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Die Erfindung betrifft eine Vorverzerreranordnung
zum Linearisieren eines Verstärkers.
Insbesondere betrifft die Erfindung eine polynomische Vorverzerreranordnung,
die zum Ausgleich einer IMD-Verzerrung in einem Verstärker unter
Anwendung polynomischer Näherungstechniken
mehrfacher Ordnung gestaltet ist.
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In einem idealen System liefert ein
linearer Verstärker
eine gleichmäßige Verstärkung in
seinem dynamischen Bereich, damit das Ausgangssignal des Verstärkers eine
korrekte, verstärkte
Version des Eingangssignals ist. In der Realität jedoch weisen alle linearen
Verstärker
nicht ideale Eigenschaften auf, wie eine Amplituden- und Phasenverzerrung,
die unerwünscht
sind und die Leistung eines Systems ernsthaft verschlechtern können. Eine
Wirkung dieser Nicht-Linearität
des Verstärkers
ist die Generierung von Ausgangsfrequenzen gleich den Summen und
Differenzen von ganzen Vielfachen der Eingangsfrequenzkomponenten.
Diese Wirkung ist als Intermodulationsverzerrung ("intermodulation distortion" – IMD) bekannt und ist insbesondere
in Hochleistungsradiofrequenzverstärkern (Radiofrequenz – RF) unerwünscht, die
zur Verwendung in Breitbandsystemen bestimmt sind. Zum Beispiel
generiert ein Breitbandverstärker,
der im TDMA-Zellularsystem verwendet wird, verschiedene Intermodulationsprodukte
als Ergebnis einer Verstärkung
vieler TDMA-Kanäle,
die bei feststehenden Frequenzintervallen über einem TDMA-Band erscheinen,
mit übereinstimmenden
aktiven Rahmen.
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Eine Reihe von Linearisierungstechniken wurde
zur Lösung
der oben genannten Verzerrungsprobleme entwickelt, die mit einem
linearen Verstärker
zusammenhängen.
Einige dieser Techniken arbeiten in Echtzeit, um zeitabhängige Änderungen in den
nichtlinearen Eigenschaften des Verstärkers zu berücksichtigen.
Solche Änderungen
können
zum Beispiel aus Temperaturschwankungen in dem Verstärker, Alterung
von Verstärkerkomponenten, Stromversorgungsschwankungen
oder insbesondere Änderungen
im Arbeitspunkt des Verstärkers
aufgrund einer Änderung
in der Anzahl oder Leistung der Eingangsträger resultieren. Von den Breitbandlinearisierungstechniken
auf RF-Basis sind die zwei am häufigsten
verwendeten die Vorwärtsregelungslinearisierung
und die Vorverzerrerlinearisierung.
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Ein Vorwärtsregelungslinearisierungsmechanismus
beruht auf der Bildung eines Fehlersignals, das die IMD-Produkte
darstellt, die durch den linearen Verstärker eingeführt werden, und der Weiterleitung
dieses Signals zur Kombination mit dem Ausgangsspektrum des Verstärkers, wobei
die unerwünschte
Verzerrung gelöscht
wird. Für
einen korrekten 'Betrieb
des Löschprozesses
muss der Mechanismus die Amplitude und Phase des Fehlersignals vor
dessen Kombination mit dem Ausgang des Verstärkers exakt einstellen. Dies
beinhaltet für
gewöhnlich
die Verwendung zusätzlicher
Verstärker und
verlustbehafteter Verzögerungsleitungen
und Koppler, die in dem Ausgangspfad vom Hauptverstärker erscheinen.
Diese Verluste und die Anforderung nach zusätzlichen Verstärkern, die
nichts zu der Ausgangsleistung des Systems beitragen, führen zu einer
Lösung
geringer Effizienz.
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Im Allgemeinen beinhalten Vorverzerrungslinearisierungsmechanismen
die bewusste Änderung des
relativ schwachen Eingangssignals zu dem Verstärker als Vorwegnahme des unerwünschten
Verzerrungsprozesses, der in dem Verstärker auftritt. Insbesondere
wird das Eingangssignal von dem Mechanismus in umgekehrtem Sinne
zu der Verzerrung, die durch den Verstärker erzeugt wird, vorverzerrt,
so dass in weiterer Folge die gesamte Verzerrung minimiert ist.
Dementsprechend ist die Übertragungseigenschaft
des Vorverzerrers so nahe wie möglich
an die inverse oder komplementäre
Funktion der Übertragungseigenschaft
des Verstärkers
angenähert. Wenn
der lineare Verstärker
kompressiv ist, d. h., die Verstärkung
bei höheren
Leistungspegeln abflaut, dann kompensiert der Vorverzerrer diese
Kompression durch entsprechende Erweiterung des Eingangssignals.
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Es gibt mehrere Methoden zum Vorverzerren des
Eingangssignals, wobei jede in der Art und Weise, in welcher der
Vorverzerrer die inverse oder komplementäre Funktion nähert, anders
ist. Eine Methode nähert
die inverse Funktion mit den exponentialen Eigenschaften einer Diode.
Es können
eine oder mehrere Dioden gemeinsam mit geeigneter Vorspannung verwendet
werden, um eine Reduktion der Verzerrung in der Größenordnung
von 10 dB zu erreichen. Eine zweite Methode ist die Durchführung einer stückweisen
Näherung
der inversen Funktion unter Verwendung einer Reihe geradliniger,
linearer Verstärkungselemente,
die Ende an Ende miteinander verbunden sind. Ein Nachteil bei dieser
Methode ist, dass der Abgleich und die Steuerung der Reihenelemente
aufgrund der Verbindungspunkte mit zwei Freiheitsgraden eine komplexe
Schaltung erfordert.
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Die polynomische Vorverzerrung ist
eine weitere Methode zur Näherung
der inversen Funktion der Verstärkerübertragungseigenschaft.
Sie beruht auf einer polynomischen Erweiterung der inversen Funktion,
die wie folgt ausgedrückt
werden kann:
y = a + bx + cx2 +
dx3 + ex4 + fx5 + gx6 + hx7 ...
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Der Term a ist eine Versetzung, die
in einem praktischen polynomischen Vorverzerrer auf Null gestellt
werden kann. Der Term bx stellt die Verstärkung des Vorverzerrers dar,
die linear ist und nur zu der Verstärkung des Hauptverstärkers beiträgt. Die
Terme, die gerade Potenzen von x enthalten, stellen harmonische
Verzerrungskomponenten dar, die in dem Hauptverstärker generiert
werden, die unter Anwendung eines Frequenzfilterns entfernt werden
können, und
daher können
diese Terme auch auf Null gestellt werden. Die übrigen Terme, die ungerade
Potenzen von x enthalten, stellen eine In-Band-Verzerrung dar, die
durch den Hauptverstärker
(zusätzlich
zu Harmonischen, die wie oben gefiltert werden können) verursacht werden. Tatsächlich kann
für jeden
dieser Terme ungerader Potenz angenommen werden, dass er die äquivalente
Ordnung einer Intermodulationsverzerrung darstellt, die im Hauptverstärker generiert wird.
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US
4, 329, 655 (Nojima et al.) beschreibt eine Vorverzerreranordnung,
worin Versionen dritter und höherer
Ordnung eines Verstärkereingangssignals
verwendet werden, um das Verstärkereingangssignal
vorzuverzerren. Die Komponenten dritter und höherer Ordnung werden vor der
Kombination mit dem Eingangssignal auf der Basis des aufgezeichneten
Ausganges des Verstärkers
eingestellt.
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US
5,164,678 (Puri et al.) beschreibt eine Vorverzerreranordnung,
worin ein vorverzerrtes Eingangssignal zu einem Verstärker zurückgekoppelt wird,
um Signale zur Vorverzerrung des Verstärkereingangssignals zu generieren.
