WO2000019229A1 - Procede et dispositif de traitement en reception d'un signal l2 de satellite gps - Google Patents

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WO2000019229A1
WO2000019229A1 PCT/FR1999/002277 FR9902277W WO0019229A1 WO 2000019229 A1 WO2000019229 A1 WO 2000019229A1 FR 9902277 W FR9902277 W FR 9902277W WO 0019229 A1 WO0019229 A1 WO 0019229A1
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WO
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signal
spreading code
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phase
unencrypted
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PCT/FR1999/002277
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Alain Renard
Marc Revol
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Thomson-Csf Sextant
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    • G01S19/40—Correcting position, velocity or attitude

Definitions

  • the present invention relates to position determination using GPS satellites of the NAVSTAR system. It relates more precisely to the reception processing of a signal L2 from a GPS satellite modulated by an encrypted code, the key of which is ignored in order to appreciate its delay with respect to the signal L1. From the knowledge of this delay, an estimate of the ionospheric effect is obtained which is a fluctuating datum whose taking into account makes it possible to improve the accuracy of the localization.
  • the NAVSTAR system is a positioning and navigation system around the globe by means of a beam of traveling satellites.
  • the satellites, numbering 24, are distributed over six fixed orbital planes of 1 2 hours in order to ensure the most regular terrestrial coverage possible at the rate of four satellites per orbital plane. Their positions are known precisely at all times. They are provided with clocks synchronized with each other and emit signals which make it possible, when they are in direct vision of a receiver, to determine the distances between them and the receiver and therefore, knowing their positions, to deduce that of the receiver by triangulation.
  • a source of inaccuracy is due to the crossing of the ionosphere by the waves coming from the satellites in orbit at more than 20,000 kilometers of altitude. In fact, when passing through this medium charged with electrons, the waves undergo refractions which decrease their apparent speed. It is known to measure the effect of the ionosphere on the propagation of waves from satellites from the delay appearing in reception between two waves of different frequencies transmitted in a coherent manner because the propagation delay due to the ionosphere which depends of the electron concentration, varies, as a first approximation, as an inverse function of the square of the frequency. This measurement of the effect of the ionosphere is one of the justifications for the fact that each GPS satellite transmits on two different frequencies in the L-band.
  • each GPS satellite transmits on two carriers in the L band: an L1 carrier at 1,575.42 MHz and an L2 carrier at 1,227.60 MHz.
  • These carriers are phase modulated according to the BPSK (Binary Phase Shift Keying in English language) technique. Saxon) by a pseudo-random binary sequence called spread spectrum code or PRN (Pseudo Random Noise in Anglo-Saxon language), and by a satellite navigation signal called data.
  • PRN pseudo-random binary sequence
  • the carrier L1 is doubly modulated, in phase by a spreading code C / A and the data, and in quadrature by a spreading code P or Y if it is scrambled, and the data while the carrier L2 is simply modulated by the spreading code P (Y) and the data.
  • the modulation of the carriers L1 and L2 by pseudo-random binary sequences causes spreading of the frequency spectrum of the signals transmitted which are then less sensitive to interference and interference.
  • all the codes are synchronous. All the signals: carriers, spreading codes and data, are coherent, the transitions of the navigation messages corresponding exactly to the possible transitions of the pseudo-random codes which themselves have a very precise phase relationship with the carriers which same derive from a very stable single clock.
  • the spreading codes C / A and P (Y) are individualized and different for each satellite in order to distinguish the satellites from each other.
  • the spreading code C / A has a length of 1.023 bits with a bit rate of 1.023 MHz which gives it a duration of 1 millisecond and an occupied frequency bandwidth close to 2 MHz.
  • the spreading code P (Y) has a duration greater than 7 days with a bit rate of 1 0.23 MHz, which gives it an occupied frequency bandwidth of about 20 MHz.
  • the spreading codes C / A and P are known.
  • the scrambled version Y of the spreading code P which is the one issued most of the time, in fact more than 99.9% of the time, is on the other hand unknown to the civilian user in order to avoid being able to a countermeasure to imitate the signal of a GPS satellite and distort the location markings.
  • the distance of a receiver from a GPS satellite is measured by the time elapsing between the instant of transmission by the satellite, of the start of a characteristic pattern of a pseudo-random spreading code C / A or P (Y) and the instant of reception at the receiver of this same start of pattern. This delay is not directly accessible since the difference between the clock of the satellites and that of the receiver is not known in reception.
