WO1999060700A1

WO1999060700A1 - Filtre a onde acoustique de surface, dispositif de partage d'antenne comprenant ce filtre et terminal de communication mobile comprenant ce filtre

Info

Publication number: WO1999060700A1
Application number: PCT/JP1999/002558
Authority: WO
Inventors: Naoki Yuda; Toru Sakuragawa; Ryouichi Takayama; Kozo Murakami; Yuki Satoh
Original assignee: Matsushita Eletric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 1998-05-19
Filing date: 1999-05-17
Publication date: 1999-11-25
Also published as: EP1030448B1; EP1030448A4; US6445261B1; EP1030448A1; JP3563414B2

Description

明細書

S AWフィルタおよびそれを用いたアンテナ共用器およびそれを用いた移動体通信端末技術分野

本発明は、携帯電話等に用いられる S A Wフィルタおよびそれを用いたアンテナ共用器およびそれを用いた移動体通信端末に関するものである。背景技術

一般に、携帯電話の高周波部に用いられる S AWフィルタは、小型化で高選択性を有する帯域通過型フィルタに構成するために、梯子型回路の構成が用いられている。従来のこの種の梯子型 S AWフィルタは、特開平 9— 1 0 2 7 2 8号公報に示されるように、第 1 7図に示すような構成を有していた。

すなわち、圧電基板 1 3上の図面左側に直列腕 S AW共振子 1 2— 1 力、ら 1 2— 4を配列し、直列腕配線パターン 1 6— 1から 1 6— 3によりそれぞれを接続している。一方並列腕 S A W共振子 1 2— 5から 1 2 一 7は右側に配列し、並列腕配線パターン 1 6— 4から 1 6— 6によりそれぞれ直列腕配線パターン 1 6— 1から 1 6— 3 と接続している。この構成によって 7素子の梯子型 S AWフィノレタ 1 1が形成されている。この SAWフィルタ 1 1は、入力電極 1 6― 8側が直列腕 SAW共振子 1 2— 1で始まる回路構成である。以後、このような回路構成を直列腕入力型と呼ぶことにする。またこれに対し、入力側が並列腕 S AW 共振子で始まる回路構成を並列腕入力型と呼ぶことにする。

上記従来の梯子型回路 S AWフィルタ 1 1は、入力電極 1 6 _ 8における反射係数が通過帯域外でもあまり大きくならない傾向がある。第 1 8図は、米国の携帯電話システムである AMP S用の受信フィルタを例にとつて、入力電極 1 6— 8から見た反射係数を極座標チヤ一トに示したものである。通過域である受信帯域は 8 6 9 MH zから 8 9 4MH z (マーカ M 1〜M2)、阻止すべき送信帯域は 8 2 4MH zから 8 4 9 MH z (マーカ M3〜M4) である。

第 1 8図よりわかるように、送信帯域の上端 M4において反射係数は 0. 8程度しか得られていない。この原因は後述の実施例で詳述するが、並列腕配線パターン 1 6— 4から 1 6— 6が有するィンダクタンス成分である。特に直列腕入力型の場合、 S AW共振子 1 2— 1から 1 2— 7 を第 1 7図のような構成とすると配置がよいために、並列腕配線パターンが長くなってこの傾向が顕著に出るものである。

ここで、この梯子型 S AWフィルタ 1 1をアンテナ共用器に用いた場合について説明する。アンテナ共用器とは、送信端子、アンテナ端子および受信端子を有する分波回路であって、送信端子とアンテナ端子との間に送信フィルタを介在させ、ァンテナ端子と受信端子との間に受信フィルタを介在させたものである。

またアンテナ端子と送信フィルタとの間およびアンテナ端子と受信フィルタとの間には、それぞれ阻止すべき周波数帯においてアンテナ端子から見たインピーダンスを高ィンピーダンスとするための移相回路が設けられ、これにより送信信号が受信端子へ、あるいは受信信号が送信端子へ漏れることを抑制している（すなわちアイソレーションを確保している）。 ―

この構成によって、送信端子から入力された送信信号は受信端子に漏れることなくアンテナ端子に出力され、またアンテナ端子から入力された受信信号は送信端子に漏れることなく受信端子に出力されるものである。

一般に、送信側フィルタとしては受信帯域のみを阻止すれば良いため帯域阻止フィルタが用いられる場合が多く、受信側フィルタとしては送信周波数以外にも局部発振周波数や受信ィメージ周波数等の近傍帯域を阻止する必要があるため帯域通過フィルタが用いられる。

従って、小型で高選択性を有する梯子型 S A Wフィルタは、上記の受信フィルタとして最適な特徴を有するものである。但し、受信フィルタに S AWフィルタを用いる場合、低域側阻止域である送信帯域に 1 ヮット近い電力が加わるため、それに対する耐電力が必要となる。後述の実施例で詳述するように、回路構成を直列腕入力型とすれば送信電力に対する耐電力が向上し、実用上の問題はなくなる。

しかしながら、従来の S A Wフィルタ 1 1を上記アンテナ共用器の受信フィルタとして用いた場合、阻止すべき送信周波数における反射係数が小さいために、アンテナ端子から移相回路を介して受信側フィルタを見たインピーダンスを充分に高ィンピーダンスとすることができず、送受信間のアイソレーションが確保できなくなるという問題があった。発明の開示

本発明は上記課題を解決するもので、耐電力性の高い直列腕入力型とした場合でも阻止域において大きな反射係数が確保できるとともに、ァンテナ共用器用受信フィルタとして用いた場合にも送信電力に対する耐電力性が高く、また送受信間のアイソレーションも充分に確保される S A Wフィルタおよびそれを用いたアンテナ共用器およびそれを用いた移動体通信端未を実現することを目的とする。

