird.
Der Bedarf an kompakten, zuverlässigen Schmalband-Filtern war nie stärker. Anwendungen in den Gebieten der Telekommunikation sind von besonderer Wichtigkeit. Da mehr Nutzer das Mikrowellen-Band nutzen wollen, wird die Verwendung von Schmalband-Filtern die Anzahl der Nutzer im Spektrum erhöhen. Der Bereich von 800 bis 2.000 MHz ist von besonderem Interesse. In den Vereinigten Staaten wird der 800 bis 900 MHz-Bereich für analoge Zell-Kommunikationen verwendet. Die persönlichen Kommunikationsservices sind für den 1.800 bis 2.000 MHz-Bereich geplant.
Viele passive Mikrowellen-Vorrichtungen, beispielsweise Resonatoren, Filter, Antennen, Verzögerungsleitungen und Induktoren, wurden in planarer Form unter Verwendung von Hochtemperatur-Supraleiter-Dünnschichten hergestellt. Wie beschrieben, sind solche Strukturen oftmals kleiner als herkömmliche Technologien in Bezug auf physikalische Größe. Diese Vorrichtungen sind jedoch unter dem gegebenen Zwang der Herstellung hochqualitativer epitaktischer Schichten auch in ihrer Größe beschränkt. Als ein Ergebnis haben in HTS-Schichten hergestellte Vorrichtungen oftmals eine quasi-konzentriertes-Element-Natur auf, das heißt, die nominale Größe der Vorrichtung ist kleiner als die Betriebswellenlänge. Dies hat oftmals ein Falten von Vorrichtungen zur Folge, was zu signifikanter Kopplung zwischen Leitungen führt.
Trotz des klaren Wunsches verbesserter elektrischer Schaltkreise, einschließlich des bekannten Wunsches nach einer Konversion der Schaltungsanordnung, um supraleitende Elemente zu enthalten, waren die bis heute durchgeführten Anstrengungen in jeglicher Hinsicht weniger als zufrieden stellend. Es wurde nachgewiesen, dass es besonders schwierig ist, Hochtemperatur-supraleitende Materialien zum Bilden von Schaltkreisen ohne erhebliche Erniedrigung des intrinsischen Q der supraleitenden Schicht zu substituieren. Diese Probleme enthalten Schaltkreis-Struktur, Strahlungsverlust und Strahlungswechsel und blieben trotz des klaren Wunsches nach einem verbesserten Schaltkreis bestehen.
Zusammenfassung der Erfindung
Dieses Patent betrifft verschiedene neue Strukturen und Verfahren zum Herstellen von Hochtemperatur-supraleitender Vorrichtungen, insbesondere von Resonatoren. Diese Vorrichtungen haben hohes Q, das heißt, mindestens mehr als 1.000, vorzugsweise mehr als 25.000, und insbesondere mehr als 50.000. Im Allgemeinen reduzieren diese innovativen Strukturen die maximalen Stromdichten relativ zu bekannten Strukturen. Ein wesentliches Ergebnis der reduzierten Stromdichte sind reduzierte Intermodulationseffekte.
Diese Erfindung stellt einen Filter mit einer Mehrzahl von seitlich gekoppelten, spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Resonatoren bereit, wobei jeder spiralförmig hineinführende, spiralförmig herausführende Resonator eine fundamentale Resonanzfrequenz hat und das Filter aufweist: eine Mehrzahl von langen Gängen; eine Mehrzahl von die langen Gänge verbindenden Wendungen; wobei die Wendungen die langen Gänge in einer spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Konfiguration verbinden, wobei die spiralförmig hineinführende, spiralförmig herausführende Konfiguration eine elektrische Länge definiert, welche ausreichend zum Versorgen von Resonanz entweder bei der fundamentalen Resonanzfrequenz oder bei Harmonischen der fundamentalen Resonanzfrequenz ist, wobei die Konfiguration dadurch gekennzeichnet ist, dass es eine ungerade Anzahl von langen Gängen N mit N ≥ 5 gibt, wobei ein erster langer Gang mittels Wendungen einer ersten Händigkeit an eine Mehrzahl von zusätzlichen langen Gängen bis zu dem (N + 1)/2-ten langen Gang angeschlossen ist, wobei die erste Händigkeit derart ist, dass ein von einem gegebenen langen Gang durch eine Wendung mit der ersten Händigkeit und in einen anderen gegebenen langen Gang fließender Strom bezüglich der spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Konfiguration in eine von entweder in Uhrzeigerrichtung oder entgegen Uhrzeigerrichtung fließen würde, und wobei der (N + 1)/2-te lange Gang mittels Wendungen von zu der ersten Händigkeit entgegen gesetzter Händigkeit an eine Mehrzahl von langen Gängen bis zu dem N-ten langen Gang angeschlossen ist, und wobei die entgegen gesetzte Händigkeit derart ist, dass ein von einem gegebenen langen Gang durch eine Wendung mit der entgegen gesetzten Händigkeit und in einen anderen gegebenen langen Gang fließender Strom bezüglich der spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Konfiguration in die andere von entweder in Uhrzeigerrichtung oder entgegen Uhrzeigerrichtung fließen würde, wobei der Filter zusätzlich dadurch gekennzeichnet ist, dass bei einem ersten der spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Resonatoren dessen erster langer Gang an einen Eingang angeschlossen ist und bei einem letzten der spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Resonatoren dessen N-ter langer Gang an einen Ausgang angeschlossen ist.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
l ist eine Draufsicht auf einen quasi-konzentriertes-Element-Resonator mit breiten Eingangs- und Ausgangs-Anschlussflecken in einer geschlängelten oder zick-zack-förmigen Induktor-Struktur.
2 ist eine Auftragung der Strom- und Spannungsverteilungen eines halbe-Wellenlänge-Resonators bei seiner fundamentalen Resonanzfrequenz, aufgetragen über einer halbe-Wellenlänge-Resonator-Struktur.
3 ist eine Draufsicht auf einen zick-zack-förmigen Schlangenresonator, welcher keine signifikanten Eingangs- und Ausgangs-Anschlussfleck-Strukturen hat.
4 ist eine Draufsicht auf eine spiralförmig hineinführende, spiralförmig herausführende Struktur, welche keine signifikanten Eingangs- und Ausgangs-Anschlussfleck-Strukturen hat.
5 ist eine Draufsicht auf eine spiralförmig hineinführende, spiralförmig herausführende Struktur mit Eingangs- und Ausgangs-Anschlussflecken.
6 ist eine Draufsicht auf einen spiralförmigen Schlangen-Resonator, welcher keine signifikanten Eingangs- und Ausgangs-Anschlussflecken hat.
7 ist der spiralförmige Schlangen-Resonator auf 6, bei welchem die Endabschnitte verschoben von den linearen Abschnitten der Struktur dargestellt sind.