  • a first method consists in performing an intercorrelation between the signals L1 and L2 since the signals L1 and L2 transmitted by the same satellite are modulated coherently by the same spreading code Y (encrypted P).
  • This intercorrelation has the drawback of considerably increasing the noise power when the signal-to-noise ratio of the signals received is already very low.
  • it does not make it possible to separate the different GPS satellites, nor to obtain a measurement on the carrier (speed).
  • a second more efficient method takes into account the fact that a spreading code Y (encrypted P) results from the product of the spreading code P not encrypted occupying a frequency band of the order of 20 MHz by a binary code of W encryption occupying a frequency band forty times weaker, of the order of 500 KHz. It consists in demodulating the carrier L2 modulated by a spreading code Y (encrypted P) by means of the code P itself unencrypted locally generated in reception by means of a spreading code generator controlled in phase so as to obtain maximum power for the demodulated signal obtained limited to a frequency band of 500 kHz and to square the signal from the demodulation to eliminate any two-phase modulation.
  • This technique is implemented using a servo comprising, in a loop:
  • a band filter limiting the pass band of the demodulator output signal to a width of 500 kHz around the carrier of the L2 signal translated into the lower band, - a circuit for squaring the demodulated and filtered signal eliminating the two-phase modulation,
  • a loop control circuit commanding the local generator of spreading code P not encrypted, with an output of half a binary element in advance and another of a binary half-delay in delay, and controlling the phase shift of the local generator spreading code so as to obtain, in both the advance and delay cases, equal powers for the frequency line at twice the carrier of the L2 signal translated into lower band appearing in the demodulated, filtered and put signal squared.
  • the present invention aims to improve the signal to noise ratio in the phase control loop of the local spreading code generator P not encrypted in order to obtain greater efficiency in the control and to achieve more easily synchronizing the locally generated unencrypted spreading code P with the spreading code Y (encrypted P) modulating on transmission a signal L2.
  • Its subject is a method for the reception processing of a signal L2 from a GPS satellite modulated by a spreading code Y (encrypted P) from which the encryption signal W is ignored to deduce a pseudodistance. This process consists of:
  • the phase control of the local spreading code generator P not encrypted is done by means of a loop with three parallel parallel channels operating simultaneously and not sequentially, which improves the signal to noise ratio of the useful signal in the loop, of a ratio four decomposing into a ratio two due to the simultaneous operation of the advance and delay channels and into a ratio two due to the fact that one no longer carries out a simple squaring of the demodulated and filtered signals of the channels early and late but to the products of these signals by the demodulated and filtered one of the point channel which has the advantage of presenting a signal to noise ratio twice better.
  • the estimation of the Doppler effect affecting the signal L2 consists in extracting from the signal L1 of the GPS satellite considered, modulated by a known C / A spreading code, the Doppler shift affecting the carrier of the signal L1 and to apply to this Doppler shift a proportionality ratio of 1 20/1 54 èm ⁇ .
  • the invention also relates to a device for implementing the above method.
  • FIG. 1 is a diagram of a GPS receiver according to the invention, ensuring processing of the signal L2 in the intermediate frequency band, and
  • FIG. 2 is a diagram of another GPS receiver according to the invention, ensuring processing of the L2 signal in baseband.
  • FIG. 1 shows the diagram of a GPS receiver according to the invention, detailing in particular its circuits ensuring the processing of the signal L2 in the intermediate frequency band.
  • a reception antenna 1 through which the receiver receives all of the signals L1 and L2 emitted by the GPS satellites which are in direct vision.
  • This reception antenna 1 is connected to a diplexer 2 which separates by their distinct frequency bands the signals L1 and L2.
  • the signal L1 available at output 3 of the diplexer 2 is applied to a conventional processing circuit 4 which demodulates it by a spreading code C / A and derives therefrom:
  • the adjustment phase of the C / A spreading code generator used locally in the receiver gives an indication of the pseudodistance (psd) separating the receiver from the GPS satellite in direct vision using the C / A spreading code considered.
  • the satellite data D obtained after demodulation of the signal L1 by a spreading code C / A made up of ephemeris and an almanac make it possible to very precisely calculate the position of the GPS satellite at a given instant.
  • the Doppler frequency offset (psv) affecting the received L1 signal makes it possible to know the relative speed of the receiver with respect to the GPS satellite using the C / A spreading code considered.