上記課題を解決するために本発明は、信号経路に直列に接続された少なくとも一つの S AW共振子を有する直列腕と、前記信号経路とグランドとの間に接続された少なくとも一つの S A W共振子を有する並列腕とを交互に接続してなる梯子型 S A Wフィルタであって、前記並列腕の配線パターンの大きさを前記直列腕の配線パターンよりも小さくした構成を有している。

この構成により、直列腕入力型とした場合でも並列腕配線パターンのィンダクタンス成分を小さくすることができるため阻止域において大きな反射係数を得ることができ、耐電力性が高く、かつ送受信間のアイソレーションを充分に確保した S A Wフィルタおよびそれを用いたアンテナ共用器およびそれを用いた移動体通信端末を実現することができるものである。図面の簡単な説明

第 1図は本発明の第 1の実施例における S A Wフィルタの構成を示す構成図

第 2図は同 S A Wフィルタの構成を示す回路図

第 3図は同 S A Wフィルタの通過特性を示す特性図

第 4図は同 S A Wフィルタの入力端反射係数の挙動を示す極座標チヤ一ト

第 5図（ a ) は 2素子 L型回路を示す回路図、（b ) は低域側阻止域における等価回路を示す回路図

第 6図は L型回路の入力端反射係数の挙動を示す極座標チヤ一ト第 7図は同 S AWフィルタを用いたアンテナ共用器を示すプロック図第 8図は同 S AWフィルタの受信側反射係数の挙動を示す極座標チヤ一ト

第 9図は本発明の第 2の実施例における S AWフィルタの構成を示す構成図

第 1 0図は同実施例における他の S AWフィルタの構成を示す構成図第 1 1図は同実施例における他の SAWフィルタの構成を示す構成図第 1 2図は同実施例における比較例の S AWフィルタの構成を示す構成図

第 1 3図は同実施例における他の比較例の S AWフィルタの構成を示す構成図

第 1 4図は本発明の第 3の実施例における S AWフィルタの構成を示す構成図

第 1 5図は同実施例における比較例の S AWフィルタを示す構成図第 1 6図は同実施例におけるベント処理部分の拡大図

第 1 7図は従来例の S AWフィルタの構成を示す構成図

第 1 8図は同 S AWフィルタの入力端反射係数の挙動を示す極座標チヤート発明を実施するための最良の形態

本発明の S AWフィルタは、信号経路に直列に接続された少なくとも一つの S A W共振子を有する直列腕と、前記信号経路とグランドとの間に接続された少なくとも一つの S AW共振子を有する並列腕とを交互に接続してなる梯子型 S AWフィルタであって、前記並列腕の配線パターンの大きさを前記直列腕の配線パターンよりも小さくすることにより、直列腕入力型とした場合でも並列腕配線パターンのィンダクタンス成分を小さくすることができるため阻止域において大きな反射係数を得ることができ、アンテナ共用器に用いた場合にも耐電力性が高く、かつ送受信間のアイソレーションを充分に確保した S A Wフィルタを実現することができるものである。

また望ましくは、並列腕の配線パターンを直線とし、直列腕の配線パターンを前記並列腕の配線パターンとの接続点において曲げることにより、上述した S A Wフィルタを圧電基板上に効率よく配置でき、小型のフィルタとすることができるものである。

また望ましくは、圧電基板上の一方側に直列腕 S A W共振子と並列腕 S A W共振子とを交互に配列し、他方側に並列腕 S A W共振子と直列腕 S AW共振子と交互に配列し、直列腕配線パターンとこれらの直列腕 S A W共振子を順に接続するようジグザグ状に配することにより、梯子型 S A Wフィルタ回路を圧電基板上に効率よく配置でき、小型のフィルタとすることができるものである。

また望ましくは、入力端子側が直列腕から始まるように構成することにより、初段の直列腕共振子が容量性のインピーダンス素子として機能するため、入力電力の一部がそこで反射され、電極の破壊が起こらず安定した特性を維持することができるものである。

また望ましくは、入力側初段を直列腕の S A W共振子で構成しかつ前記入力側初段の直列腕の S AW共振子の段数を複数段で構成することにより、入力側初段の直列腕にかかる高周波電圧を複数の S A W共振子に分配し低減することが可能となり、放電の発生を抑制し高い高周波電力に対しても安定した耐電力性を実現することができるものである。また望ましくは、入力側初段を直列腕の S A W共振子で構成しかつ並列腕の S A W共振子のうち入力側に最も近い位置に配置された S A W共振子と接続された直列腕の S AW共振子の段数を複数段で構成することにより、大電力が印加された場合、初段の直列腕の共振子に接続された入力電極に最も近い並列腕の S A W共振子にはその共振点付近に大きな高周波電力が印加され、その部分の発熱により発生した焦電気によってその並列腕の S A W共振子と接続された直列腕の S A W共振子において放電がおこることを抑制し、高い高周波電力に対しても安定した耐電力性を実現することができるものである。

また望ましくは、入力側初段を直列腕の S A W共振子で構成しかつ入力側に最も近い位置に配置された並列腕の S A W共振子と直列腕の S A W共振子をつなぐ信号経路をハイインピーダンスでグランド電位と接続することにより、高周波信号を漏洩することがなく、大電力が印加された際に、初段の直列腕の共振子に接続された入力電極に最も近い並列腕の S A W共振子に発生する焦電気をグランドに逃がすことができ、その並列腕の S AW共振子と接続された直列腕の S AW共振子において発生する放電を抑制し、高い高周波電力に対しても安定した耐電力性を実現することができるものである。

また望ましくは、上述した S A Wフィルタの配線パターンにベント処理を施すことにより、配線内での反射を低減し、高い高周波電力に対しても安定した耐電力性をもち、かつ低挿入損失のフィルタを実現することができるものである。