8 ist eine Draufsicht auf einen konzentriert hineinführenden, spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Resonator mit einer Breite in der mittleren Struktur.
9 ist ein Graph des Intermodulationsprodukts als eine Funktion der Eingangsleistung für den konzentriertes Element spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Resonator und der Breite in dem mittleren spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Resonator.
10 ist eine Emulation eines Resonators unter Verwendung eines elektromagnetischen Simulators.
11 ist ein zick-zack-förmiger Resonator, welcher Leiterbreiten mit ungleichmäßiger Dicke hat.
12 ist eine Darstellung der elektromagnetischen Simulation.
13 ist eine Ausgabe der elektromagnetischen Simulation.
14 ist eine Auftragung der Intermodulations-Leistungsausgabe als eine Funktion der Leistungseingabe beim Vergleich eines gleichförmigen zick-zack-förmigen Schlangen-Resonators mit einer dicken zick-zack-förmigen Schlange.
15 zeigt resonante Moden für einen idealen geradlinigen Resonator für festgehaltene Frequenz und gespeicherte Energie (belastetes Q), welche die Reduktion der Peak-Energie/Strom-Dichte zeigt, wenn höhere Moden verwendet werden.
16 zeigt einen Graphen des Intermodulationsprodukts gegen Eingabeleistung für die Fundamentale und die erste Harmonische eines spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Resonators.
17a ist eine Draufsicht auf einen zick-zack-förmigen oder geschlängelten Resonators bei seiner ersten Harmonischen und 17b ist eine Draufsicht auf einen in den Peaks breiten Resonator (wide at peaks resonator) bei seiner ersten Harmonischen.
18a, b, c und d zeigen Ausgaben von elektromagnetischen Simulationen für die Größe in der fundamentalen Mode (18a), die Phase in der fundamentalen Mode (18b), die Größe in der ALF-Mode (18c) und der Phase in der ALF-Mode (18d).
19 zeigt Sonnet-Querschnitte für zick-zack-förmige, spiralförmig hineinführende, spiralförmig herausführende, spiralförmige und ALF-spiralförmig hineinführende, spiralförmig herausführende Resonatoren.
20 zeigt eine Draufsicht auf einen Haarnadel-Resonator.
21a zeigt einen Graphen des unbelasteten Q's (Q_u) als eine Funktion des Lückenabstandes.
21b zeigt einen Graphen der Intermodulation als eine Funktion der Lückenbreite.
22 zeigt einen Graphen der Intermodulations-Leistung als eine Funktion der Eingangsleistung für einen Haarnadel-Resonator.
23a und 23b zeigen Graphen des Stromes in dem Haarnadel-Resonator in der fundamentalen Mode (23a) und der harmonischen Mode (23b).
Detaillierte Beschreibung der Erfindung
l zeigt eine Draufsicht eines quasi-konzentriertes-Element-Resonators, welcher vergrößerte Eingangs- und Ausgangs-Anschlussflecken aufweist. Ein Eingangs-Anschlussfleck 10 (die Bezeichnung von Eingang und Ausgang ist beliebig und austauschbar) und ein Ausgangs-Anschlussfleck 16 sind auf gegenüberliegenden Seiten eines geschlängelten oder zick-zack-förmigen Resonatorbereichs 18 angeordnet. Im Allgemeinen parallele lange Gänge 12 sind im Wesentlichen parallel zu der längeren Kante des Eingangs-Anschlussflecks 10 und des Ausgangs-Anschlussflecks 16 angeordnet. Ein erster langer Gang 12 benachbart zu dem Eingangs-Anschlussfleck 10 ist an eine erste Wendung 14 angeschlossen, welche den Eingangs-Anschlussfleck 10 mit dem ersten langen Gang 12 elektrisch koppelt. Benachbarte lange Gänge 12 werden dann mit ihren nächsten Nachbar-langen Gängen 12 mittels entsprechender Wendungen 14 gekoppelt.
Der Eingangs-Anschlussfleck 10 und der Ausgangs-Anschlussfleck 16 dienen zum Erhöhen der Äquivalent-Kapazität bezogen auf Masse relativ zu einer Struktur, welche keine oder kleinere Eingangs- und Ausgangs-Anschlussflecken aufweist. Vorzugsweise wird der Betrag der Äquivalent-Kapazität bezogen auf Masse in Übereinstimmung mit den elektrischen Erfordernissen des Schaltkreises ausgewählt. Wie in l dargestellt ist, übersteigt die von dem Eingangs-Anschlussfleck 10 und dem Ausgangs-Anschlussfleck 16 eingenommene Gesamtfläche die von dem zick-zack-förmigen Resonatorbereich 18 eingenommene Fläche.
Die Mittenfrequenz eines solchen Resonators beträgt fC ∝ 1/√LC.
Eine Resonanzbedingung ist, dass die in dem Magnetfeld W₁ gespeicherte Energie und die in dem elektrischen Feld W_C gespeicherte Energie gleich sein müssen:
Dann ist das unbelastete Q sehr viel größer als das belastete Q, wie es oft der Fall ist für supraleitende Filter, dann ist die gespeicherte Energie in der Resonanz, W₁ wird mittels des belasteten Q's ermittelt. Wenn die Frequenz und das belastete Q festgehalten werden, ist somit klar, dass wir zum Zwecke der Verminderung des zirkulierenden Stromes L erhöhen müssen, während wir gleichzeitig C zum Bewahren der Resonanzfrequenz verringern müssen.
2 zeigt die Strom- und Spannungsverteilungen eines halbe-Wellenlänge-Resonators bei seiner fundamentalen Resonanzfrequenz. Ein Mikrostreifen-Format kann verwendet werden, um eine halbe-Wellenlänge-Übertragungsleitung zu implementieren. Solche Strukturen haben im Allgemeinen eine entlang der Leitung 20 verteilte Induktivität und Kapazität, welche den Resonator bilden. Die Stromverteilung in solch einer Struktur bei Resonanz hat die Form sin(πx/l) mit einem Maximum in der Mitte des Resonators. Die Spannungsverteilung hat die Form cos(πx/l) mit Maxima an den Enden des Resonators.
3 zeigt eine Draufsicht eines zick-zack-förmigen oder geschlängelten Schlangen-Resonators 30. Ein erster langer Gang 32 ist an einen nächsten benachbarten langen Gang 34 mittels einer Wendung 36 angeschlossen. In ähnlicher Weise ist der dritte lange Gang 38 an den nächsten benachbarten langen Gang 34 mittels Wendung 40 angeschlossen. Dieses Muster wird wiederholt, bis ein letzter langer Gang 42 erreicht ist.