  • the signal L2 available at output 5 of the diplexer 2 is applied at the input of an intermediate frequency converter 6 which has the role of transposing the signal L2 into a lower frequency band in order to facilitate its processing.
  • the last stage of this intermediate frequency converter 6 is controlled by an oscillator with digital phase control NCO 7, the frequency of which is mobile and offset, around a fixed value, by the Doppler effect affecting the signal L2.
  • This Doppler effect affecting the L2 signal is deduced from the Doppler effect affecting the L1 signal by a scaling taking into account the proportionality ratio of 120/1 54 th which exists between the carriers of the L1 signals. and L2.
  • the signal (psv) at the output of the processing circuit 4 which represents the Doppler frequency difference affecting the signal L1
  • a multiplier 8 which implements the proportionality ratio 1 20 / 1 54 é e and the result is used to control the phase control input of the oscillator 7.
  • the signal L2 which has a bandwidth of the order of 20 MHz is centered on a fixed intermediate frequency Fi.
  • demodulators 1 0, 1 1, 1 2 which receive as demodulation signals a point version P and two advanced versions A and delayed R of a binary half-element of a spreading code P unencrypted generated by a local generator 1 3 of spreading code P.
  • the three resulting demodulated signals are filtered by bandpass filters 1 4, 1 5, 1 6 with a bandwidth of 500 KHz which are centered on the fixed intermediate frequency Fi and adapted to the phase and frequency of the binary encryption signal W.
  • the demodulated signals and filters available at the output of the bandpass filters 1 5 and 1 6, resulting from demodulations by the advanced versions A and delayed R of the spreading code P not encrypted generated locally are again subjected to two demodulators 1 7, 1 8 which demodulated once again by the demodulated signal available at the output of the bandpass filter 14 resulting from the demodulation of the signal L2 by the point version P of the spreading code P not encrypted locally generated.
  • the two doubly demodulated signals available at the output of the demodulators 1 7, 1 8 are then applied to circuits 1 9 and 20 for measuring the powers EA, ER of their component at the intermediate fixed frequency Fi which operates over a horizon of a few milliseconds.
  • These power measurements EA and ER are then applied as inputs of a discriminator 21 which controls the phase shift control input of an oscillator with digital phase control NCO 22 delivering a binary element timing signal to the local generator 1 3 of spreading code P not encrypted.
  • the local unencrypted spreading code generator P When the local unencrypted spreading code generator P is in phase with the spreading code Y (encrypted P) modulating a signal L2 coming from a GPS satellite, we find at the output of the demodulator 10 corresponding to the point version P from the unencrypted spreading code P a despread signal L2 only modulated by the encryption code W and the data D.
  • This signal which has seen its bandwidth pass from 20 MHz to approximately 500 KHz, can then advantageously be subjected to the filter bandpass 1 4 of 500 KHz bandwidth, adapted to the phase and frequency of the binary encryption signal W, to eliminate out-of-band noise.
  • FIG. 2 illustrates a variant of a GPS receiver in which the signal L2 is brought back to baseband before being used to synchronize a local spreading code generator P not encrypted.
  • a reception antenna 1 leading to a diplexer 2 which separates the distinct frequency bands of the signals L1 and L2 from a GPS satellite.
  • the signal L1 available at output 3 of the diplexer 2 is always applied to a conventional processing circuit 4 which demodulates it by a spreading code C / A suitable for the GPS satellite which it is desired to receive and which draws the usual information therefrom.
  • the generator adjustment phase locally generating the spreading code C / A which gives an indication (psd) of pseudodistance relative to the GPS satellite being listened to
  • the D data of the GPS satellite listened to consisting of ephemeris and an almanac allowing to locate its position very precisely at a given instant
  • the Doppler shift (psv) affecting the received L1 signal giving the relative speed of the receiver with respect to the GPS satellite being listened to.
  • the signal L2 available on the output 5 of the diplexer 2 is applied to an intermediate frequency converter 30 which translates the signal L2 into the lower band in one or more steps using fixed pilot frequencies.
  • the signal L2 is subjected to a quadrature demodulator translating it into baseband.
  • This quadrature demodulator is composed of two demodulators 31, 33 and a ⁇ / 2 phase shifter 32.
  • the two demodulators 31, 33 receive the phase and quadrature versions of a carrier slightly offset from the intermediate frequency Fi to hold account for the Doppler effect on the L2 signal.