また望ましくは、上述した S A Wフィルタをアンテナ端子と受信端子との間に介在させてアンテナ共用器を構成することにより、耐電力が高く、送受信間アイソレーションが充分確保されたアンテナ共用器を小型に実現することができるものである。 o

o

また望ましくは、アンテナ端子と受信側フィルタとの間に高域通過フィルタ型の移相回路を設けてアンテナ共用器を構成することにより、直列腕入力型の場合、阻止すべき送信帯域における入力インピーダンスは容量性を示すことになるが、この構成によりアンテナ端子から受信側フィルタを見たインピーダンスの移相を進み方向に回すことができ、移相回路の素子数を最小限とすることができ、小型のアンテナ共用器を実現することができるものである。

また望ましくは、移相回路を直列キャパシタとシャントインダクタとの π型回路により形成することにより、移相回路の阻止を最小限にすることができ、小型のアンテナ共用器を実現することができるものである。また望ましくは、移相回路を直列キャパシタとシャントインダクタとの τ型回路により形成することにより、移相回路の阻止を最小限にすることができ、小型のアンテナ共用器を実現することができるものである。また望ましくは、従来耐電力性の問題から大型の誘電体同軸フィルタ一が用いられていた、移動体通信機器端末のアンテナ共用器部分に、上述したアンテナ共用器を用いることにより、移動体端末の小型 ·軽量化を実現することができるものである。

(実施例 1 )

以下、本発明の第 1の実施例について図面を用いて説明する。第 1図は本実施例の S A Wフィルタを示す構造図である。第 1図において、 1 は圧電基板、 2は入力端子、 3は出力端子、 4 &〜4 0^はそれぞれ第 1 〜第 3の直列腕 S A W共振子、 5 a〜 5 cはそれぞれ第 1〜第 3の並列腕 S A W共振子、 6 a〜 6 cはそれぞれ第 1〜第 3の直列腕配線パターン、 7 a〜 7 cはそれぞれ第 1〜第 3の並列腕配線パターンである。圧電基板 1は 3 6 ° Yカットのリチウムタンタレート基板を用い、全ての S A W共振子および配線パターンはアルミ二ゥムと 1重量％の銅との合金電極で形成している。第 1図の構成により、第 2図に示す 6素子の梯子型 S AWフィルタ回路が形成される。

なお、本発明は本実施例の材料に限定されるものではなく、圧電基板 2 1 として 3 9 ° Υカットのリチウムタンタレート基板を用いたり、あるいは電極構成としてより耐電力性を高めるために、チタンとアルミ二ゥムとを交互に積層した構成や、チタンと A 1 — C u合金とを交互に積層した構成や、あるいはチタンと A 1 — S c— C u合金とを交互に積層した構成としても、本実施例と同様の効果が得られる。

図において、この S A Wフィルタは、入力端子 2側が第 1 の直列腕 S AW共振子 4 aで始まる直列腕入力型の回路構成である。 S A W共振子の配置は、圧電基板 1 の図面上方側に第 1 の直列腕 S A W共振子 4 a、第 2の並列腕 S A W共振子 5 b、第 3の直列腕 S A W共振子 4 cを配列し、同じく下方側に第 1の並列腕 S AW共振子 5 a、第 2の直列腕 S A W共振子 4 b、第 3の並列腕 S A W共振子 5 cを配列している。第 1〜第 3の直列腕配線パターン 6 a〜 6 cは、それぞれ第 1〜第 3の直列腕 S A W共振子 4 a ~ 4 cを順に接続するようにジグザグ状に配線され、さらに第 1〜第 3の並列腕配線パターン 7 a〜 7 c との接続点において曲がった形状となっている。

以上の構成の結果として、第 1〜第 3の並列腕配線パターン 7 a〜 7 cは直線状となり、かつその長さは第 1〜第 3の直列腕配線パターン 6 a〜 6 cの長さに比べそれぞれ短いものとなっている。さらに、第 1〜第 3の直列腕 S A W共振子 4 a〜 4 cおよび第 1〜第 3の並列腕 S A W 共振子 5 a〜 5 cが圧電基板 1上に効率よく配置されているため、圧電 i。

基板 1のサイズは従来例の構成の場合と同一の 1. 6 X 2. 2 mmとなつた。

次に、上記構成の S AWフィルタの特性について説明する。第 3図はこの S AWフィルタの通過特性を表す特性図、第 4図は同じく入力端子 2における反射係数を表す極座標チヤ一トである。第 3図に示すように、このフィルタは 8 6 9MH z力ら 8 94MH z (マーカ M lから M2) までを通過域とする帯域通過型フィルタであり、米国の携帯電話システム AMP Sの受信フィルタに対応した設定となっている。阻止すべき送信帯域は受信帯域の低域側の 8 2 4 MH zから 84 9 MH z (マーカ M 3から M4) であり、この帯域における減衰量は 4 0 d B以上が確保されている。

第 4図に示す極座標チヤ一トは、入力端子 2における反射係数をプロットしたものであり、中心からの距離が反射の大きさを表し、角度が反射の位相を表している。第 4図に示すように、受信帯域であるマ一力 M 1から M2の間は反射係数 0. 3以下で整合されて通過帯域を形成している。低域側の阻止域にあたる送信帯域（マーカ M 3から M4) は、反射係数 0. 9以上が得られている。これは従来例の構成の S AWフィルタの反射係数（第 1 8図）と比較すれば 1 0%以上の向上である。

以下、この送信帯域の反射係数について考察する。回路を簡略化するために、第 5図に示す 2素子の L型回路について考える。第 2図の 6素子梯子型回路はこの L型回路の集まりと考えることができるため、反射係数の挙動は同じものと考えてよい。第 5図（ a ) に示すようにこの L 型回路は、入力端子 8側に直列腕 SAW共振子 9が接続され、その出力側に並列腕配線パターン 1 0を介して並列腕 S AW共振子 1 1が片端を接地して接続された構成である。出力端子 1 2には信号源と整合した負 _→