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Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden
Erfindung wird eine Vorverzerreranordnung zum Linearisieren eines
Verstärkers
bereitgestellt, wobei die Vorverzerreranordnung einen Eingangssignalpfad
zum Empfangen eines Eingangssignals, das verstärkt werden muss, einen Verzerrungspfad,
in dem das Eingangssignal von dem Eingangssignalpfad verarbeitet
wird, um ein Verzerrungssignal zu generieren, das wenigstens eine
Verzerrungskomponente dritter Ordnung oder höherer Ordnung umfasst, Kombiniermittel
zum Kombinieren des Verzerrungssignals mit dem Eingangssignal in
dem Eingangssignalpfad, um ein vorverzerrtes Eingangssignal zu erzeugen,
das zu dem Verstärkereingang
geleitet wird, und Fehlerkorrekturmittel, in dem wenigstens ein
Fehlerkorrektursignal erzeugt wird, umfasst, wobei das oder jedes
Fehlerkorrektursignal zum Steuern einer entsprechenden Verzerrungskomponente
dient; dadurch gekennzeichnet, dass das Fehlerkorrekturmittel wenigstens
ein Fehlerkorrektursignal durch Vergleichen seiner entsprechenden
Verzerrungskomponente jeweils mit dem Verstärkerausgangssignal erzeugt.
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Die Erfindung besteht auch aus einem
Verfahren zum Linearisieren eines Verstärkers, umfassend einen Verzerrungsschritt,
in dem ein Eingangssignal, das verstärkt werden muss, verarbeitet
wird, um ein Verzerrungssignal zu generieren, umfassend wenigstens
eine Verzerrungskomponente dritter Ordnung oder höherer Ordnung,
einen Kombinierschritt, in dem das Verzerrungssignal mit dem Eingangssignal
kombiniert wird, um ein vorverzerrtes Eingangssignal zu erzeugen,
das zu dem Verstärkereingang
geleitet wird, und einen Fehlerkorrekturschritt, in dem wenigstens
ein Fehlerkorrektursignal erzeugt wird, wobei das oder jedes Fehlerkorrektursignal
zur Steuerung einer entsprechenden Verzerrungskomponente dient;
dadurch gekennzeichnet, dass in dem Fehlerkorrekturschritt wenigstens
ein Fehlerkorrektursignal durch Vergleichen seiner entsprechenden
Verzerrungskomponente jeweils mit dem Verstärkerausgangssignal erzeugt
wird.
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In einem anderen Aspekt stellt die
Erfindung ein ähnliches
Verfahren und eine ähnliche
Vorrichtung wie die soeben beschriebenen bereit, wobei aber ein
Restsignal, welches das Eingangssignal subtrahiert von dem Verstärkerausgangssignal
umfasst, in dem Fehlerkorrektur-Vergleichsprozess anstelle des Verstärkerausgangssignals
selbst verwendet wird.
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In einer bevorzugten Ausführungsform
liefert das Fehlerkorrekturmittel das Restsignal zu einer Vorwärtsregelungsanordnung.
Die Anmeldung beschreibt die Kombination einer Vorverzerreranordnung
und einer Vorwärtsregelungsanordnung
zum Linearisieren eines Verstärkers,
in dem das Restsignal das Fehlersignal für die Vorwärtsregelungsanordnung bereitstellt.
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Der Verzerrungspfad enthält vorzugsweise Mittel
zum Einstellen des Verzerrungssignals abhängig von dem Fehlerkorrektursignal,
und die Einstellmittel können
die Einstellung des Verzerrungssignals in Phase und Amplitude ermöglichen.
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In einer Ausführungsform umfasst das Einstellmittel
einen variablen Phasenschieber und ein variables Dämpfungsglied.
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In einer anderen Ausführungsform
umfasst das Einstellmittel ein Gleichphasen-Einstellmittel und ein
Quadraturphasen-Einstellmittel.
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Vorzugsweise korreliert das Korrekturmittel das
Verstärkerausgangssignal
mit dem Verzerrungssignal zur Erzeugung des Fehlerkorrektursignals.
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Diese Anmeldung beschreibt auch eine
Vorverzerreranordnung zum Linearisieren eines Verstärkers, wobei
die Vorverzerreranordnung einen Eingangssignalpfad zum Empfangen
eines Eingangssignals, das verstärkt
werden muss, und einen Verzerrungspfad umfasst, in dem das Eingangssignal
von dem Eingangssignalpfad verarbeitet wird, um ein Verzerrungssignal
zu generieren, das mit dem Eingangssignal in dem Eingangssignalpfad
kombiniert wird, um ein vorverzerrtes Eingangssignal zu erzeugen,
das zu dem Verstärkereingang
geleitet wird, wobei der Verzerrungspfad das Eingangssignal verarbeitet,
um wenigstens zwei verschiedene Komponenten dritter oder höherer Ordnung
von dem Eingangssignal zu erzeugen, und Mittel enthält zur unabhängigen Einstellung
der Phase und Amplitude der wenigstens zwei Komponenten.
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Von einem anderen Standpunkt aus
beschreibt diese Anmeldung eine Vorrichtung zum Vorverzerren eines
Eingangssignals zu einem Verstärker,
um Verzerrungsfehler, die durch den Verstärker generiert werden, auszugleichen,
wobei die Vorrichtung Mittel zum Empfangen eines Eingangssignals, einen
Hauptsignalpfad zum Zuleiten des Eingangssignals zu einem Eingang
eines Verstärkers,
einen Verzerrungssignalpfad mit Mitteln zum Generieren eines Verzerrungssignals
aus dem Eingangssignal, Einstellmittel zum Einstellen der Amplitude
und Phase des Verzerrungssignals, und Mittel zum Addieren des Verzerrungssignals
zu dem Eingangssignal auf dem Hauptsignalpfad umfasst, wobei die
Vorrichtung des Weiteren Fehlersignalgenerierungsmittel zum Koppeln
an einen Ausgang eines Verstärkers
und an den Hauptsignalpfad umfasst, um ein Fehlersignal zur Steuerung
des Einstellmittels zu generieren.
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Weitere Merkmale und Vorteile gehen
aus der folgenden Beschreibung hervor.
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Es werden nun Ausführungsformen
der Erfindung als Beispiel unter Bezugnahme auf die beiliegenden
Zeichnungen beschrieben, wobei:
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1 ein
Blockschaltbild eines skalaren polynomischen Vorverzerrers mehrfacher
Ordnung ist;
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2 bis 6 Blockschaltbilder verschiedener Formen
vektorieller polynomischer Vorverzerrer mehrfacher Ordnung sind;
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7 ein
Diagramm ist, das eine I-Kanal-Übertragungseigenschaft
eines Verstärkers
und eine größte Annäherung dritter
Ordnung zeigt;
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8 ein
Diagramm ist, das eine I-Kanal-Übertragungseigenschaft
eines Verstärkers
und eine größte Annäherung fünfter Ordnung
zeigt;
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9 ein
Diagramm ist, das eine Q-Kanal-Übertragungseigenschaft
eines Verstärkers
und eine größte Annäherung dritter
Ordnung zeigt;
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10 ein
Diagramm ist, das eine Q-Kanal-Übertragungskennlinie
eines Verstärkers
und eine größte Annäherung fünfter Ordnung
zeigt;
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11 ein
Blockschaltbild einer Schaltung zum Generieren einer Verzerrungskomponente
dritter Ordnung zeigt, die zur Verwendung in den polynomischen Vorverzerrern
von 1 bis 6 geeignet ist;
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12 ein
Blockschaltbild einer Rückkopplungssteuerschaltung
zur Verwendung in der Schaltung von 11 ist;
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13 ein
Blockschaltbild einer verbesserten Rückkopplungssteuerschaltung,
die Digitalsignalverarbeitungstechniken verwendet, zur Verwendung in
der Schaltung von 11 ist;
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14 ein
Blockschaltbild einer Schaltung zum Generieren von Verzerrungskomponenten
dritter und fünfter
Ordnung ist, die zur Verwendung in den polynomischen Vorverzerrern
von 1 bis 6 geeignet ist;
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15 ein
Blockschaltbild einer alternativen Schaltung zum Generieren von
Verzerrungskomponenten dritter und fünfter Ordnung ist, die zur
Verwendung in den polynomischen Vorverzerrern von 1 bis 6 geeignet
ist;
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16 ein
Blockschaltbild einer Schaltung zum Generieren einer Verzerrungskomponente
fünfter
Ordnung ist, die auf der Schaltung von 14 beruht und eine Rückkopplungssteuerschaltung
enthält;
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17 ein
Blockschaltbild einer Schaltung zum Generieren von Verzerrungskomponenten
dritter und fünfter
Ordnung ist, die auf den Schaltungen von 11 und 16 beruht
und eine Rückkopplungssteuerschaltung
enthält;
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18 ein
Blockschaltbild einer Rückkopplungssteuerschaltung
zur Verwendung in der Schaltung von 17 ist,
die auf der Schaltung von 13 beruht;
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19 ein
Blockschaltbild einer Schaltung zum Generieren von Verzerrungskomponenten
dritter, fünfter
und siebenter Ordnung ist;
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20a, 20b, 20c, 20d, 20e, 20f Frequenzspektren für Signale
sind, die im Betrieb an verschiedenen Punkten in den Schaltungen
von 1 bis 6 und 11 bis 19 auftreten;
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21 ein
Blockschaltbild des skalaren Vorverzerrers von 1 ist, der so modifiziert ist, dass er eine
Vorverzerrersteuerschaltung enthält;
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22 zwei
Frequenzspektren zeigt, die einem Fehlersignal an Punkt (1)
und einem Referenzverzerrungssignal dritter Ordnung an Punkt (2)
in 21 entsprechen;
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23 ein
Blockschaltbild ist, das den gesteuerten Vorverzerrer von 21 zeigt, der so modifiziert
ist, dass er einen Digitalsignalprozessor (DSP) nutzt;
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24 ein
Blockschaltbild ist, das eine Vorverzerrersteuerschaltung zeigt,
die zur Steuerung eines vektoriellen Vorverzerrers dritter Ordnung
verwendet wird;
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25 ein
Blockschaltbild ist, das eine Vorverzerrersteuerschaltung zeigt,
die bei dem vektoriellen Vorverzerrer mehrfacher Ordnung von 6 angewendet wird; und
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26 ein
Blockschaltbild einer kombinierten Vorverzerrer- und Vorwärtsregelungsverstärkeranordnung
ist.