3 unterscheidet sich von l prinzipiell darin, dass der Eingangs-Anschlussfleck 10 und der Ausgangs-Anschlussfleck 16 von l eliminiert oder in der Größe signifikant reduziert sind. Mittels Reduzierens der Größe der Kondensator-Anschlussflecken 10, 16 wird die effektive Induktivität des quasi-konzentrierten Resonators in 3 relativ zu l erhöht. Für eine feste Frequenz und belastetes Q impliziert dies, dass die Stromdichte in dem Resonator mittels Entfernens der großen Kondensator-Anschlussflecken signifikant reduziert werden kann. Dies hat den Effekt, dass sich die Resonatoren mehr wie gefaltete verteilte (halbe-Wellenlänge-)Resonatoren verhalten. Ein zusätzlicher Stromdichte-Reduzierungs-Vorteil ist, dass die Linienbreite dieser Resonatoren für gewöhnlich größer ist als die Linienbreite bei dem höchsten Strompunkt in ihren QLE-Gegenstücken.
Für eine erste Abschätzung beträgt das unbelastete Q eines HTS-Resonators Q = wL/R_S, wobei w die Resonanzfrequenz und R_S ist. Somit sehen wir einen zusätzlichen Vorteil dieser Resonatoren über deren QLE-Gegenstücke, was deren höheren unbelasteten Q's betrifft.
Unter Verwendung dieser Strukturen können kleinflächige Resonatoren zuverlässig konstruiert werden, welche die folgenden wünschenswerten Eigenschaften aufweisen.
4 zeigt eine Draufsicht eines spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Schlangen-Resonators. Ein erster langer Gang 40 ist mittels einer ersten Wendung 51 an einen zweiten langen Gang 48 angeschlossen. Die erste Wendung 51 hat eine vorgewählte Händigkeit, hier wurde linkshändig genommen, obwohl die Bezeichnung links- und rechtshändig beliebig und daher umkehrbar ist. Der zweite lange Gang 48 ist dann mittels zweiter Wendung 52 angeschlossen, welche die gleiche Händigkeit aufweist wie die erste Wendung 51. Die zweite Wendung 52 ist an den dritten langen Gang 42 angeschlossen, welcher dann an Wendung 53 angeschlossen ist, welche wiederum die gleiche Händigkeit wie die erste Wendung 51 und die zweite Wendung 52 aufweist. Die dritte Wendung 52 ist an den vierten langen Gang 46 angeschlossen, welcher dann an die vierte Wendung 54 angeschlossen ist, welche wieder die gleiche Händigkeit wie die vorangehenden Wendungen 51, 52 und 53 aufweist. Ein fünfter langer Gang 45 ist an die vierte Wendung 54 angeschlossen. Der fünfte lange Gang 45, welcher der mittlere lange Gang ist, nämlich die Symmetrielinie für den Resonator, ist dann an eine erste Wendung mit entgegen gesetzter Händigkeit 61 angeschlossen, welche ihrerseits an einen sechsten langen Gang 44 angeschlossen ist. Der Gang 44 ist an eine zweite Wendung mit entgegen gesetzter Händigkeit 62 angeschlossen, welche die gleiche Händigkeit wie die erste Wendung mit entgegen gesetzter Händigkeit 61 hat, welche entgegen gesetzt zu der Händigkeit der ersten Wendung 51 ist. Die zweite Wendung mit entgegen gesetzter Händigkeit 62 ist an den siebten langen Gang 47 angeschlossen, welcher an die dritte Wendung mit entgegen gesetzter Händigkeit 63 angeschlossen ist, welche an den siebten langen Gang 42 angeschlossen ist, welcher an die vierte Wendung mit entgegen gesetzter Händigkeit 64 angeschlossen ist, welche an den neunten oder letzten langen Gang 49 angeschlossen ist.
Die spiralförmig hineinführende, spiralförmig herausführende Struktur von 4 kann mit verschiedener Anzahl von langen Gängen und Wendungen ausgeführt sein. Die folgenden Kriterien beschreiben im Allgemeinen die Topologie der spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Struktur. Die spiralförmig hineinführende, spiralförmig herausführende Struktur weist eine ungerade Anzahl an langen Gängen auf, welche mit N identifiziert werden, wobei N > 5 gilt. Wenn die langen Gänge sequentiell von 1 bis N nummeriert werden, wird der erste lange Gang mittels einer Wendung mit einer ersten Händigkeit an den N-ersten langen Gang angeschlossen. Langer Gang N – 1 ist mittels einer zweiten Wendung mit erster Händigkeit an langen Gang 3 angeschlossen. Diese Reihenfolge wird wiederholt, bis eine Wendung mit erster Händigkeit an einen langen Gang (N + 1)/2 angeschlossen ist. Der lange Gang (N + 1)/2 wird mittels einer Wendung mit entgegen gesetzter Händigkeit an einen langen Gang (N + 3)/2 angeschlossen. Der lange Gang (N + 3)/2 wird mittels einer zweiten Wendung mit entgegen gesetzter Händigkeit an einen langen Gang (N – 3)/2 angeschlossen. Dieses Verfahren wird wiederholt, bis der letzte lange Gang (N) erreicht ist.
5 zeigt eine Draufsicht eines konzentriertes Element spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Resonators mit vergrößerten Eingangs- und Ausgangs-Anschlussflecken. Im Vergleich zu 4, in welcher neun lange Gänge 40, 41, ... 49 verwendet werden, hat 5 sieben lange Gänge 71, 72, ... 77. Der erste lange Gang 71 hat eine vergrößerte Breite relativ zu anderen Gängen, was dazu dient, dass er eine vergrößerte Kapazität hat. Der erste lange Gang 71 ist über eine erste Wendung mit erster Händigkeit 81 an den sechsten langen Gang 76 angeschlossen. Der lange Gang 76 ist mittels der zweiten Wendung mit erster Händigkeit 82 an den dritten langen Gang 73 angeschlossen, welcher seinerseits mittels der dritten Wendung mit erster Händigkeit 83 an den zentralen langen Gang 83 angeschlossen ist. Der zentrale lange Gang 83 ist seinerseits an eine erste Wendung mit entgegen gesetzter Händigkeit 84 angeschlossen, welche an den fünften langen Gang 75 angeschlossen ist, welcher über eine zweite Wendung mit zweiter Händigkeit 85 an den zweiten langen Gang 72 angeschlossen ist, welcher seinerseits über die dritte Wendung mit zweiter Händigkeit 86 an den letzten langen Gang oder den Ausgangs-Kondensator-Anschlussfleck 77 angeschlossen ist. Der Ausgangs-Kondensator-Anschlussfleck 77 hat eine Breite, welche relativ zu den anderen innenliegenden langen Gängen vergrößert ist, und ist mit der gleichen Breite wie der erste Eingangs-Kondensator-Anschlussfleck oder lange Gang 71 dargestellt.