荷 R 1が接続されている。この L型回路の低域側阻止域 8 4 9MH z (第 4図のマーカ M4) における等価回路は第 5図（b) のようになる。すなわち、直列腕 S AW共振子 9は低域側で容量性のィンピーダンス素子となるため等価的にコンデンサ C sで表され、並列腕配線パターン 1 0はインダクタンス性であるため等価的にインダクタ L pで表される。さらに並列腕 S AW共振子 1 1は直列共振状態となるためにショートとなり、インダクタ L pは直接接地されることになる。この L型回路の反射係数の挙動を示したのが第 6図である。

出力端子 1 2において極座標チヤ一トの中心点 Oにある反射係数は、シャントインダクタ L pにより等コンダクタンス円上を反時計周りに反射係数 1、位相 1 8 0° (すなわちショート）に向かって回る。このとき、 L pが小さレ、ほどショートに近くなるため、 L pが小さい場合には A点に、 L pが大きい場合には Α' 点に至る。次にシリーズコンデンサ C sによって等抵抗円上を反時計周りに回って、 L ρが小さい場合 Β点に、 L pが大きい場合 B' 点に至る。この点が入力端子 8における反射係数となる。

第 6図より明らかなように、反射係数は並列腕配線パターン 1 0によるインダクタンス成分 L pが小さいほど極座標チヤ一トの外側となり、大きな反射係数が得られることになる。従って、並列腕配線パターン 1 0の長さを短くしてシャントインダクタンス L pを小さくすることにより、帯域外での反射係数を大きくすることができる。第 1図に示す本実施例の S AWフィルタの構成は並列腕配線パターン 7 aから 7 cを極力短くしたものであるため、直列腕入力型であっても送信帯域において 0. 9以上の反射係数が得られているのである。

次に、本実施例の S AWフィルタを用いたアンテナ共用器について説 ^ ₂

明する。第 7図は、本実施例の S AWフィルタを用いたアンテナ共用器のブロック図である。第 7図において、 1 3は送信端子、 1 4はアンテナ端子、 1 5は受信端子、 1 6は送信フィルタ、 1 7は受信フィルタ、 1 8は移相回路である。

送信フィルタ 1 6は送信端子 1 3 とアンテナ端子 1 4との間に介在するフィルタで、送信周波数 f tを通過させ受信周波数 f rを阻止する機能を有するものであるが、本実施例とは直接関係が無いため詳細な説明は省略する。受信フィルタ 1 7はアンテナ端子 1 4と受信端子 1 5 との間に介在するフィルタで、受信周波数 f r を通過させ送信周波数 ί tを阻止する機能を有するもので、この箇所に本実施例の SAWフィルタを用いている。

AMP Sや G SMの場合、送信周波数 ί t は受信周波数 f r よりも低域側にあるため、受信フィルタ 1 7の入力側には低域側の阻止域に AM ? 3で通常 1 ^¥程度、瞬間 2 W近くの送信電力が、また G SMにおいては入力側には低域側の阻止域に 1 / 8デューティのバースト波が 4. 6 4m s間、通常 2W程度、瞬間 4 W近くの送信電力が加わることになる。従って受信フィルタ 1 7 としては、低域側の阻止域に印加される送信電力に耐えうる耐電力性を有するとともに、その印加された送信電力をロスなく反射させる（即ち反射係数が大きい）ことが要求される。本実施例の S AWフィルタは、直列腕入力であるために耐電力性が高く、かつ前述のごとく低域側の阻止域における反射係数が 0. 9以上確保されたものであるため、この用途に最適なフィルタである。

ここで、直列腕入力型が低域側阻止域における耐電力性に優れていることを第 5図で示した基本的な L型回路を用いて説明する。第 5図に低域側阻止域における等価回路を示したように、この帯域では並列腕 SA 丄 o

W共振子 1 1は直列共振となるためにほぼショートの状態となる。従つて並列腕入力型とした場合には、印加された電力が直接そこに加わるために過大な電流が流れ、共振子を構成する櫛形電極がマイグレーションを起こして特性を劣化させてしまう。

これに対し直列腕入力型とすれば、初段の直列腕 S A W共振子 9が容量性のィンピーダンス素子として機能して入力電力の一部を反射し、並列腕 S A W共振子 1 1に過大な電流が流れることを阻止するため、櫛形電極のマイグレーションを起こさず安定した特性を維持することができるのである。

移相回路 1 8はアンテナ端子 1 4から受信側を見たインピーダンス Z rを高インピーダンスとするためのものである。前述のように本実施例の S AWフィルタを用いた受信フィルタ 1 7は、入力側から見た低域側阻止域における反射係数が第 8図の極座標チヤ一トの点 Bに存在する。これはこの帯域における入カインピーダンス Z f が容量性であることを表している。

これを高インピーダンスとするためには移相回路により反射係数 1、位相 0 ° (すなわちオープン）に近い点 Cへ位相を回さなければならなレ、。位相を回す方法としては、第 8図の点線で示すように時計回り（すなわち遅れ位相）に回す方法と、第 8図の実線で示す反時計回り（すなわち進み位相）に回す方法とがある。遅れ位相に回す回路は低域通過フィルタ型、進み位相に回す回路は高域通過フィルタ型となり、その素子数は、回す位相が 1 8 0 ° 以下ならば 3素子、 1 8 0 ° 以上ならば 5素子が必要となる。従って、今回のように容量性の入力インピーダンスに対しては、高域通過フィルタ型の移相回路を用いて進み位相側に回せば 3素子で済むことになる。 , _Λ

1 4

以上の理由により、本実施例では、直列腕入力型の受信フィルタ 1 7 に対し、シャントインダクタとシリーズキャパシタとの 3素子高域通過フィルタ型移相回路 1 8を用いている。移相回路 1 8の素子数が少ないため、小型で低コストなアンテナ共用器が実現でき、さらに素子による信号の損失が少ないため挿入損失も小さいものとなった。