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Skalarer Vorverzerrer
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Unter Bezugnahme auf 1 ist ein polynomischer Vorverzerrer
mehrfacher Ordnung 200 mit einem Eingang zum Empfangen
eines RF-Eingangssignals und einem Ausgang zum Zuleiten eines vorverzerrten
Signals zu einem RF-Leistungsverstärker 100 dargestellt.
Das RF-Eingangssignal, das am Eingang des Vorverzerrers empfangen
wird, wird vom Splitter 205 zwischen zwei Kanälen oder
Pfaden geteilt, dem Hauptpfad 210, der das Haupt-RF-Eingangssignal
zur anschließenden
Verstärkung
leitet, und dem Verzerrungspfad 215, der mehrere Ordnungen
einer Verzerrung zum Addieren zu dem Haupt-RF-Eingangssignal liefert.
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Das Haupt-RF-Eingangssignal von dem Hauptpfad 210 und
das Verzerrungssignal vom Verzerrungspfad 215 werden in
dem Addierer 220 vor der Verstärkung im RF-Leistungsverstärker 100 summiert.
Der Hauptpfad enthält
eine Zeitverzögerungskomponente 225 um
sicherzustellen, dass das Haupt-RF-Eingangssignal und das Verzerrungssignal
beim Addierer 220 zusammenfallen. In einem idealen Betrieb
des Vorverzerrers stellt das Ausgangssignal von dem RF-Leistungsverstärker 100 eine
linear verstärkte
Version des RF-Eingangssignals dar, wie zuvor besprochen wurde.
Ein Beispiel für
ein mögliches
RF-Eingangssignal in der Form von zwei eng beabstandeten Frequenztönen ist
in 20a dargestellt.
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Das RF-Signal, das in den Verzerrungspfad 215 eintritt,
wird in eine Verzerrungsgenerierungsschaltung 230 geleitet, die
das RF-Eingangssignal bearbeitet, um einen Satz nichtlinearer Verzerrungskomponenten
zu generieren, die jeweils einer bestimmten Ordnung einer Verzerrung
entsprechen. In 1 sind
die Ordnungen der Verzerrung, die an den drei Ausgangspfaden der
Verzerrungsgenerierungsschaltung 230 generiert werden,
die dritte Ordnung, die fünfte
Ordnung und die siebente Ordnung, die als Frequenzspektren in 20b, 20c beziehungsweise 20d dargestellt
sind. Es ist auchmöglich,
dass die Verzerrungsgenerierungsschaltung Verzerrungskomponenten
höherer
Ordnung, wie der neunten Ordnung, generiert oder nur Verzerrungskomponenten
der dritten Ordnung oder der dritten Ordnung und der fünften Ordnung
generiert.
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Die Signale, die von der Verzerrungsgenerierungsschaltung 230 ausgegeben
werden, werden unabhängig
in der Phase durch einen Satz variabler Phasenverschiebungskomponenten 235 eingestellt, um
etwaige unterschiedliche Phasenverschiebungen auszugleichen, die
in der Verzerrungsgenerierungsschaltung 230 auftreten.
Die Verzerrungssignale werden dann unabhängig in der Amplitude durch
den Satz variabler Dämpfungsglieder 240 eingestellt.
Die Amplitudeneinstellung stellt sicher, dass die relativen Pegel
der separaten Verzerrungskomponenten so eingestellt sind, dass sie
den relativen Pegeln der Verzerrungsordnungen korrekt entsprechen,
die in dem RF-Leistungsverstärker 100 wirklich
erzeugt werden.
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Die korrekt eingestellten Signale,
welche die dritte, fünfte
und siebente Ordnung einer Verzerrung darstellen, werden dann im
Addierer 245 summiert, um ein einziges Verzerrungssignal
mehrfacher Ordnung zu erzeugen. Dieses Signal wird zu einem RF-Verstärker 250 geleitet,
der den Pegel des Verzerrungssignals mehrfacher Ordnung relativ
zu dem Haupt-RF-Signal auf dem Hauptpfad 210 steuert.
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Wie zuvor besprochen, arbeitet ein
Vorverzerrer durch Vorverzerren eines Eingangssignals im umgekehrten
Sinn zu der Verzerrung, die durch den Verstärker erzeugt wird. In dem Vorverzerrer
von 1 werden Verzerrungskomponenten
höherer Ordnung
phasengleich zu dem Eingangssignal addiert, um eine in dem Verstärker erzeugte
entsprechende Verzerrung zu löschen.
Dies setzt voraus, dass die im Verstärker erzeugten Verzerrungssignale auch
mit dem Signal, das verstärkt
wird, phasengleich sind, d. h., die Verzerrung resultiert aus einer vorwiegend
Amplitudenmodulation zu Amplitudenmodulation (AM-AM) Übergangseigenschaft
in dem Verstärker.
Entsprechend kann der Vorverzerrer von 1 als skalarer Vorverzerrer bezeichnet
werden.
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Es gibt jedoch eine andere verzerrungsgenerierende
Wirkung, die mit Leistungsverstärkern
zusammenhängt,
die sich aus einer Amplitudenmodulation zu Phasenmodulation (AM-PM) Übertragungseigenschaft
in dem Verstärker
ergibt. Diese Form der Verzerrung ist durch Phasenänderungen
in dem verstärkten
Signal gekennzeichnet, die von der Amplitudenvariation des Eingangssignals
abhängig
sind.