6 zeigt eine Draufsicht eines spiralförmigen Schlangen-Resonators. Ein erster langer Gang 91 ist mittels einer ersten Wendung 101 an einen zweiten langen Gang 92 angeschlossen. Der zweite lange Gang 92 ist mittels einer zweiten Wendung 102 an einen dritten langen Gang 93 angeschlossen, welcher zwischen dem ersten langen Gang 91 und dem zweiten langen Gang 92 angeordnet ist. Die zweite Wendung 102 hat die gleiche Händigkeit wie die erste Wendung 101. Der dritte lange Gang 93 ist an einen vierten langen Gang 94 angeschlossen, welcher zwischen dem zweiten langen Gang 92 und dem dritten langen Gang 93 angeordnet ist. Die dritte Wendung 103 hat die gleiche Händigkeit wie die erste Wendung 101 und die zweite Wendung 102. Diese Struktur wird wiederholt, bis sie in einem letzten langen Gang 95 endet, welcher zentral zwischen dem ersten langen Gang 91 und dem zweiten langen Gang 92 angeordnet ist.
7 zeigt einen spiralförmigen Schlangen-Resonator, bei dem zur Klarheit die Wendungsabschnitte (entsprechend zu 101, 102, 103 und 104 in 6) von den langen Gängen (91, 92, ... 95 in 6) physikalisch versetzt sind. Im Betrieb wären diese Abschnitte wie in 6 gezeigt angeschlossen. 7 unterscheidet sich von 6 darin, dass sie sieben lange Gänge enthält, im Gegensatz zu neun langen Gängen in 6. Unter der Annahme eines gleichen Anzahlschemas wie für 6 zeigt 7, dass die gerade nummerierten Wendungen 102, 104, welche an einem Ende der langen Gänge kollektiv versetzt sind, miteinander konzentrisch um eine Punkt 110 herum sind. Die auf der rechten Seite der langen Gänge angeordneten Wendungen 101, 103 sind miteinander konzentrisch um einen Punkt 112 herum angeordnet. Das Zentrum des Radius 12 ist an dem Ende des letzten langen Ganges 95 angeordnet. Im Gegensatz hierzu ist das Zentrum der Krümmung 110 an dem Ende von und zwischen dem letzten langen Gang 95 und dem vorangehenden letzten langen Gang angeordnet. Wenn es N lange Gänge gibt und die Nummerierungskonvention besagt, dass die langen Gänge beginnend mit dem äußersten langen Gang sequentiell nummeriert werden, dann ist der zentrale Punkt 110 zwischen den langen Gängen N und N – 1 angeordnet.
8 zeigt eine Draufsicht eines spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Resonators, welcher eine Breite in dem mittleren Bereich aufweist. Die spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Aspekte der 8 sind wie oben in Zusammenhang mit 4 beschrieben. Im Gegensatz hierzu weist 8 einen zentralen langen Gang 120 auf (verglichen mit dem zentralen langen Gang 45 in 4), welcher relativ breiter als die anderen langen Gänge 122 ist. Die Struktur von 8 weist im Allgemeinen eine quasi-konzentriertes-Element-Struktur auf, welche besonders nützlich für Bandpass- und Bandsperren-Filter ist. In der fundamentalen Resonanzmode liegen die Peak-Zirkulationsströme im Zentrum des Resonators. Das Verbreitern des zentralen Leiters 120 erhöht die Querschnittsfläche der Übertragungsleitung, was einen größeren Stromtransport erlaubt. Im Allgemeinen wird angenommen, dass diese Technik dazu dient, die Belastung großer Peakströme zu verringern. Die Breite des zentralen Leiters 120 in 8 ist sechsmal so breit wie die Breite der übrigen Leiter 122. Resonatoren, bei denen die Breite des zentralen langen Ganges 120 mindestens zweimal so breit wie die übrigen langen Gänge ist, werden jedoch das Konzept dieser Erfindung verwenden.
9 zeigt ein Intermodulations-Produkt als eine Funktion der Eingangsleistung für die Struktur aus 5 (bezeichnet mit LESISO für konzentriert spiralförmig hineinführend, spiralförmig herausführend) und die Struktur auf 8 (bezeichnet mit WIMSISO für breit in der Mitte spiralförmig hineinführend, spiralförmig herausführend). Wie ersichtlich ist, hat der breit in der Mitte spiralförmig hineinführende, spiralförmig herausführende Resonator des in 8 dargestellten Typs für eine gegebene Leistungseingabe eine geringere Intermodulation im Vergleich zu der konzentriertes-Element spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Struktur der 5.
10, 11, 12 und 13 betreffen Strukturen mit abgestufter Leiterbreite. 11 zeigt eine zick-zack-förmige oder geschlängelte Resonatorstruktur, bei welcher jedoch die Breite der Leiter als Funktion der Position innerhalb des Resonators variiert. Äußere lange Gänge 120 sind relativ dünner als benachbarter lange Gänge 122, welche ihrerseits dünner als die nächsten benachbarten langen Gänge 124 sind, welche ihrerseits wiederum relativ dünner als die benachbarten langen Gänge 126 sind. Der zentrale lange Gang 128 ist vorzugsweise größer als die übrigen langen Gänge.
Im Allgemeinen dient die hierin offenbarte Technik dem Erhöhen der Leiterbreite eines gefalteten HTS-Resonators als eine Funktion der Stromdichte. In Anbetracht einer Struktur wie beispielsweise 3 mit gleichförmig breiten langen Gängen 32 und gleichförmigen Abständen zwischen benachbarten langen Gängen, z. B. langer Gang 32 und langer Gang 34, würde diese, wenn gerade gezogen, unter der Annahme der fundamentalen Mode einem halbe-Welle-Resonator ähnlich sein. In dieser Situation wäre die Stromverteilung entlang der Länge des Resonators sin(Qπx/λ).
10 zeigt eine Technik zum Simulieren des Resonators in der in 11 dargestellten Form. Wenn angenommen wird, dass der Resonator lange parallele Gänge aufweist, wobei jeder die gleiche Länge hat, betragen die Ströme in den individuellen Leitungen ohne Berücksichtigung der Wendungen unter der Bedingung des maximalen oder minimalen Stromes in einem Segment wie folgt:
Idealerweise wäre die Struktur der abgestuften Resonatoren glatte Linien, wie beispielsweise in den glatten Linien der 13 dargestellt. In gewissen Anwendungen (wie beispielsweise einer linearen, nicht gefalteten Struktur) kann es wünschenswert sein, dass die Form einiger Leistung der Stromverteilung folgt. Wenn die Resonatoren in die verschiedenen offenbarten Formen gefaltet werden, z. B. spiralförmig hineinführend, spiralförmig herausführend, zick-zack-förmig oder schlangenförmig, modifiziert spiralförmig, resultiert aus dem Verwenden einer kontinuierlichen Veränderung in der Leiterbreite jedoch in Leitern, die nicht parallel sind. Mittels Verwendens der im Allgemeinen parallelen Strukturen, welche hierin als bevorzugte Ausführungsbeispiele offenbart sind, bei denen der Abstand zwischen benachbarten langen Gängen konstant gemacht werden kann, wird das Modellieren solcher Systeme einfacher gemacht. Die Konzepte dieser Erfindung verwendende Vorrichtung können jedoch implementiert werden, bei denen Leiterbreiten kontinuierlich in einigen oder allen Abschnitten des Resonators variieren.