以上の構成とすることによって、アンテナ共用器の送受信間のアイソレーションは 4 5 d B以上が得られ、さらに 1 ヮッ卜の送信電力を 1万時間印加しても特性劣化が起こらない耐電力性が得られた。

なお、本実施例において、梯子型 S A Wフィルタの素子数を 6 としたが、それ以外の素子数でもよい。減衰特性は素子数が多いほど急峻となるが、挿入損失は素子数が少ないほど小さくなるため、求められる特性に応じて決定すればよい。本発明の効果である高い帯域外反射係数と耐電力性は素子数に関係なく発揮されるものである。

また、本実施例において、移相回路 1 8を π型高域通過フィルタの構成としたが、それ以外に Τ型の高域通過フィルタ構成としても同様の効果が得られる。

(実施例 2 )

以下本発明の第 2の実施例について図面を用いて説明する。第 9図〜第 1 1図は本実施例の S A Wフィルタを示す構造図であり、第 1 2図、第 1 3図は比較例を示した図である。それぞれの図において 2 1は圧電基板、 2 2は入力端子、 2 3は出力端子、 2 4 a〜 2 4 cはそれぞれ第 1〜第 3の直列腕 S A W共振子、 2 5 a〜 2 5 cはそれぞれ第 1〜第 3 の並列腕 S A W共振子、 2 6 a〜 2 6 cはそれぞれ第 1〜第 3の直列腕配線パターン、 2 7 a〜 2 7 cはそれぞれ第 1〜第 3の並列腕配線バタ，「

15

ーンである。

このうち第 9図〜第 1 2図における第 1の直列腕 S AW共振子 2 4 a は入力側初段に設けられるとともに、第 9図および第 1 1図における第 1の直列腕 S AW共振子 24 aは、 2つの S A W共振子 24 a— 1， 2 4 a - 2が直列に接続されている。この 2つの S AW共振子 24 a— 1， 24 a— 2は、第 1 2図および第 1 3図における第 1の直列腕 S AW共振子 24 aの特性を 2つの S AW共振子 2 4 a— 1 , 2 4 a— 2を直列に接続することで再現できるように分割したものであり、本実施例においては S AW共振子 2 4 a— 1 と 2 4 a _ 2は同一のもので構成している。その際、直列に 2段としたことで元の特性を維持するために 1つの共振子の容量を 2倍としなければならないが、これに対しては I DTの対数を 2倍にふやすことで容量値を増加させている。

また第 9図における第 2の直列腕 S AW共振子 24 bは、 2つの S A W共振子 24 b— 1， 24 b— 2が直列に接続されて構成され、第 1 0 図〜第 1 3図における第 2の直列腕共振子 24 bの特性を 2つの S AW 共振子 2 4 b— 1， 2 4 b— 2を直列に接続することで再現できるように分割したものであり、本実施例においては S AW共振子 2 4 b— 1 と 24 b— 2は同一のもので構成している。その際、直列に 2段としたことで元の特性を維持するために 1つの共振子の容量を 2倍としなければならないが、これに対しては I D Tの対数を 2倍にふやすことで容量値を増加させている。

また第 9図〜第 1 3図におけるその他の S AW共振子については同一の番号の S A W共振子は同一の S A W共振子で構成している。また第 1 0図においては入力側に最も近い位置に配置された第 1の並列腕 S AW 共振子 2 5 a と第 1および第 2の直列腕 S A W共振子 24 a、 24 bを ― „

つなぐ信号経路としての第 1の直列腕配線パターン 2 6 aの一部にジグザグのメアンダパターン 2 8が設けられており、ハイインピーダンスでグランド電極と接続されている。

本実施例では圧電基板 2 1 として 3 6 ° Yカツトのタンタル酸リチウム基板を、電極材料として A 1 — 1 w t % C u合金を用いた。なお、本発明は本実施例の材料に限定されるものではなく、圧電基板 2 1 として 3 9 ° Yカットのリチウムタンタレート基板を用いたり、あるいは電極構成としてより耐電力性を高めるために、チタンとアルミニウムとを交互に積層した構成や、チタンと A 1 — C u合金とを交互に積層した構成や、あるいはチタンと A 1 — S c—C u合金とを交互に積層した構成としても、本実施例と同様の効果が得られる。

第 9図〜第 1 2図の S A Wフィルタは、入力端子 2 2側が第 1の直列腕 S A W共振子 2 4 aで始まる直列腕入力型の回路構成である。第 1〜第 3の直列腕配線パターン 2 6 a〜 2 6 cはそれぞれ第 1から第 3の直列腕 S A W共振子 2 4 a〜 2 4 cを順に接続するようにジグザグ状に配線され、さらに第 1〜第 3の並列腕配線パターン 2 7 a〜 2 7 c との接続点において曲がった形状となっている。

以上の構成の結果として、第 1〜第 3の並列腕配線パターン 2 7 a〜 2 7 cは直線状となり、かつその長さは第 1〜第 3の直列腕配線パターン 2 6 a 〜 2 6 cに比べてそれぞれ短いものとなっている。さらに、このようなレイアウトにすることで、第 9図〜第 1 1図においては第 1〜第 3の直列腕 S AW共振子 2 4 a〜 2 4 cおよび第 1〜第 3の並列腕 S AW共振子 2 5 a〜 2 5 cが圧電基板 2 1上に効率良く配置され、チップサイズとしては従来例と同一にすることができた。

これら第 9図〜第 1 3図の S A Wフィルタに対して 8 4 9 M H z (送信帯域の上端の周波数）の連続信号を 3 1 d Bmの電力で 1 0 0時間印加して耐電力性試験を行った。また、第 9図〜第 1 2図の S AWフィルタについては 3 1 d B mから 0. 5 d Bmステツプで 3 8 d B mまで、各電力の信号に対し 3分間の電力印加を 2分間隔で計 5回ずつ行い、瞬間入力電力試験を行った。