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Ein skalarer Vorverzerrer ist nur
in der Lage, einen Verstärker
unter Verwendung einer AM-AM-Kompensation bis zu einem Punkt zu
linearisieren, an dem die AM-PM-Verzerrung gegenüber der AM-AM-Verzerrung vorherrschend
wird. Für
Verstärker
mit einem geringen Maß einer
AM-PM-Umwandlung, wie hochqualitative Klasse A-Verstärker, ist
dies im Allgemeinen kein Problem. Probleme können jedoch in Situationen
auftreten, in welchen die Größe einer
AM-PM-Verzerrung in einem Verstärker mit
der Größe der AM-AM-Verzerrung
vergleichbar ist, oder wenn es notwendig ist, einen hohen Grad an Linearisierung
in der Vorverzerrer/Verstärker-Kombination zu haben,
wobei in diesen Situationen ein skalarer Vorverzerrer weniger effektiv
arbeitet. In einem Klasse C-Verstärker zum Beispiel ist die AM-PM-Verzerrung
für gewöhnlich von ähnlicher
Größe wie die AM-AM-Verzerrung
und folglich zeigt ein skalarer Vorverzerrer eine geringe oder keine
Verbesserung in der Verstärkerlinearität. Ebenso
kann in der Situation, in der ein skalarer Vorverzerrer eine polynomische
Annäherung
fünfter
oder höherer
Ordnung verwendet, die Verbesserung in der AM-AM-Kompensation sich
aufgrund einer überwältigenden AM-PM-Verzerrung
nicht in einer entsprechenden Verbesserung in der Verstärkerlinearität zeigen.
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Die Kombination der AM-AM- und AM-PM-Übertragungseigenschaften
eines Verstärkers
kann auf eine phasengleiche IÜbertragungseigenschaft
des Verstärkers
und eine quadraturphasige Q-Übertragungseigenschaft
des Verstärkers
abgebildet werden. Ein Vorverzerrer, der inverse Verzerrungskomponenten
einzeln in jedem der I- und Q-Kanäle erzeugt, kann daher eine
durch den Verstärker
erzeugte Iund Q-Kanalverzerrung kompensieren, die durch die nichtlinearen
I- und Q-Übertragungseigenschaften
des Verstärkers
herbeigeführt wird.
Ein solcher Vorverzerrer kann als ein vektorieller Vorverzerrer
bezeichnet werden, aufgrund der Verwendung wechselseitig orthogonaler
I- und (i-Vorverzerrerkomponenten, die einen Verzerrungssignalvektor
im Signalraum definieren können.
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Vektorieller Vorverzerrer
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2 bis 6 sind Blockschaltbilder,
die verschiedene Formen vektorieller Vorverzerrer gemäß der Erfindung
zeigen, die eine Vorverzerrung der dritten, fünften und siebenten Ordnung
sowohl im Gleichphasen-I-Kanal als auch im Quadraturphasen-Q-Kanal
zeigen. Diese vektoriellen Vorverzerrer sind modifizierte Versionen
des skalaren Vorverzerrers von 1 und
dieselben Merkmale sind mit denselben Bezugszeichen versehen.
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2 zeigt
einen vektoriellen Vorverzerrer, in dem das RF-Signal, das in den
Verzerrungspfad 215 eintritt, durch die Phasenquadraturkomponente 255 in
einen Gleichphasenpfad 215 und einen Quadraturphasenpfad 215q geteilt
wird. Jeder Quaciraturpfad wird unabhängig eingestellt, wie mit Bezugnahne
auf 1 besprochen wurde,
um am Ausgang des Addierers 260i ein gleichphasiges Verzerrungssignal
mehrfacher Ordnung und am Ausgang des Addierers 260q ein
quadraturphasiges Verzerrungssignal mehrfacher Ordnung bereitzustellen.
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3 zeigt
einen vektoriellen Vorverzerrer, der gleich der Schaltung von 2 ist, mit der Ausnahme,
dass die Gleichphasen- und Gegenphasenpfadtrennungen in den Pfadtrernnungen
polynomischer Ordnung liegen. Diese Lösung erfordert ein Hinzufügen von
zwei zusätzlichen
Phasenquadraturkomponenten.
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Die Mehrzahl der variablen Phasenverschiebungskomponenten
in den Schaltungen von 2 und 3 sind für die richtige Operation eines
vektoriellen Vorverzerrers unwesentlich, da jede einzelne Vektorinformation
bezüglich
der einzelnen Ordnungen der Verzerrung von der Vektormodulationsstruktur
selbst bereitgestellt werden sollte. Die Schaltung von
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3 kann
daher derart vereinfacht werden, dass es nur eine variable Phasenverschiebungskomponente
pro erzeugter Verzerrungsordnung gibt, indem die Phasenquadraturkomponenten
unmittelbar vor den variablen Dämpfungsgliedern
angeordnet werden, wie in dem Blockschaltbild von 4 dargestellt ist.
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Wenn der Satz von Ausgängen von
der Verzerrungsgenerierungsschaltung, entsprechend den verschiedenen
Verzerrungsordnungen, phasengleich bereitgestellt wird, d. h., alle
dieselbe Verzögerung
haben, kann eine Einfachphasensteuerung in dem Verzerrungspfad verwendet
werden, siehe 5. Diese
Einfachphasensteuerung ist einfach notwendig um sicher zu stellen,
dass das Verzerrungssignal, das von dem RF-Verstärker 250 bereitgestellt
wird, mit dem RF-Eingang beim Addierer 105 korrekt phasengleich
ist. Die Schaltung von 5 enthält auch
Addierer 265, 270, 275, die in der Lage sind,
einen oder beide ihrer Eingänge
zu invertieren, um dem Verzerrungssignalvektor zu ermöglichen,
in einen der vier Signalraumquadranten zu fallen. Als Alternative
ersetzt eine allgemeinere Lösung,
die in 6 dargestellt
ist, die variablen Dämpfungsglieder durch
Mischer oder Vervielfacher, denen DC-Steuersignale zugeleitet werden,
um einen wahren 360 Grad-Vektormodulator in jeder der Nichtlinearitätsordnungen
bereitzustellen.
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Polynomische
Näherungen
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7 zeigt
eine Graphik einer I-Kanal-Übertragungseigenschaft
für einen
typischen Verstärker. Über die
Graphik in 7 ist eine
Linie engster Übereinstimmung
für die Übertragungseigenschaft
unter Verwendung einer polynomischen Näherung mit Komponententermen
bis zur dritten Ordnung gelegt. Die Koeffizienten der Komponententerme
der polynomischen Näherung
werden invers in der I-Kanal-Verzerrungsgenerierungsschaltung eines
vektoriellen Vorverzerrers dritter Ordnung gemäß der Erfindung angewendet. 8 zeigt dieselbe Graphik
für die I-Kanal-Übertragungseigenschaft
gemeinsam mit einer Linie engster Übereinstimmung unter Verwendung
einer polynomischen Näherung
fünfter
Ordnung. Ebenso werden die Koeffizienten der Komponententerme der
polynomischen Näherung
invers in der I-Kanal-Verzerrungsgenerierungsschaltung
eines vektoriellen Vorverzerrers fünfter Ordnung gemäß der Erfindung
angewendet. Die Näherung
fünfter
Ordnung liefert eindeutig eine exaktere Übereinstimmung mit den tatsächlichen
Eigenschaften des Verstärkers
als die Näherung
dritter Ordnung. Die äquivalenten
Kennlinien für
den Q-Kanal sind in 9 und 10 dargestellt. Es sollte
festgehalten werden, dass die kubische Übereinstimmung des I-Kanals
in 7 ziemlich gut ist,
während
die kubische Übereinstimmung
des Q-Kanals in 9 viel schlechter
ist. Die Übereinstimmungen
fünfter
Ordnung sind in beiden Fällen
besser, wobei die deutlichste Verbesserung im Q-Kanal vorliegt.
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Da viele Verstärker eine Eigenschaft vorwiegend
fünfter
Ordnung in der einen oder anderen ihrer Quadratureigenschaften haben,
müsste
ein vektorieller polynomischer Vorverzerrer sicherlich mehrfacher Ordnung
sein, um einen nützlichen
Vorteil gegenüber seinem
skalaren Gegenstück
einfacher Ordnung zu haben.
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Verzerrungsgenerierungsschaltung
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Unter Bezugnahme auf die Blockschaltbilder, die
in 11 bis 19 dargestellt sind, und
die Frequenzspektren in Figur 20 werden nun verschiedenen Versionen
einer Verzerrungsgenerierungsschaltung beschrieben, die zur Verwendung
in den skalaren und vektoriellen Vorverzerrern von 1 bis 6 geeignet
sind.