Vorzugsweise beträgt das Verhältnis der Breiten von außerhalb der langen Gänge 120 an den Enden des Resonators zu den benachbarten Segmenten 1 : 3. Unter gewissen Umständen kann dies jedoch eine Impedanz-Fehlanpassung verursachen, welche signifikant werden kann und die Breite der langen Gänge zu schmal oder fein für praktische Größenanforderungen bei Verwendung der Stromverarbeitungstechnologie machen kann.
12 zeigt eine Modellierung einer Struktur von 11, wobei das Verhältnis zwischen benachbarten langen Gängen 120, 122 2 : 3 beträgt. Um einen äquivalenten 9 langer Gang zick-zack-förmigen Resonator mit 0,3 mm Leitern und Abständen aufzubauen, ist die totale Breite somit über die Leiter wie folgt aufgeteilt, wobei die Nummern 6–9 die Nummern 4–1 widerspiegeln:
Alternativ kann der Schaltkreis auf anderen Wegen modifiziert werden. Beispielsweise wenn der Schaltkreis in drei Segmente aufgeteilt wurde, im Gegensatz zu den früher beschriebenen neun Segmenten, wären die Werte ungefähr wie folgt:
13 zeigt eine Modellierung, bei der die Breite der langen Gänge als eine Funktion einer höheren Leistung der Stromdichte variiert wird. Unter bestimmten Umständen kann diese Anordnung Impedanz-Fehlanpassung an den Enden des Resonators ohne irgendeinen nennenswerten Effekt in dem zentralen Bereich des Resonators, wo die Ströme am größten sind, erhöhen.
14 zeigt einen Graphen der Intermodulations-Leistung als eine Funktion der Eingangsleistung für einen zick-zack-förmigen oder geschlängelten Resonator, wie beispielsweise in 3 dargestellt, und einen Resonator mit langen Gängen mit variierender Dicke, wie beispielsweise in 11 dargestellt. Die Resonatoren haben substantiell gleiche Resonatorflächen, das heißt, sie nehmen substantiell die gleiche Menge and Gesamtfläche auf einem HTS-Film ein. 14 zeigt die Struktur von 11 (bezeichnet mit „FAT" zick-zack Schlange), welche eine Reduktion von bis zu 5 dB beim Intermodulations-Produkt im Vergleich zu der Struktur von 3 (bezeichnet mit gleichförmige zick-zack Schlange) hat.
15 zeigt vier Resonatoren 130, 132, 134 und 136. Über diesen Resonatoren ist eine Grafik dargestellt, welche den Strom als eine Funktion der Position innerhalb des Resonators anzeigt. Für halbe-Wellenlänge-Resonator 130 ist die Stromverteilung entlang dem Resonator für eine vorgegebene Resonanzfrequenz und gespeicherte Energie bei Linie 130' dargestellt. Offensichtlich in ähnlicher Weise für Resonator 132 ist dieser bei Linie 132' dargestellt, wenn er bei der nächsten Modennummer ist (Mode 1, wo Mode 0 die geringste der geordneten Moden ist). Für eine vorgegebene Resonanzfrequenz und gespeicherte Energie ist die Peak-Stromdichte umgekehrt proportional zu der Modennummer. Das Verwenden höherer Moden dient zum Reduzieren der auf den Resonator einwirkenden Belastung und reduziert Intermodulations-Produkte. Diese Entdeckung kann in Verbindung mit irgendeinem der hierin beschriebenen halbe-Wellenlänge-Resonatoren verwendet werden.
16 zeigt eine Auftragung des Intermodulations-Produkts als eine Funktion der Eingangsleistung für die fundamentale Harmonische und die erste Harmonische eines spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Resonators (siehe z. B. 4 und 5). Wie offensichtlich ist, hat die erste Harmonische ein geringeres Intermodulations-Produkt im Vergleich zu der fundamentalen Harmonischen.
17b zeigt einen zick-zack-förmigen oder Schlangen-Resonator, welcher bei einer ersten Harmonischen betreibbar ist, wohingegen im Vergleich 3 einen zick-zack-förmigen oder Schlangen-Resonator bei der fundamentalen Frequenz darstellen würde. Wenn es erwünscht ist, die Schaltkreisfläche zu bewahren, jedoch die erste Harmonische wie in 17b im Kontrast zu der Fundamentalen in 3 zu verwenden, wird die Breite der langen Gänge reduziert, vorzugsweise halbiert, um die elektrische Länge des Resonators zu verdoppeln. 17b zeigt einen Resonator, welcher bei einer ersten Harmonischen betreibbar ist und die oben in Verbindung mit 15 und 16 beschriebene, in den Peaks breite Struktur verwendet. Die Struktur von 17b hat somit, wenn bei der ersten Harmonischen betrieben, zwei Bereiche entsprechend den relativ breiteren Bereichen der langen Gänge, bei denen die Stromdichte reduziert ist. Diese in den Peaks breite Resonatorstruktur verbessert vorteilhaft die Intermodulations-Leistung. Die Prinzipien der in den Peaks breit Technik kann auch auf spiralförmig hineinführende, spiralförmig herausführenden Schlangenresonatoren angewendet werden. In solchen Resonatoren sind die ungeraden Harmonischen des Resonators aufgrund der Natur des spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Faltens näher an denen eines spiralförmigen Resonators in dessen fundamentaler Mode.
18a und 18b zeigen die Größe bzw. die Phase eines modellierten Systems eines spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Resonators. Die modellierte Struktur basiert auf einem Resonator der in 4 dargestellten Struktur und ist oben beschrieben. Wie dargestellt, wurde das System modelliert, als hätte es „einzelne Wendungen", welche linear und im Wesentlichen parallel zu benachbarten „Wendungen" sind. Obwohl diese Struktur vorteilhaft zum Modellieren verwendet wird, kann sie auch bei physikalischen Implementierungen der Struktur verwendet werden. Die hierin beschriebenen Strukturen können sogar verwendet werden mit runden oder abgerundeten Wendungen, quadratischen Wendungen, auf Gehrung hergestellte Wendungen oder jegliche andere Wendung, welche als Verbindung zwischen den langen Gängen dient, welche materiell das Erreichen der Ziele oder Aufgaben dieser Erfindungen nicht negativ beeinflusst. Eine Quelle für Modellierungssoftware ist Sonnet Software Inc. Programmpaket für planare 3DEM Hilfsmittel (entweder „Sonnet" oder „em" genannt) und ist von Sonnet Software Inc., 10207 North Street, Suite 210, Liverpool, New York 13088 erhältlich. Die in 18a dargestellte Größe nimmt von den Enden der Resonatoren bis zu einem Maximalwert in der Mitte des Zentralleiters zu. Die Frequenz der Modellierung beträgt 0,71742 GHz. Die Phase zeigt, dass Segmente in den ungerade nummerierten langen Gängen (40, 43, 45, 47 und 49 in 4) eine Phase im Wesentlichen 180° gegenüber derjenigen der gerade nummerierten langen Gängen (40, 42, 44, 46 und 48 in 4) aufweisen.