それらの試験結果と電極が劣化した場合、その劣化の発生した共振子およびその劣化の様子を（表 1 ) に示す。

表 1

注：（）内は劣化した S AW共振子とその劣化の様子を示す試験開始 4時間後にフィルタの特性の劣化が観測された第 1 3図のフィルタについてその試験後の電極表面の様子を観察したところ、第 1 の並列腕 S AW共振子 2 5 aの櫛形電極の表面および側面に突起状のいわゆるヒ口ックが観測され、通常電極の劣化の原因とされている A I原子のマイグレーションによるものとわかった。第 9図〜第 1 2図のフィルタについても同様の試験後にその電極表面を観察したがヒ口ックの発生は認められなかった。この（表 1 ) の耐電力性試験の結果から直列腕入力型 S AWフィルタが高い耐電力性を有していることが分かる。

このことについては次のように説明される。梯子型 S AWフィルタの場合、低域側阻止域では並列腕の S AW共振子は直列共振となり、ほぼショートの状態となる。従って第 1 3図のような並列腕入力型の S AW 1 o

フィルタでは低域側の阻止域に印加された電力は初段の第 1 の並列腕 S AW共振子 2 5 aに直接加わり、そのため共振子を構成する櫛形電極がマイグレーションを起こし特性が劣化してしまう。

し力、し、第 9図〜第 1 2図のような直列腕入力型 S AWフィルタの場合、低域側阻止側では初段の第 1 の直列腕 S AW共振器 24 aが容量性のインピーダンス素子として機能し入力電力の一部を反射し、並列腕の S AW共振子のうち最も入力端子に近い位置に配置された第 1 の並列腕 S AW共振子 2 5 aに過大な電流が流れるのを阻止する。そのため、同一電力の入力に対し直列腕入力型 S A Wフィルタのほうが並列腕入力型 S AWフィルタに比べ耐電力性が高くなるのである。

また、（表 1 ) から第 9図、第 1 0図のフィルタは高い電力の信号を瞬間的に印加しても特に変化しないのに対し、第 1 1図、第 1 2図のフィルタについてはそれぞれ 3 8 d Bm， 3 6 d B mの電力で S AW共振子が放電により劣化してしまうことがわかる。これは直列腕入力型とした事で帯域の低域側の阻止域に印加された電力に対し容量性のインピーダンス素子として機能している初段の第 1の直列腕 S AW共振子 2 4 a の櫛形電極に高い高周波電圧が印加され、このためある電圧以上になるとこの直列腕の S AW共振子中のどこかの櫛形電極間で放電が発生し、しかもこの初段の第 1の直列腕 S AW共振子 2 4 a全体には高い高周波電圧がかかっているため、その放電がトリガーとなってこの S AW共振子全体が放電により劣化するといったことが起こるものと考えられる。また S AW共振子全体の放電のトリガーとなる櫛形電極間の放電については通電した際の発熱によって発生した焦電荷による静電破壊も考えられる。特に低域側阻止域に電力が印加した場合、並列腕の共振子のうち最も入力端子に近い第 1の並列腕 S AW共振子 2 5 aにおいて通電直後の発熱が大きく、焦電荷が発生することが考えられる。しかも梯子形 S AWフィルタの場合、一般的に直列腕の共振子よりも並列腕の共振子のほうが共振周波数が低い周波数の共振子であるため、櫛形電極の電極間距離が広く、しかも 1つの共振子の容量も大きい。

また、直列腕入力型の場合、 D C的には第 1の直列腕配線パターン 2 6 a とつながっている部分はどこにも接地されておらず浮いている状態である。そのためこの焦電荷による櫛形電極間での放電は並列腕の共振子のうち最も入力端子に近い第 1の並列腕 S AW共振子 2 5 a よりも、並列腕の共振子のうち最も入力端子に近い第 1の並列腕 S AW共振子 2 5 aに接続されている第 1の直列腕 S AW共振子 2 4 aにおいて発生しやすい。

■ この放電による S AW共振子の劣化は櫛形電極間にかかる高周波電圧の高さおよび、大きな印加電力の通電の際の発熱によって発生する焦電荷が大きく関わっており、そのため第 1 2図のフィルタは高い高周波電圧がかかる入力側初段の第 1の直列腕 S AW共振子 2 4 aにおいて、 3 6 d Bmで放電による劣化が発生し、入力側初段の第 1の直列腕 S AW 共振子 2 4 a を 2段の S AW共振子 2 4 a — 1， 2 4 a — 2で構成した第 9図のフィルタでは、 1つの共振子にかかる高周波電圧が分割前の 1 / 2となったために 3 6 d Bmによる印加電力では放電しなかったと考えられる。

しかし、第 1 1図のフィルタは 3 8 d B mの電力印加では、並列腕の共振子のうち最も入力端子に近い第 1の並列腕 S A W共振子 2 5 aに接続されている直列腕の共振子のうちより出力側の第 2の直列腕 S AW共振子 2 4 bが放電により劣化している。これについては、第 9図のフィルタのようにこの第 2の直列腕 S A W共振子 2 4 bにも入力側初段の第 1の直列腕 S AW共振子 24 a と同様に 2段の S AW共振子 24 b— 1 , 24 b - 2で構成し、かかる高周波電圧を約 1 / 2とすることで改善されたため、（表 1 ) に示すように 3 8 d B mの印加電力においても放電しなかったと考えられる。