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11 zeigt
ein Blockschaltbild einer Schaltung zur Erzeugung einer Verzerrungskomponente dritter
Ordnung. Das RF-Eingangssignal, das in die Schaltung eintritt, wird
von dem Splitter 405 dreigeteilt. Eines der RF-Signale
wird dann in den ersten Eingang eines Mischers oder Vervielfachers 410 über einen
Richtungskoppler 415 geleitet. Der Richtungskoppler tastet
einen Abschnitt des RF-Signals ab, der in den zweiten Eingang des
Mischers 410 über
ein Dämpfungsglied 420 geleitet
wird. Durch Mischen der zwei Versionen desselben RF-Eingangssignals
erzeugt der Ausgang des Mischers 410 im Idealfall ein rechteckiges
RF-Signal, das Frequenzkomponenten
in einer DC-Zone enthält,
d.h., bei niederen Frequenzen, und Frequenzkomponenten in einer ersten
harmonischen Zone, d.h., beim Doppelten der ursprünglichen
Frequenzen. Die Frequenzspektren des rechteckigen RF-Signals sind
in 20e dargestellt.
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Der rechteckige RF-Signalausgang
von dem Mischer 410 wird dann in den ersten Eingang eines Mischers 425 über ein
Dämpfungsglied 430 und
einen DC-Einspeisungssummierer 435 geleitet. Ein weiteres
RF-Eingangssignal von dem Splitter bildet den zweiten Eingang zu
dem Mischer 425 und kann über einen Pfad 440 geleitet
werden, der ein Zeitverzögerungselement
(nicht dargestellt) enthält,
um sicherzustellen, dass die zwei Mischereingangssignale phasengleich
sein. Durch Mischen des rechteckigen RF-Signals mit dem ursprünglichen
RF-Eingangssignal erzeugt der Ausgang des Mischers 425 im
Idealfall ein reines kubisches Signal. Die Frequenz spektren des
kubischen RF-Signals sind in 20f dargestellt
(nach dem Filtern zur Entfernung der Komponenten der DC-Zone, der
Harmonischen und dritten Harmonischen).
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Das kubische RF-Signal sollte im
Idealfall nur aus der Eingangs-RF-Signalenergie plus In-Band-Komponenten
dritter Ordnung bestehen. In der Praxis jedoch sind auch andere
höhere
Ordnungen einer In-Band-Verzerrung in dem Ausgang des Mischers 425 vorhanden,
gemeinsam mit mehr Eingangssignalenergie als nach einer theoretischen Analyse
zu erwarten wäre.
Die Dämpfungswerte
für die
Dämpfungsglieder 420 und 430 und
der Kopplungsfaktor für
den Koppler 415 sind so gewählt, dass die Leistung bei
der Art von Mischer 410 und 425 optimiert ist.
Die optimale Leistung ist ein Kompromiss zwischen einer Minimierung
der unerwünschten
Eingangssignalenergie, die durch einen Leckfluss durch die Mischer
verursacht wird, und einer Minimierung der höheren Ordnungen einer In-Band-Verzerrung, die
durch eine nicht optimale Leistung der Mischer 410 und 425 verursacht
wird. In einer Schaltung mit einem 0 dBm RF-Eingangssignalpegel
und einer Implementierung von Standard-Silizium-IC-Mischern auf
der Basis einer Gilbert-Zelle ist die Differenz zwischen den "LO"-, "RF"- oder "IF"-Treiberpegeln in
jedem Fall typischerweise in der Größenordnung von 20 dB.
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In einer modifizierten Version (nicht
dargestellt) der Verzerrungsgeneratorschaltung dritter Ordnung von 11 wird der rechteckige
RF-Signalausgang von dem Mischer 410 vor dem Eintritt in
den Mischer 425 gefiltert. Dies ermöglicht die Wahl entweder der
DC-Zonen-Frequenzkomponenten des rechteckigen RF-Signals durch ein
Tiefpassfilter, oder der Frequenzkomponenten der zweiten harmonischen
Zone des rechteckigen RF-Signals durch ein Hochpassfilter. Jedes Wählschema
hat seine eigenen besonderen Vorteile, wobei jedenfalls beide Schemen
in vorteilhafter Weise für
eine Dämpfung der
Eingangstonenergie am Ausgang sorgen, wenn sie in Verbindung mit
dem in der Folge beschriebenen Eingangstonunterdrückungsmechanismus
auf DC-Basis verwendet werden.
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In der Tiefpassfilterversion sorgt
die Wahl der DC-Zone in der Praxis für eine besser verlaufende Antwort
im Sinne der Verstärkung
und des Phasenfrequenzganges als die zweite harmonische Zone, und
kann daher eine bessere Kohärenz
zwischen den zwei Verzerrungskomponenten dritter Ordnung bieten,
die in 20b dargestellt
sind. Obwohl die Verstärkung
und der Phasenfrequenzgang der Version der zweiten harmonischen
Zone durch die Hochfrequenzantwort der Schaltungselemente bewirkt werden,
hat diese Version den Vorteil, ohne zusätzliche Korrektur ein Ausgangsspektrum
zu erzeugen, in dem der Eingangstonpegel bei einem ähnlichen
Pegel wie die Verzerrungskomponenten dritter Ordnung liegt.
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Um eine verbesserte Steuerung der
Generierung der Komponente dritter Ordnung zu ermöglichen,
wird bevorzugt, soviel wie möglich
der im Ausgang vorhandenen Eingangstonenergie zu entfernen. Unter
Bezugnahme auf die Schaltung von 11 wird
dies durch Einspeisen eines DC-Signals über einen Addierer 435 in
das rechteckige RF-Signal bei einem geeigneten Pegel erreicht, so
dass beim Mischen mit dem RF-Eingangssignal
die Eingangsenergie am Ausgang der Schaltung gelöscht wird. Die Position der
DC-Signaleinspeisung, die in 11 dargestellt
ist, ist bevorzugt, da der Pegel des RF-Eingangs zu dem Mischer 410 relativ
hoch ist und mit einem hohen Maß an
Gewissheit bekannt ist. Dasselbe Löschen der Eingangsenergie kann
jedoch, wenn auch weniger effizient und weniger vorhersagbar, durch
Einspeisen eines DC- Signals
an anderen Positionen in der Verzerrungsgenerierungsschaltung erreicht
werden. Zum Beispiel könnte
eine alternative Position für
die DC-Einspeisung in den Pfad 440 sein, der das RF-Eingangssignal
zu dem Mischer 425 leitet. Das DC-Signal würde dann
jeden Leckverlust eines Stör-RF-Eingangssignals löschen, der
in dem rechteckigen RF-Signal vorhanden ist und sich aus einem Leckverlust
durch den Mischer 410 ergibt. Die DC-Signaleinspeisung
kann auch in den Signalpfaden möglich
sein, die zu dem Mischer 410 führen.
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Obwohl der DC-Signalpegel so eingestellt sein
kann, dass das Löschen
der Eingangssignalenergie in dem Ausgang der Verzerrungsgenerierungsschaltung
maximiert ist, treten Schwankungen und ein Driften der verschiedenen
Signale innerhalb der Schaltung infolge von zum Beispiel Temperaturunterschieden
von Schaltungskomponenten, Alterung von Schaltungskomponenten, unvorhersagbaren Schwankungen
in den Versorgungsspannungen und Schwankungen im Pegel der Eingangssignal(e)
auf. Die Verzerrungsgenerierungsschaltung enthält daher einen automatischen
Steuermechanismus 445 zum Initialisieren, Aufrechterhalten
und Steuern des DC-Signals bei korrektem Pegel für ein maximales Löschen der
Eingangssignalenergie. Der automatische Steuermechanismus arbeitet
unter Anwendung eines Rückkopplungsschleifenprinzips.