18c und 18d zeigen die Größe bzw. Phase für die Simulation des gleichen spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Resonators, jedoch bei der ersten Harmonischen. Die Größe zeigt, dass die Größe von den Enden des Resonators auf zwei Peak-Positionen ungefähr bei 1/4 und 3/4 der Länge des Leiters zunimmt, wobei die Größe von den Peaks zur Mitte des Resonators abnimmt. Die in 18d dargestellte Phase zeigt, dass der Resonator im Wesentlichen in der oberen Hälfte eine Phase aufweist, während der Resonator im Wesentlichen in der unteren Hälfte eine Phasendifferenz von 180° aufweist. Die Phasen-Änderung geschieht substantiell in der Mitte des mittleren langen Ganges (langer Gang 45 in 4). Es wurde entdeckt, dass die Verwendung einer symmetrischen Mode, das heißt eine, bei welcher Ströme in benachbarten Schenkeln des Resonators in die gleiche Richtung fließen, wie beispielsweise in 18b dargestellt, besonders gute Ergebnisse liefert. Insbesondere die Verwendung der symmetrischen Mode dient dazu, Stromdichten relativ zu der asymmetrischen Mode zu reduzieren. Eines der direkten nützlichen Ergebnisse der Reduktion der Stromdichte ist die Reduktion der Intermodulations-Effekte. Obwohl die asymmetrische Mode, das heißt eine, bei welcher Ströme in benachbarten Schenkeln des Resonators in entgegen gesetzte Richtungen fließen, bezüglich Fernfeld-Abschirmung vorteilhaft ist, hat die symmetrische Mode den bereits vorangehend beschriebenen Vorteil, wenn die Fernfeld-Effekte ausreichend beiseite geschoben werden können.
Experimentelle Ergebnisse
Die folgende Tabelle stellt Daten hinsichtlich spiralförmiger Resonatoren und spiralförmig hineinführender, spiralförmig herausführender (SISO) Schlangen-Resonatoren der identifizierten Größe und Fläche bereit.
19 zeigt Sonnet-Querschnitte für zick-zack-förmige, spiralförmig hineinführende, spiralförmig herausführende, spiralförmige und höhermodige (ALF) spiralförmig hineinführende, spiralförmig herausführende Resonatoren. Insbesondere zeigt 19 quantitative Ergebnisse für einen Resonator, wenn dieser in einer vertikalen Richtung wie auf Schnitt 19 in 18a und 18b bezeichnet geschnitten ist. Für die spiralförmig hineinführende, spiralförmig herausführende Struktur in der fundamentalen Mode (18a und 18c und untere linke Figur in 19 bezeichnet mit SISO) ist es somit ersichtlich, dass der Strom in Richtung von benachbarten langen Gängen alterniert. Daher entsprechen in 19 SISO die äußersten langen Gänge den Werten 141, 149, die benachbarten langen Gänge entsprechen den Werten 142, 148, und so weiter bis zu dem Wert 145 des zentralen Resonators. Wie ersichtlich ist, fließt der Strom für benachbarte Leiter in entgegen gesetzte Richtungen (vergleiche den positiven Wert von 141 mit dem negativen Wert von 142). In dem höhermodigen spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Resonator (18b und 18d und unterer rechter Graph in 19 bezeichnet mit ALF SISO), wiederum unter Verwendung der gleichen Nummerierungs-Konvention, zeigt, dass benachbarte Resonatoren entsprechend den Signalen 151, 152, 153 und 154 alle negativ sind, was anzeigt, dass der Strom in die gleiche Richtung fließt. Im Gegensatz hierzu fließt Strom in langen Gängen entsprechend den Signalen 156, 157, 158 und 159 in der gleichen Richtung, wobei diese Richtung entgegen gesetzt zu der Richtung des Stromes in den langen Gängen entsprechend den Signalen 151, 152, 153 und 154 ist. Wie dargestellt, ist das dem zentralen Resonator entsprechende Signal 155 im Wesentlichen bei 0 gezeigt. Wie aus den Grafiken in 19 ersichtlich ist, zeigt der Strom Abweichungen an den Kanten der langen Gänge des Resonators. Während der ALF SISO von 19 bei einer höheren Frequenz (dann eine Harmonische) im Vergleich zu der fundamentalen Frequenz ist, wie sie in dem SISO von 19 verwendet wird, zeigt der ALF SISO ferner eine tiefere Oberwelle, welche der geringeren Stromdichte im Vergleich zu anderen gezeigten Strukturen entspricht.
20 zeigt eine Draufsicht eines Haarnadel-Resonators 160. Der Haarnadel-Resonator 160 wird dadurch gekennzeichnet, dass er einen ersten langen Gang 162 mit eine Länge L und einer Breite W und einen zweiten langen Gang 164 ebenfalls mit einer Länge L und einer Breite W aufweist, wobei der erste lange Gang 162 und der zweite lange Gang 164 im Wesentlichen parallel zueinander sind und mittels eines Abstandes G voneinander getrennt sind. Die langen Gänge 162, 164 sind an Wendung 166 angeschlossen. Der Haarnadel-Resonator 160 ist mit einem Abstand S von Leiter 168 angeordnet und ist im Allgemeinen parallel zu den langen Gängen 162, 164. Es wurde entdeckt, dass die besondere Geometrie sowohl die Verluste als auch die Intermodulation in diesen Resonatoren beeinflusst. Die erste harmonische Mode liefert weniger Intermodulation relativ zu der fundamentalen Mode, obwohl die erste harmonische Mode relativ höhere Verluste relativ zu der fundamentalen Mode hat, wobei angenommen wird, dass dies aufgrund der vergrößerten Felder dieser Mode verursacht wird. Im Betrieb kann Mikrowellen-Energie in diese Resonatoren in einer Bandsperren-Art über die Übertragungsleitung 168 gekoppelt werden. Der Abstand S zwischen den Übertragungsleitung 168 und dem Resonator 160 bestimmt die Stärke der Kopplung und somit der in dem Resonator gespeicherten Energie, welche bezüglich des belasteten Qualitätsfaktors Q_L der Vorrichtung charakterisiert werden kann.
Die Antwort des Bandsperren-Resonators kann bezüglich dreier Quantitäten charakterisiert werden, der Resonanzfrequenz F₀ und den belasteten und unbelasteten Qualitätsfaktoren Q_L und Q_U. F₀ und Q_U werden bestimmt durch die Geometrie des Resonators 160 und des Substrates.