また第 1 0図のフィルタのように、入力側に最も近い位置に配置された第 1の並列腕 S AW共振子 2 5 a と第 1および第 2の直列腕 S AW共振子 24 a、 2 4 bをつなぐ信号経路としての第 1の直列腕配線パターン 2 6 aの一部にメアンダパターン 2 8が設けられていると、ハイインピ一ダンスでグランド電極と接続することができ、高周波信号をもらすことなく発生した焦電荷のみをグランドに逃がすことができ、 3 8 d B mの大電力の印加においても放電の発生を抑制することができる。

なお本実施例においては、第 1および第 2の直列腕 S AW共振子 24 a , 24 bをそれぞれ同一の S AW共振子 24 a— 1， 24 a— 2および同一の S AW共振子 24 b— 1 , 24 b— 2で各 2段構成に分割した力この段数は 2段に限られるものではなく、またそれぞれが同一の共振子である必要もなく、段数および各共振子の設定は入力される高周波電力の大きさによって放電が発生しないように構成すればよい。また第 1 0図のフィルタにおいては、メアンダパターン 2 8でハイインビーダンスな線路を実現したがこれに限られるものではなく、第 1の直列腕配線パターン 2 6 aがハイインピーダンスでダランド電極と接続されるように構成されてさえいればよい。

さらに、本実施例のように直列腕 SAW共振子を多段にすると、容量が増加してある電力以上になると入力側に最も近い並列腕 S AW共振子の方で放電が発生してしまう可能性があるが、その際は直列腕 SAW共振子と同様にその並列腕 S AW共振子を多段にすることで、全体として 2

放電の発生する印加電力値を高めることができ、結果として耐電力性を向上させることができる。

(実施例 3 )

以下、本発明の第 3の実施例について図面を用いて説明する。第 1 4 図は本実施例の S AWフィルタの構造図であり、比較例として第 9図、第 1 5図のような S AWフィルタを用いる。いずれのフィルタも 8 6 9 MH z〜 8 9 4MH z (マーカー M lから M2) までを通過域とする帯域通過型フィルタであり、米国の携帯電話システム AMP Sの受信フィノレタに対応した設定とした。

それぞれの図において 2 1は圧電基板、 2 2は入力端子、 2 3は出力端子、 2 4 a〜 24 cはそれぞれ第 1〜第 3の直列腕 S AW共振子、 2

5 a〜 2 5 cはそれぞれ第 1〜第 3の並列腕 S AW共振子、 2 6 a〜 2

6 cはそれぞれ第 1〜第 3の直列腕配線パターン、 2 7 a〜 2 7 cはそれぞれ第 1〜第 3の並列腕配線パターンである。また第 1 4図、第 1 5 図における S A W共振子については第 9図と同様に同一の番号の S AW 共振子は同一の S AW共振子で構成するとともに、圧電基板 1 として 3 6° Yカットのタンタル酸リチウム基板を、電極材料としては A 1 — 1 w t % C u合金を用いた。

なお、本発明は本実施例の材料に限定されるものではなく、圧電基板 2 1 として 3 9。 Yカットのリチウムタンタレート基板を用いたり、あるいは電極構成としてより耐電力性を高めるために、チタンとアルミ二ゥムとを交互に積層した構成や、チタンと A 1 一 C u合金とを交互に積層した構成や、あるいはチタンと A 1 — S c— C u合金とを交互に積層した構成としても、本実施例と同様の効果が得られる。図において、いずれの S A Wフィルタも、入力端子 2 2側が第 1の直列腕 S A W共振子 2 4 aで始まる直列腕入力型の回路構成である。但し第 1 4図および第 9図の S A Wフィルタは第 1〜第 3の直列腕配線パターン 2 6 a〜 2 6 cはそれぞれ第 1〜第 3の直列腕 S A W共振子 2 4 a 〜 2 4 cを順に接続するようにジグザグ状に配線され、さらに第 1〜第 3の並列腕配線パターン 2 7 a〜 2 7 c との接続点において曲がった形状となっている。

本実施例においてはこの第 1〜第 3の直列腕配線パターン 2 6 a〜 2 6 cおよび第 1〜第 3の並列腕配線パターン 2 7 a〜 2 7 cは常に配線の太さが一定であるように構成している。また、第 1 4図においては第 1〜第 3の直列腕配線パターン 2 6 a〜 2 6 cにおける配線の曲がるコーナー 2 9 a〜 2 9 cについてベント処理を行った。なお、このベント処理としては第 1 6図に示すように配線の太さ Wに対して 1 . 6 Wとなるように行っている。

第 1 4図、第 9図、第 1 5図それぞれのフィルタの挿入損失の最小値と最大値を（表 2 ) に示す。

表 2

この（表 2 ) から第 1 4図のフィルタは第 1〜第 3の直列腕配線バタ —ン 2 6 a〜 2 6 cはそれぞれ第 1から第 3の直列腕 S AW共振子 2 4 a〜 2 4 cを順に接続するようにジグザグ状に配線され、さらに並列腕配線パターン 2 7 a〜 2 7 c との接続点において曲がった形状としたた _r

めに、第 1 5図の S A Wフィルタと比べ挿入損失が悪くなっているが、第 1 4図のフィルタに示されているようにベント処理をすることによつて改善することができることがわかる。

なお、本実施例においては配線パターンの幅 Wを一定としたが、必ずしも一定にする必要がなく、またベント部分を 1 . 6 Wとしたが、これに限定されるものではなく、配線パターンのコーナーにおいて挿入損失が小さくなるようにベント処理が施されてさえいればよい。産業上の利用可能性

以上のように本発明は、信号経路に直列に接続された少なくとも一つの S A W共振子を有する直列腕と、前記信号経路とグランドとの間に接続された少なくとも一つの S A W共振子を有する並列腕とを交互に接続してなる梯子型 S A Wフィルタであって、前記並列腕の配線パターンの大きさを前記直列腕の配線パターンよりも小さくしたものであり、これにより、直列腕入力型とした場合でも阻止域において大きな反射係数を確保することができるため、耐電力性が高く、かつ送受信間のアイソレーシヨンを充分に確保した S AWフィルタおよびそれを用いたアンテナ共用器およびそれを用いた移動体通信端末を実現することができるものである。