Der Ausgang der Verzerrungsgenerierungsschaltung wird von einem
Splitter 450 abgetastet und in einen Eingang des Steuermechanismus
geleitet. Ein zweiter Eingang des Steuermechanismus empfängt ein
RF-Eingangssignal von dem Splitter 405, vorzugsweise über ein Zeitverzögerungselement
(nicht dargestellt), das als Referenzsignal für den RF-Eingang dient. Der
automatische Steuermechanismus vergleicht die Abtastung von dem
Ausgang mit dem RF-Eingangsreferenzsignal und stellt einen DC-Signalpegel
als Ausgang bereit, der von dem Pegel der RF-Eingangsenergie abhängig ist,
der in der Ausgangsabtastung erfasst wird.
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12 zeigt
eine Ausführung
des automatischen Steuerungsmechanismus, in dem ein Detektionsmischer 455 an
einem Eingang die Abtastung des Ausgangssignals und an einem anderen
Eingang das Referenzeingangssignal empfängt. Der Detektionsmischer
gibt ein Signal aus, das Komponenten über einen Frequenzbereich enthält. Der
Ausgang des Detektionsmischers von Interesse ist jedoch die DC-Signalkomponente,
die ein Maß der Überlappung der
unerwünschten
Eingangssignalenergie in dem Ausgang mit dem Referenzeingangssignal
darstellt. Dieser DC-Ausgang wird von den anderen Signalkomponenten
in dem Detektionsmischerausgang durch Integration des Ausgangs im
Integrator 460 isoliert. Der Integrator hat eine Zeitkonstante,
die ausreichend lang ist, um die unerwünschten DC-Signalkomponenten
zu entfernen, aber ausreichend kurz ist, um eine Millisekundenantwort
in der Rückkopplung
zu liefern. Der DC-Ausgang des Integrators liefert das DC-Signal
für die
Einspeisung in den Addierer 435.
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Ein Nachteil dieses Steuerungsmechanismus
ist, dass der Detektionsmischer und der Integrator DC-Versetzungssignale
generieren können,
die gegenüber
den Rückkopplungssteuerungs-DC-Signalen
dominant werden. Dies tritt für
gewöhnlich dann
ein, wenn das Ausmaß der
Unterdrückung
der Eingangsenergie in der Größenordnung
von 10 bis 15 dB liegt. Es ist möglich,
exaktere Mischer und Integratoren zu verwenden, um geringere DC-Versetzungen
zu erreichen, um diesem Effekt entgegenzuwirken. Mischer und Integratoren
dieser Art sind jedoch meist seltener und teurer.
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13 zeigt
einen modifizierten automatischen Steuerungsmechanismus, der Versetzungsfrequenz-
und Digitalsignalverarbeitungs- (DSP-) Techniken enthält, um das
oben genannte DC-Versetzungsproblem zu beheben. Obwohl die Schaltung komplexer
als die Schaltung von 12 ist,
bedeutet die Integration der Nicht-DSP-Komponenten auf einem anwendungsspezifischen
integrierten Schaltungschip (ASIC), dass die höhere Komponentenzahl die Kosten
dieser Lösung
nicht signifikant erhöhen sollte.
Der automatische Steuerungsmechanismus enthält dieselben zwei Eingänge und
einen Ausgang wie die Schaltung von 12 und
arbeitet wie folgt. Ein Niederfrequenz- ("low frequency" – LF)
fixierter Oszillator 465, der in der digitalen Domäne eines
Digitalsignalprozessors (DSP) 470 arbeitet, liefert über einen
Digital/Analog-Wandler 475 ein niederfrequentes Tonsignal zu einem
Eingang eines Mischers 480. Das LF-Tonsignal ist im Idealfall bei einer
Audiofrequenz fLF zwischen 1 und 5 kHz. Der zweite Eingang zu dem
Mischer 480 ist die Ausgangsabtastung, die vom Splitter 450 geliefert
wird, der in 11 dargestellt
ist, und enthält
Signalkomponenten bei einer relativ höheren Frequenz als das LF-Tonsignal, z. B. zwischen
500 und 2000 MHz. Der Effekt des Mischens der Ausgangsabtastung
mit dem LF-Tonsignal ist das Generieren eines Abbildes der Ausgangsabtastung,
das in der Frequenz um fLF nach unten verschoben ist, und eines
Abbildes der Ausgangsabtastung, das in der Frequenz um fLl' nach oben verschoben
ist. Der Ausgang des Mischers 480 wird von einem Hochpassfilter 485 verarbeitet,
das eine Grenzfrequenz hat, die so gewählt ist, dass das Filter 485 jedes
LF-Tonsignal entfernt, das durch den Mischer 480 leckt.
Die Ausgangsabtastung mit Frequenzversetzung wird dann in einen
Eingang eines Detektionsmischers 490 geleitet, während ein
zweiter Eingang das Referenz-RF-Eingangssignal
empfängt.
Wie in dem Mechanismus von 12 liefert der
Detektionsmischer 490 an seinem Ausgang ein Signal, das
Komponenten über
einen Frequenzbereich enthält.
In diesem Mechanismus jedoch ist es die Signalkomponente bei der
Tonfrequenz fLF, die ein Maß für die Überlappung
der unerwünschten
Eingangssignalenergie in dem Ausgang mit dem Referenzeingangssignal
darstellt.
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Nach dem Umwandeln des Ausgangs des Detektionsmischers 490 zurück in die
digitale Domäne
der Digitalsignalverarbeitung (DSP) unter Verwendung des Analog/Digital-Wandlers 495,
wird das Signal in einen Digitalmischer 500 geleitet. Es
sollte beachtet werden, dass der Digitalsignalprozessor und der
Analog/Digital-Wandler bestens geeignet sind, Signale bei Audiofrequenz
zu behandeln, und daher die erforderliche Signalkomponente bei der
Tonfrequenz fLF exakt verarbeiten können. Der Digitalmischer 500 mischt
den Ausgang des Detektionsmischers 490 mit dem LF-Tonsignal
von dem LFfixierten Oszillator 465, um die erforderliche
Signalkomponente auch bei der Tonfrequenz in ein DC-Signal umzuwandeln.
Wie bei dem Mechanismus von 12 ist
dieses DC-Signal
von den anderen Signalkomponenten isoliert, die in dem Detektionsmischer
durch Integration des Digitalmischerausgangs in einem Digitalintegrator 505 erzeugt
werden. Im Gegensatz zu dem Mechanismus von 12 ist dieser Versetzungsfrequenzmechanismus
jedoch immun gegen jeden Aufbau von Stör-DC-Signalen in dem analogen Bereich,
d. h., in den Mischern 480, 490, dem D/A 475,
dem A/D 495 und dem Hochpassfilter 485. Die möglicherweise
beschädigenden
DC-Signale treten in
den Digitalsignalprozessor über
den Analog/Digital-Wandler (A/D) 495 ein, werden aber sofort durch den
Digitalmischer 500 in die Tonsignalfrequenz fLF umgewandelt
und anschließend
in dem Integrator 505 gelöscht. Da der Digitalmischer 500 und
der Integrator 505 beide in der digitalen Domäne des Digitalsignalprozessors
(DSP) arbeiten, sind sie nicht mit den Problemen ihrer analogen
Gegenstücke
konfrontiert, wie einem Signallecken oder einer Generierung einer
störenden
DC-Versetzung aufgrund von Temperatur- oder Stromversorgungsschwankungen.
Der DC-Signalausgang von dem Integrator liefert über den Digital/Analog-Wandler
510 das DC-Signal für die
Einspeisung in den Addierer 435 von 11.
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14 und 15 sind Blockschaltbilder
von zwei alternativen Ausführungsformen
einer Schaltung zum Generieren von Verzerrungskomponenten dritter
und fünfter
Ordnung und beruhen auf den Konstruktions- und grundlegenden Betriebsprinzipien
der Generierungsschaltung dritter Ordnung von 11. Gleiche Komponenten wurden daher
mit gleichen Bezugszeichen versehen.
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In der Generierungsschaltung von 14 wird das Signal zweiter
Ordnung in einen zweiten Pfad 515 durch einen Splitter 520 geteilt,
und das Signal dritter Ordnung wird in einen zweiten Pfad 525 durch
einen Splitter 530 geteilt. Der Pegel des Signals zweiter
Ordnung auf dem Pfad 515 und der Pegel des Signals dritter
Ordnung auf dem Pfad 525 werden durch einen RF-Verstärker 535 beziehungsweise
ein Dämpfungsglied 540 eingestellt.