Für die gegenwärtig durchgeführten Experimente wurde die Breite der Gänge 162, 164 auf 0,4 mm festgelegt, wobei L, G und S einstellbare Parameter sind. Die Resonanzfrequenz von 7,4 GHz wurde gewählt.
23 zeigt einen Graphen des Stromes des Haarnadel-Resonators auf 20 in der fundamentalen Mode. Wie ersichtlich ist, fließt der Strom in entgegen gesetzte Richtungen in benachbarte Schenkel des Haarnadel-Resonators 160. 23b zeigt die Stromverteilung in dem Haarnadel-Resonator 160 in der harmonischen Mode. Wie ersichtlich ist, fließt der Strom in die gleiche Richtung in benachbarten langen Gängen 162, 164, folglich arbeitet er in der symmetrischen Mode.
[Hinweis: Füge Testdaten hinsichtlich Resonator mit A > 100.000 ein]
Vier Gruppen von Resonatoren wurden entworfen:

1. Für Abstandsbreiten von g = 0,4, 0,2, 0,1 und 0,05 mm wurden 1 und s derart eingestellt, dass die erste Resonanz bei f₀ = 7,4 GHz mit Q_L = 2.000 lag, woraus l ~4 mm und s ~1 mm resultierten. Da die Mikrowellen-Ströme in den zwei Schenkeln des Resonators in entgegen gesetzte Richtungen fließen, werden diese auch als anti-symmetrische Resonatoren bezeichnet.
2. Für Abstandsbreiten von g = 0,4, 0,2, 0,1 und 0,05 mm wurden 1 und s derart eingestellt, dass die zweite Resonanz bei f₀ = 7,4 GHz mit Q_L = 2.000 lag, woraus l ~7 mm und s ~2 mm resultierten. Da die Ströme in den zwei Schenkeln des Resonators in die gleiche Richtung fließen, werden diese auch als symmetrische Resonatoren bezeichnet.
3. Für eine Abstandsbreite von g = 0,4 mm wurden 1 und s derart eingestellt, dass die zweite Resonanz bei f₀ = 7,4 GHz blieb, jedoch die Kopplungsstärke bei Q_L = 2.000, 1.000, 500, 200 variiert wurde.
4. Ein gerader Resonator (g → ∞) wurde derart entworfen, dass seine erste Resonanz bei f₀ = 7,4 GHz mit Q_L = 2.000 lag, woraus l ~7,7 mm und s ~2 mm resultierten.

Die Schaltkreise wurden unter Verwendung von Indium-Folie unter dem Schaltkreis zum Sicherstellen eines angemessenen thermischen und elektrischen Kontaktes in vergoldete Testhalterungen geklammert. Der Mikrowellen-Schaltkreis wurde dann mittels Drahtkontaktierungen an beiden Enden der 50 Ω Durchgangsleitung komplettiert. Es ist zu berücksichtigen, dass die von dem Resonator wahrgenommene elektrische Grundebene für den größten Teil mittels des unstrukturierten Films auf der Rückseite des Substrates bereitgestellt wird.
Die Mikrowellen-Übertragungen S₂₁ wurden unter Verwendung eines HP 8720B Vektor-Netzwerk-Analysators gemessen, um f₀, Q_U und Q_L zu ermitteln, welche die lineare Antwort des Schaltkreises bei geringen Mikrowellen-Leistungen charakterisieren. Die Q's wurden durch direkte Messungen der teilbelegten Bandbreiten bei –3 dB, Δf_–2dB, des Einfügungsverlustes, S₂₁(f₀), und der Breite der Resonanz 3 dB über dem Minimum, Δf_+3dB, erhalten. In allen Fällen wurde die Eingangsleistung in die Resonatoren fest bei P_IN = –20 dBm gehalten.
Die gemessenen und berechneten Q's werden in 21A präsentiert. Bei den Berechnungen wurden ein Oberflächen-Widerstand von R_S = 210 μΩ bei 7,4 GHz und eine Einwirktiefe von λ (77K) = 0,3 μm verwendet.
Für die antisymmetrischen Resonatoren stimmen die Berechnungen gut mit den Messungen überein. Für kleinere Abstandsgrößen wird Q_U erniedrigt. Dies kann anhand der in dem Abstandsbereich fließenden antiparallelen Strömen verstanden werden. Daher müssen hohe Stromdichten an den inneren Kanten der Schenkel fließen, um dieses Feld aus den supraleitenden Filmen auszusieben. Diese hohen Stromdichten führen zu erhöhten Verlusten und höheren Intermodulationen. Im Gegensatz hierzu führen die parallelen Ströme für den symmetrischen Mode zu Feldern, die sich innerhalb des Abstandsbereichs auslöschen und keine solche Verschlechterung wird erwartet. Für diesen Mode finden wir unter Verwendung der gleichen Oberflächen-Impedanzen, welche zum Abschätzen des anti-symmetrischen Modes Q_S verwendet wurden, fast genau das Doppelte, was gemessen wird (die gepunktete Linie zeigt die Hälfte der berechneten Werte).
Die Schaltkreise wurden mit und ohne einen 0,150 Zoll über dem Schaltkreis platzierten Aluminiumdeckel getestet. Für die erste Gruppe von Resonatoren war der Effekt des Entfernens des Deckels lediglich eine leichte Verschiebung der Resonanzfrequenz mit keiner detektierbaren Veränderung von Q_U oder Q_L. Für die Resonatoren, welche Gebrauch von der ersten Harmonischen machten (Gruppen 2 und 3), war der Effekt weit stärker; dort fiel Q_U um fast eine Größenordnung bei Entfernung des Deckels. Dies ist ein Hinweis darauf, dass mit dem Resonator verknüpften Mikrowellen-Felder für die symmetrischen Modes wesentlich weiter ausgedehnt sind als für die anti-symmetrischen Modes.
Die zwei zum Produzieren von Intermodulations-Produktken erforderlichen Mikrowellen-Signale wurden für eine Signaltrennung von 30 kHz symmetrisch 15 kHz oberhalb und unterhalb f₀ platziert. Dauerstrich-Signale (CW = continuous wave) wurden unter Verwendung von HP 8341B und HP 83640A Synthesizer-Wobblern erzeugt und die Signale wurden unter Verwendung eines Tektronix 3784 Spektrum-Analysators detektiert. Die Ausgangsleistung der zwei Quellen wurden unter Verwendung eines HP 437B Leistungsmessers gemessen und derart eingestellt, dass die beiden Signale an der Probe mit der gleichen Größe ankamen.
Die absolute Größe von Intermodulations-Produkten dritter Ordnung, P_IMD, wurden als eine Funktion der der Vorrichtung bereitgestellten Eingangsleistung, P_IN, gemessen. Für die 30 kHz Signaltrennung haben wir hier diese Signale verwendet, welche bei f₀ ± 45 kHz erzeugt wurden. Wie in 22 ersichtlich ist, hat P_IMD eine Flanke, welche viel näher an 2 : 1 (gepunktete Linie) als an den von reiner dritter Ordnung-Nichtlinearität erwarteten 3 : 1 (Gedankenstrich-Linie) ist.