Claims

請求の範囲

1. 信号経路に直列に接続された少なくとも一つの SAW共振子を有する直列腕と、前記信号経路とグランドとの間に接続された少なくとも一つの S A W共振子を有する並列腕とを交互に接続してなる梯子型 S A Wフィルタであって、前記並列腕の配線パターンの大きさを前記直列腕の配線パターンよりも小さくした S AWフィルタ。

2. 並列腕の配線パターンを直線とし、直列腕の配線パターンを前記並列腕の配線パターンとの接続点において曲げた請求の範囲第 1項に記載の S AWフイノレタ。

3. 圧電基板上の一方側に直列腕 S A W共振子と並列腕 S AW共振子とを交互に配列し、他方側に並列腕 S A W共振子と直列腕 S A W共振子と交互に配列し、直列腕配線パターンとこれらの直列腕 S AW共振子を順に接続するようジグザグ状に配した請求の範囲第 1項に記載の S AW フイノレタ。

4. 入力端子側が直列腕から始まる請求の範囲第 1項に記載の S AW フィルタ。

5. 入力側初段を直列腕の S AW共振子で構成し、かつ前記入力側初段の直列腕の S AW共振子の段数を複数段で構成した請求の範囲第 1項に記載の S AWフィルタ。

6. 入力側初段を直列腕の S AW共振子で構成し、かつ並列腕の S A W共振子のうち入力側に最も近い位置に配置され SAW共振子と接続された直列腕の S AW共振子の段数を複数段で構成した請求の範囲第 1項に記載の S AWフィルタ。

7. 入力側初段を直列腕の SAW共振子で構成し、かつ入力側に最も乙 o

近い位置に配置された並列腕の S A W共振子と直列腕の S A W共振子をつなぐ信号経路をハイインピーダンスでグランド電位と接続した請求の範囲第 1項に記載の S A Wフィルタ。

8 · 配線パターンにベント処理を施した請求の範囲第 2項に記載の S A Wフィノレタ。

9 . 請求の範囲第 1項に記載の S A Wフィルタをアンテナ端子と受信端子との間に介在させたアンテナ共用器。

1 0 . アンテナ端子と受信側フィルタとの間に高域通過フィルタ型の移相回路を設けた請求の範囲第 9項に記載のアンテナ共用器。

1 1 . 移相回路を直列キャパシタとシャントインダクタとの π型回路により形成した請求の範囲第 1 0項に記載のアンテナ共用器。

1 2 . 移相回路を直列キャパシタとシャントインダクタとの Τ型回路により形成した請求の範囲第 1 0項に記載のアンテナ共用器。

1 3 . 請求の範囲第 9項に記載のアンテナ共用器を用いた移動体通信 ¾末。

補正書の請求の範囲

[1999年 10月 1 8日（18. 10. 99 ) 国際事務局受理：出願当初の請求の範囲 1は補正された；他の請求の範囲は変更なし。（2頁)]

1. (補正後）信号経路に直列に接続された S AW共振子を有する直列腕と、前記信号経路とグランドとの間に接続された S A W共振子を有す 5 る並列腕とを交互に複数接続してなる梯子型 S AWフィルタであって、全ての並列腕の配線パターンの大きさを全ての直列腕の配線パターンょりも小さくした S A Wフィルタ。

2. 並列腕の配線パターンを直線とし、直列腕の配線パターンを前記並列腕の配線パターンとの接続点において曲げた請求の範囲第 1項に記

10 載の S AWフィルタ。

3. 圧電基板上の一方側に直列腕 S AW共振子と並列腕 S AW共振子とを交互に配列し、他方側に並列腕 S AW共振子と直列腕 S AW共振子と交互に配列し、直列腕配線パターンとこれらの直列腕 S A W共振子を順に接続するようジグザグ状に配した請求の範囲第 1項に記載の S AW

15 フィノレ夕。

4. 入力端子側が直列腕から始まる請求の範囲第 1項に記載の S AW フイノレタ。

5. 入力側初段を直列腕の S A W共振子で構成し、かつ前記入力側初段の直列腕の S AW共振子の段数を複数段で構成した請求の範囲第 1項

20 に記載の S AWフィルタ。

6. 入力側初段を直列腕の S A W共振子で構成し、かつ並列腕の S A W共振子のうち入力側に最も近い位置に配置され S A W共振子と接続された直列腕の S A W共振子の段数を複数段で構成した請求の範囲第 1項に記載の S AWフイルク。

25 7. 入力側初段を直列腕の S AW共振子で構成し、かつ入力側に最も

補正された用紙（条約第 19条）近い位置に配置された並列腕の S A W共振子と直列腕の S A W共振子をつなぐ信号経路をハイインピーダンスでグランド電位と接続した請求の範囲第 1項に記載の S A Wフィルタ。

8 . 配線パターンにベント処理を施した請求の範囲第 2項に記載の S A Wフィルタ。

9 . 請求の範囲第 1項に記載の S A Wフィルタをァンテナ端子と受信端子との間に介在させたアンテナ共用器。

1 0 . アンテナ端子ご受信側フィルヌとの間に高域通過フィルタ型の移相回路を設けた請求の範囲第 9項に記載のァンテナ共用器。

1 1 . 移相回路を直列キャパシタとシャントインダクタとの 7Γ型回路により形成した請求の範囲第 1 0項に記載のアンテナ共用器。

1 2 . 移相回路を直列キャパシタとシャントインダクタとの T型回路により形成した請求の範囲第 1 0項に記載のァンテナ共用器。

1 3 . 請求の範囲第 9項に記載のアンテナ共用器を用いた移動体通信端末。

補正された用紙（条約第 I⁹条）