Die eingestellten Signale zweiter und dritter Ordnung werden dann
in dem Mischer 545 gemischt, um einen RF-Ausgang fünfter Ordnung
zu erzeugen. Ein zweites DC-Einspeisungssignal wird zu dem Signal
zweiter Ordnung auf Pfad 515 zum Mischen mit dem Signal
dritter Ordnung auf dem Pfad 525 addiert. Durch Einstellen
des zweiten DC-Signals auf einen geeigneten Pegel können die
Signale dritter Ordnung, die andernfalls in dem RF-Ausgang fünfter Ordnung
vorhanden wären,
gelöscht
werden.
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In der Generierungsschaltung von 15 wird das RF-Eingangssignal weiter
durch einen Splitter 550 in Pfade 555 und 560 geteilt,
und das Signal dritter Ordnung wird durch einen Spliter 530 in
einen Pfad 525 geteilt. Das Signal dritter Ordnung wird
von den Dämpfungsgliedern 565 und 570 in
geeignetem Maße
gedämpft,
die wiederum die Mischer 575 und 580 versorgen.
Die Mischer 575 und 580 mischen das Signal dritter
Ordnung mit den RF-Eingangssignalen auf dem Pfad 555 beziehungsweise
560. Der Ausgang des ersten Mischers 575 generiert ein
Signal vierter Ordnung und der Ausgang des zweiten Mischers 580 generiert
das Verzerrungssignal fünfter Ordnung
zur Ausgabe.
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Simulationen, die an der Generierungsschaltung
von 14 durchgeführt wurden,
haben gezeigt, dass für
die Generierung der Verzerrung fünfter Ordnung
die erste DG-Einspeisung (DC1) in den Addierer 435 nicht
notwendig sein muss. Die dritte DC-Einspeisung kann für eine deutliche
Löschung sowohl
der Hauptsignalenergie als auch der Energie dritter Ordnung sorgen,
wodurch nur die gewünschte Verzerrung
fünfter
Ordnung verbleibt. Die Entfernung der ersten und zweiten DC-Einspeisung
ermöglicht eine
einfachere Steuerung der Generierung einer Verzerrung fünfter Ordnung,
wobei jedoch ein Nachteil bei dieser Lösung ist, dass der Ausgang
dritter Ordnung nicht mehr ein reines Verzerrungssignal dritter
Ordnung enthält.
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16 zeigt
die Schaltung von 14 mit einem
Rückkopplungssteuermechanismus,
der die zweite DC-Einspeisung zu dem Addierer steuert und aufrechterhält. Dieser
Rück kopplungssteuermechanismus
arbeitet in ähnlicher
Weise wie in der Generierungsschaltung dritter Ordnung, mit der
Ausnahme, dass eine Abtastung des Ausgangs fünfter Ordnung mit einem Referenzsignal
verglichen wird, das von dem Ausgang dritter Ordnung abgetastet
wurde. Das Rückkopplungs-DC-Signal
stellt daher ein Maß der Überlappung
sowohl der unerwünschten
Eingangssignalenergie als auch der Signalenergie dritter Ordnung
in dem Ausgang fünfter
Ordnung dar. Der Rückkopplungssteuermechanismus
kann unter Verwendung der Rückkopplungsschaltungen
von 12 oder 13 implementiert werden.
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17 ist
ein Blockschaltbild, das eine Generierungsschaltung für eine Verzerrung
dritter Ordnung und fünfter
Ordnung mit einer kombinierten Steuerung zeigt. Die Schaltung ist
eine Kombination der Generierungsschaltung dritter Ordnung von 11 und der Generierungsschaltung
fünfter
Ordnung von 16. Der
kombinierte Rückkopplungssteuermechanismus
für diese
Schaltung ist in 18 dargestellt
und beruht auf dem Versetzungsfrequenzmechanismus von 13.
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19 ist
ein Blockschaltbild, das eine Schaltung zum Generieren eines Verzerrungssignals siebenter
Ordnung nach dem Prinzip zeigt, das in der Generierungsschaltung
fünfter
Ordnung von 14 verwendet
wurde. Das Signal fünfter
Ordnung wird mit dem Signal zweiter Ordnung kombiniert, um einen
Verzerrungsausgang siebenter Ordnung zu generieren. Ähnliche
DC-Einspeisungs- und Steuermechanismen wie die zuvor beschriebenen
können auch
mit diesem System verwendet werden, um die Generierung von IMD-Produkten
nur der siebenten Ordnung zu ermöglichen
(d. h., ohne ursprüngliche Eingangssignale
oder Produkte dritter oder fünfter Ordnung).
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Vorverzerrersteuermechanismus
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Unter Bezugnahme auf 21 ist ein skalarer Vorverzerrer von 1 dargestellt, der so modifiziert
ist, dass er eine Vorverzerrersteuerschaltung enthält. Zur
Vereinfachung ist nur der Verzerrungspfad dritter Ordnung des skalaren
Vorverzerrers gemeinsam mit einer relevanten Vorverzerrersteuerschaltung
dritter Ordnung dargestellt. Es ist jedoch offensichtlich, dass
die Vorverzerrersteuerschaltung erweitert werden kann, um eine einzelne
Steuerung aller Verzerrungspfade des skalaren Vorverzerrers bereitzustellen,
d. h., der dritten, fünften
und siebenten Ordnung, wie gezeigt wird.
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Der Vorverzerrersteuermechanismus
enthält zwei
Stufen (mit A und B in 21 bezeichnet).
Stufe A umfasst die Abtastung des Haupt-RF-Leistungsverstärkerausgangs
und die Entfernung in kontrolliertem Sinne einer wesentlichen Menge
der Hauptsignalenergie zur Bildung eines Signals, das einen relativ
hohen Anteil an verstärkergenerierten
Verzerrungskomponenten enthält
(d. h., ein Fehlersignal). Stufe B umfasst das Korrelieren dieses
Fehlersignals mit dem Ausgang eines Verzerrungsgenerators einer bestimmten
Ordnung, so dass ein Steuersignal erzeugt wird, das für die Menge
an Restintermodulationsverzerrung dieser bestimmten Ordnung, die
in dem Ausgangsspektrum verbleibt, repräsentativ ist. Die Korrelation
von Stufe B kann in separaten Iund Q-Kanälen stattfinden, um eine unabhängige Steuerung
für die
Phase und Amplitude des Subtraktionsprozesses bereitzustellen.
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Die Stufe A der Vorverzerrersteuerschaltung, die
in 21 dargestellt ist,
arbeitet wie folgt. Eine Abtastung des RF-Leistungsverstärker (LV)-Ausganges
wird durch den Richtungskoppler 610 erhalten und über eine
Zeitverzögerungskomponente 615 zu dem
nichtinvertierenden Eingang des Subtrahierers 620 geleitet.
Ein Signal, das dem RF-Eingang entspricht, wird zu dem invertierenden
Eingang des Subtrahierers 620 mit einer geeigneten Amplitude
und Phase geleitet, um die Hauptsignalenergie in der LV-Ausgangsabtastung
zu entfernen oder zu löschen.
Dieses löschende
Signal wird von dem Hauptsignalpfad des Vorverzerrers durch einen
Richtungskoppler 625 abgeleitet und zu dem Subtrahierer 620 über eine
variable Phasenverschiebungskomponente 630 und ein variables
Dämpfungsglied 635 geleitet,
welche die richtigen Amplituden- und Phaseneinstellungen bereitstellen.
Die Zeitverzögerungskomponente 615 stellt
sicher, dass die zwei Eingangssignale an dem Subtrahierer 620 zusammenfallen.