P_IMD bei einer festen Eingangsleistung von P_IN = –20 dBm wird als eine Funktion der Abstandsbreite für die ersten beiden Gruppen von Resonatoren und den geraden Resonator in 21b präsentiert. P_IMD wurde auf Q = 1.700 unter Verwendung des Intermodulations-Wertes als proportional zu der vierten Potenz von Q festgesetzt. Die offenen Symbole bezeichnen die Rohdaten, während die ausgefüllten Symbole die eingestellten Werte bezeichnen.
Obwohl die vorangehende Erfindung in einigem Detail mittels Illustration und Beispiel zum Zwecke der Klarheit und. des Verständnisses beschreiben wurde, ist es für die Fachleute im Lichte der Lehren dieser Erfindung bereits offensichtlich, dass verschiedene Veränderungen und Modifikationen daran gemacht werden können, ohne von dem Schutzbereich der beigefügten Patentansprüche abzuweichen.

Claims

Filter mit einer Mehrzahl von seitlich gekoppelten, spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Resonatoren (170), wobei jeder spiralförmig hineinführende, spiralförmig herausführende Resonator (170) eine fundamentale Resonanzfrequenz hat, aufweisend: – eine Mehrzahl von langen Gängen (41)–(49); – eine Mehrzahl von die langen Gänge (41)–(49) verbindenden Wendungen (51)–(54), (61)–(64); – wobei die Wendungen (51)–(54), (61)–(64) die langen Gänge (41)–(49) in einer spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Konfiguration verbinden, wobei die spiralförmig hineinführende, spiralförmig herausführende Konfiguration eine elektrische Länge definiert, welche ausreichend zum Versorgen von Resonanz entweder bei der fundamentalen Resonanzfrequenz oder bei Harmonischen der fundamentalen Resonanzfrequenz ist, wobei die Konfiguration dadurch gekennzeichnet ist, dass es eine ungerade Anzahl von langen Gängen N mit N ≥ 5 gibt, wobei ein erster langer Gang (41) mittels Wendungen einer ersten Händigkeit an eine Mehrzahl von zusätzlichen langen Gängen (48, 43, 46, 45) bis zu dem (N + 1)/2-ten langen Gang (45) angeschlossen ist, wobei die erste Händigkeit derart ist, dass ein von einem gegebenen langen Gang durch eine Wendung mit der ersten Händigkeit und in einen anderen gegebenen langen Gang fließender Strom bezüglich der spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Konfiguration in eine von entweder in Uhrzeigerrichtung oder entgegen Uhrzeigerrichtung fließen würde, und wobei der (N + 1)/2-te lange Gang (45) mittels Wendungen von zu der ersten Händigkeit entgegen gesetzter Händigkeit an eine Mehrzahl von langen Gängen (44, 47, 42, 49) bis zu dem N-ten langen Gang angeschlossen ist, und wobei die entgegen gesetzte Händigkeit derart ist, dass ein von einem gegebenen langen Gang durch eine Wendung mit der entgegen gesetzten Händigkeit und in einen anderen gegebenen langen Gang fließender Strom bezüglich der spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Konfiguration in die andere von entweder in Uhrzeigerrichtung oder entgegen Uhrzeigerrichtung fließen würde, wobei der Filter zusätzlich dadurch gekennzeichnet ist, dass bei einem ersten der spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Resonatoren (170) dessen erster langer Gang (41) an einen Eingang (172) angeschlossen ist und bei einem letzten der spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Resonatoren (170) dessen N-ter langer Gang an einen Ausgang (174) angeschlossen ist.
Filter gemäß Anspruch 1, bei welchem für jeden spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Resonator N 5, 7, 9 oder ≥ 9 ist.
Filter gemäß Anspruch 1, bei welchem jeder spiralförmig hineinführende, spiralförmig herausführende Resonator bei 77K oder höher ein Q von mindestens 1.000, 10.000 oder 50.000 hat.
Filter gemäß Anspruch 1, bei welchem bei mindestens einem der Mehrzahl von spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Resonatoren ein Teil der langen Gänge (120) einer höheren Stromdichte ausgesetzt ist und ein Teil der langen Gänge (122) einer niedrigeren Stromdichte ausgesetzt ist, und bei welchem die der höheren Stromdichte ausgesetzten langen Gänge (120) breiter sind als die der niedrigeren Stromdichte ausgesetzten langen Gänge (122).
Filter gemäß Anspruch 4, bei welchem der mindestens eine Resonator einen (N + 1)/2-ten langen Gang (120) aufweist, welcher breiter als die anderen langen Gänge (122) ist.
Filter gemäß Anspruch 5, bei welchem der mindestens eine Resonator einen (N + 1)/2-ten langen Gang (120) aufweist, welcher mindestens zweimal oder sechsmal breiter als die anderen langen Gänge (122) ist.
Filter gemäß Anspruch 1, bei welchem für jeden spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Resonator die Mehrzahl von langen Gängen (41)–(49) und Wendungen (51)–(54), (61)–(64) ein Hochtemperatur-Supraleiter-Material aufweist.
Filter gemäß Anspruch 7, bei welchem das Hochtemperatur-Supraleiter-Material ein Thallium enthaltender oder ein YBCO Hochtemperatur-Supraleiter ist.
Filter gemäß Anspruch 1, bei welchem für jeden spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Resonator die Mehrzahl von langen Gängen (41)–(49) und Wendungen (51)–(54), (61)–(64) ein auf einem Substrat angeordneter Dünnfilm ist.
Filter gemäß Anspruch 9, bei welchem eine Groundplane auf dem Substrat angeordnet ist.
Filter gemäß Anspruch 1, bei welchem für jeden spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Resonator die Wendungen (51)–(54), (61)–(64) halbkreisförmig sind.
Filter gemäß Anspruch 1, bei welchem für jeden spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Resonator die Wendungen gehrungsbildende Wendungen sind.
Filter gemäß Anspruch 1, bei welchem für jeden spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Resonator die Wendungen linear und in im Wesentlichen rechten Winkeln zu den langen Gängen sind.
Filter gemäß Anspruch 1, bei welchem die spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Resonatoren eine Stromverteilung besitzen, welche symmetrisch ist.
Filter gemäß Anspruch 1, bei welchem die spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Resonatoren eine Stromverteilung besitzen, welche antisymmetrisch ist.
Filter gemäß Anspruch 1, bei welchem die elektrische Länge der spiralförmig hineinführenden, spiralförmig herausführenden Konfiguration im Wesentlichen gleich einer halben Wellenlänge der fundamentalen Resonanzfrequenz ist.