  • This baseband transposition carrier is delivered by a digital phase control oscillator NCO 34 whose digital phase control input receives, via a multiplier 8 introducing a proportionality ratio 1 20/1 54 th , the signal (psv) which is available at the output of the processing circuit 4 of the signal L1 modulated by the spreading code C / A and which represents the frequency offset due to the Doppler effect affecting the signal L1.
  • the two components in phase I and in quadrature Q of the signal L2 in baseband are subjected in parallel to three double demodulators (complex signal) 35, 36, 37 which receive, as signals for demodulating a point version P and two advanced versions A and delayed R of a binary half-element, of an unencrypted spreading code P generated by a local generator 1 3.
  • the three resulting demodulated signals with two components, l one in phase and the other in quadrature are subjected to double low-pass filters 38, 39, 40 adapted to the phase and to the frequency of the encryption signal W, which limit the bandwidth of the demodulated signals to 500 KHz by integrating them over a period of 2 ⁇ s.
  • phase and quadrature components of the demodulated and filtered signals available at the output of the double low-pass filters 39, 40 and resulting from the demodulation of the signal L2 by the advanced A and delayed R versions of the spreading code P not encrypted locally generated are again subjected to two double demodulators 41, 42 which demodulate them further by the in-phase and quadrature components of the demodulated signal available at the output of the double low-pass filter 38 and resulting from the demodulation of the signal L2 by the point version P of the spreading code P not encrypted generated locally.
  • phase and quadrature components of each of the two doubly demodulated signals available at the output of the double demodulators 41, respectively 42 are then subjected to a power estimation circuit 43, respectively 44 which integrates them over a horizon of a few milliseconds and in extracts the module EA, respectively ER from each of the signals.
  • EA and ER modules are then applied to a discriminator 45 which controls the phase shift control input of an NCO digital phase control oscillator 22 delivering a bit element timing signal to the local code generator 1 3 spread P not encrypted.
  • the unencrypted spreading code generator P When the unencrypted spreading code generator P is in phase with the spreading code Y (encrypted P) modulating the signal L2 coming from a GPS satellite, we find, at the output of the demodulator 35 corresponding to the point version of the unencrypted spreading code P, the data D of the satellite modulated by the encryption code W.
  • the phase and quadrature components of this signal which has a bandwidth limited to around 500 KHz, is then advantageously subjected to the double low-pass filter 38 adapted to the phase and the frequency of the encryption signal W, which limits the bandwidth of the useful signal to 500 KHz for eliminate out-of-band noise.
  • the pseudodistance (psd) of the signal L2 is deduced when the phase control loop is locked.
  • the comparison of the pseudoranges (psd) measured with the L1 and L2 signals gives the relative delay in reception of the L2 signal compared to the L1 signal, which makes it possible to estimate the effects of the ionosphere towards the target satellite on the propagation times. signals L1 and L2 to take them into account in localization.
  • the processing operations for reception of the signals L1 and L2 are carried out in digital mode as soon as they have been translated into a sufficiently low frequency band, thanks to an analog-digital conversion practiced from the output of the converters at intermediate frequency.
  • Filters adapted to the phase and frequency of the encryption signal W 14, 1 5, 1 6, 38, 39, 40 can be produced, optimally, according to the technique known by the Anglo-Saxon name “integrate and dump ", which consists in integrating the signal processed on adjacent time windows, about 2 ⁇ s wide, synchronized with the signal from the local spreader code spreader P unencrypted.

Abstract

La présente invention est relative à la détermination de position à l'aide des satellites GPS du système NAVSTAR. Elle concerne plus précisément le traitement en réception d'un signal L2 d'un satellite GPS modulé par un code Y crypté dont on ignore la clé pour apprécier son retard par rapport au signal L1 et en déduire l'importance de l'effet ionosphérique afin d'en tenir compte et d'améliorer la précision de la localisation. Ce traitement consiste à ramener le signal L2 en bande inférieure et à le désétaler au moyen du code P non crypté engendré localement en réception par un générateur local de code d'étalement P non crypté synchronisé sur le code Y (P crypté) émis, à l'aide d'une boucle à verrouillage de phase à trois voies parallèles: une première voie démodulée par une version ponctuelle du code d'étalement P non crypté engendré localement, une deuxième voie avancée démodulée une première fois par une version avancée du code d'étalement P non crypté engendré localement et une deuxième fois par le signal démodulé de la voie ponctuelle, et une troisième voie retardée démodulée une première fois par une version retardée du code d'étalement P non crypté engendré localement et une deuxième fois par le signal démodulé de la voie ponctuelle, la synchronisation étant obtenue en recherchant une égalité de puissance de la porteuse du signal L2 en sortie des voies avancée et retardée.