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Das Verfahren zum Entfernen oder
Löschen des
Hauptsignals in der LV-Ausgangsabtastung ist von einer exakten Steuerung
der variablen Phasenverschiebungskomponente 630 bzw. des
variablen Dämpfungsgliedes 635 abhängig. Daher
enthält
die Stufe A eine Rückkopplungssteuerschleife,
die zwei Splitter 640 und 645 umfasst, die an
den Ausgang des Subtrahierers 620 gekoppelt und in Serie
angeordnet sind, um das Fehlersignal zu zwei Quadraturmischern 650 und 655 zu
leiten. Ein Splitter 660 liefert das löschende Signal (vor der Phasenund
Amplitudeneinstellung) zu einer Phasenquadraturkomponente 665,
die ihrerseits arbeitet, um eine gleichphasige Version des löschenden
Signals zu einem zweiten Eingang des Mischers 650 zu leiten,
und eine gegenphasige Version des löschenden Signals zu einem zweiten
Eingang des Mischers 655 zu leiten. Der Ausgang des Mischers 650 enthält, zusätzlich zu unerwünschten
Frequenzkomponenten, ein DC-Signal,
das die Projektion der Hauptsignalenergie (die im Fehlersignal enthalten
ist) auf die gleichphasige Version des löschenden Signals darstellt.
Im Gegensatz dazu enthält
der Ausgang des Mischers 655, zusätzlich zu unerwünschten
Frequenzkomponenten, ein DC-Signal, das die Projektion der Hauptsignalenergie
(die im Fehlersignal enthalten ist) auf die quadraturphasige Version
des löschenden
Signals darstellt. Die unerwünschten
Frequenzkomponenten, die von den Mischern 650 und 655 ausgegeben
werden, werden im Integrator 670 beziehungsweise 675 gelöscht, um
zwei geglättete
DC-Steuersignale zu erhalten, welche das variable Dämpfungsglied 635 beziehungsweise
die variable Phasenverschiebungskomponente 630 steuern.
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Die DC-Signale von den Mischern 650 und 655 ändern sich,
wenn die Rückkopplungsschleife die
Phase und Amplitude des Löschungssignals
einstellt, um die Hauptsignalenergie in dem Fehlersignal zu minimieren.
Die Rückkopplungsschleife
erreicht schließlich
einen Gleichgewichtszustand, wodurch jede Abweichung der Hauptsignalenergie
vom Minimum zu einer entsprechenden Einstellung führt, um der Änderung
entgegenzuwirken.
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Stufe B der Vorverzerrersteuerschaltung
arbeitet unter Anwendung eines gleichen Prinzips und Schaltkreises
wie die Rückkopplungsschaltung
von Stufe A. Anstatt jedoch die restliche Hauptsignalenergie in
dem Fehlersignal mit einem Referenz-RF-Eingangssignal zu korrelieren,
das von dem Hauptsignalpfad des Vorverzerrers abgeleitet wird, korreliert
Stufe B eine bestimmte Ordnung der Intermodulations verzerrung (IMD),
die in dem Fehlersignal vorhanden ist, mit einem Referenzverzerrungssignal
derselben Ordnung. Daher enthalten in dem Beispiel dritter Ordnung,
das in 21 dargestellt
ist, die DC-Signale, die von den Mischern 680 und 685 der Stufe
B ausgegeben werden, zusätzlich
zu den unerwünschten
Frequenzkomponenten ein DC-Signal, das
die Projektion der restlichen Verzerrung dritter Ordnung (die im
Fehlersignal enthalten ist) auf entweder die gleichphasige oder
quadraturphasige Version des Referenzverzerrungssignals dritter
Ordnung darstellt. Das Referenzverzerrungssignal wird vorzugsweise
von dem richtigen Verzerrungsgenerator im Verzerrungspfad des Vorverzerrers
abgeleitet.
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22 zeigt
zwei Frequenzspektren, die dem Fehlersignal an Punkt (1)
in 21 und dem Referenzverzerrungssignal
dritter Ordnung an Punkt (2) in 21 entsprechen. Es ist erkennbar, dass beide
Signale mit Hauptsignalenergie kontaminiert sind, die in den Mischern 680 und 685 der
Stufe B korrelieren, um ein zusätzliches
unerwünschtes DC-Signal an den Mischerausgängen zu
erzeugen. Natürlich
muss dieses unerwünschte
DC-Signal einen ausreichend geringen Pegel haben, um das gewünschte abhängige DC-Signal
dritter Ordnung nicht zu stören,
das zum Einstellen der variablen Phasenverschiebungskomponente 690 und
des variablen Dämpfungsgliedes 695 verwendet
wird. Daher sollten die Hauptsignalentfernungsprozesse, die in dem Vorverzerrergenerator
dritter Ordnung und in Stufe A der Vorverzerrersteuerschaltung stattfinden,
im Idealfall so arbeiten, dass die Energie dritter Ordnung in der
Korrelation von Stufe B dominiert. Die Werte Dl und D2 in 22 sollten die folgende
Gleichung geeignet erfüllen:
Dl – D2 < –10 dB
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23 zeigt
den gesteuerten Vorverzerrer von 21,
der so modifiziert ist, dass er einen Digitalsignalprozessor (DSP)
nutzt. Der Vorteil dieser Anordnung ist, dass die zuvor unter Bezugnahme
auf die Verzerrungsgenerierungsschaltungen beschriebene Versatzfrequenztechnik
im DSP implementiert werden kann, um die Probleme von DC-Versetzungen und
einer Temperaturdrift zu beheben, die mit analogen Mischern und
Integratoren verbunden sind. Es sollte jedoch festgehalten werden,
dass, da die Vorverzerrersteuerschaltung phasenabhängig ist, der
Mischer 810 ein Spiegelselektionsmischer sein muss, um
die Phaseninformation in den Steuersignalen zu halten.
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In 24 wird
die Vorverzerrersteuerschaltung zur Steuerung eines vektoriellen
Vorverzerrers dritter Ordnung verwendet. In dieser Ausführungsform
werden das phasengleiche (I) DC-Steuersignal und das gegenphasige
(Q) DC-Steuersignal in Stufe B zur direkten Steuerung der entsprechenden
I- und Q-Kanal-Mischer oder -Vervielfacher in dem richtigen Verzerrungspfad
des Vorverzerrers verwendet.
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25 zeigt
eine Vorverzerrersteuerschaltung, die bei dem vektoriellen Vorverzerrer
mehrfacher Ordnung von 6 angewendet
wird. In dieser Anordnung muss der Korrelationsprozess der Stufe B
für die
Steuerung der fünften
und siebenten Ordnung auch gegenüber
den Korrelationsprozessen kontaminierender geringerer Ordnung und
des Hauptsignals dominieren, basierend auf ähnlichen Kriterien wie in der
Korrelation der Stufe B für
die dritte Ordnung, die zuvor besprochen wurde.
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Die Vorwärtsregelungslinearisierungstechnik,
auf die in der Einleitung Bezug genommen wurde, kann in dem RF-Leistungsverstärker zusätzlich zu
den Vorverzerrerlinearisierungstechniken angewendet werden, die
in den oben genannten Ausführungsformen
beschrieben sind. In diesem Fall können die Vorverzerrersteuerschaltungen,
die in 21, 23, 24 und 25 dargestellt
sind, einen weiteren überraschenden
Vorteil bieten, dass das Fehlersignal, das in Stufe A generiert
wird, als Fehlersignal in dem Vorwärtsregelungssystem verwendet
werden kann. 26 zeigt
ein Blockschaltbild einer kombinierten Vorverzerrer- und Vorwärtsregelungsverstärkeranordnung.
Die Steuerung des Vorwärtsregelungssystems,
insbesondere der Fehlerlöschschleife, kann
auf zahlreiche bekannte Weisen unabhängig von der Vorverzerrersteuerung
bereitgestellt werden.
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Aus dem Vorhergesagten ist offensichtlich, dass
verschiedene Modifizierungen im Umfang der vorliegenden Erfindung
durchgeführt
werden können,
die durch die beiliegenden Ansprüche
definiert ist. Zum Beispiel bezieht sich die Beschreibung auf die
Verwendung bestimmter Komponenten, wie Mischer und Integratoren,
die durch Vervielfacher beziehungsweise Tiefpassfilter ersetzt werden
könnten.