Description

PROCEDE ET DISPOSITIF DE TRAITEMENT EN RECEPTION D'UN SIGNAL L2 DE SATELLITE GPS
La présente invention est relative à la détermination de position à l'aide des satellites GPS du système NAVSTAR. Elle concerne plus précisément le traitement en réception d'un signal L2 d'un satellite GPS modulé par un code crypté dont on ignore la clef pour apprécier son retard par rapport au signal L1 . De la connaissance de ce retard, on tire une estimation de l'effet ionosphérique qui est une donnée fluctuante dont la prise en compte permet d'améliorer la précision de la localisation.
Le système NAVSTAR est un système de positionnement et de navigation autour du globe au moyen d'un faisceau de satellites défilants.
Les satellites au nombre de 24, sont répartis sur six plans orbitaux fixes de 1 2 heures de manière à assurer une couverture terrestre la plus régulière possible à raison de quatre satellites par plan orbital. Leurs positions sont connues avec précision à tout instant. Ils sont pourvus d'horloges synchronisées entre elles et émettent des signaux qui permettent, lorsqu'ils sont en vision directe d'un récepteur, de déterminer les distances entre eux et le récepteur et par conséquent, connaissant leurs positions, d'en déduire celle du récepteur par triangulation.
Une source d'imprécision est due à la traversée de la ionosphère par les ondes en provenance des satellites en orbite à plus de 20.000 kilomètres d'altitude. En effet, à la traversée de ce milieu chargé en électrons, les ondes subissent des réfractions qui diminuent leur vitesse apparente. II est connu de mesurer l'effet de l'ionosphère sur la propagation des ondes en provenance des satellites à partir du retard apparaissant en réception entre deux ondes de fréquences différentes émises de façon cohérente car le retard de propagation dû à l'ionosphère qui dépend de la concentration en électrons, varie, en première approximation, en fonction inverse du carré de la fréquence. Cette mesure de l'effet de la ionosphère est l'une des justifications du fait que chaque satellite GPS émet sur deux fréquences différentes en bande L.
Plus précisément, chaque satellite GPS émet sur deux porteuses dans la bande L : une porteuse L1 à 1 575,42 MHz et une porteuse L2 à 1 227,60 MHz. Ces porteuses sont modulées en phase selon la technique BPSK (Binary Phase Shift Keying en langage anglo- saxon) par une séquence binaire pseudo-aléatoire appelée code d'étalement de spectre ou PRN (Pseudo Random Noise en langage anglo- saxon), et par un signal de navigation du satellite appelé données. Plus précisément, la porteuse L1 est doublement modulée, en phase par un code d'étalement C/A et les données, et en quadrature par un code d'étalement P ou Y s'il est brouillé, et les données tandis que la porteuse L2 est simplement modulée par le code d'étalement P (Y) et les données. La modulation des porteuses L1 et L2 par des séquences binaires pseudo-aléatoires provoque un étalement du spectre de fréquence des signaux émis qui sont alors moins sensibles aux brouillages et aux interférences. Dans un satellite, tous les codes sont synchrones. L'ensemble des signaux : porteuses, codes d'étalement et données, sont cohérents, les transitions des messages de navigation correspondant exactement aux éventuelles transitions des codes pseudo-aléatoires qui ont eux mêmes une relation de phase très précise avec les porteuses qui elles-mêmes dérivent d'une horloge unique très stable.
Les codes d'étalement C/A et P (Y) sont individualisés et différents pour chaque satellite afin de permettre de distinguer les satellites entre eux. Le code d'étalement C/A a une longueur de 1 .023 bits avec un débit de 1 ,023 MHz ce qui lui donne une durée de 1 milliseconde et une largeur de bande de fréquence occupée voisine de 2 MHz. Le code d'étalement P (Y) a une durée supérieure à 7 jours avec un débit de 1 0,23 MHz ce qui lui donne une largeur de bande de fréquence occupée d'environ 20 MHz. Les codes d'étalement C/A et P sont connus. La version brouillée Y du code d'étalement P, qui est celle émise la plupart du temps, en fait plus de 99,9 % du temps, est par contre inconnue de l'utilisateur civil afin d'éviter que l'on puisse par une contre-mesure imiter le signal d'un satellite GPS et fausser les repérages de position. La distance d'un récepteur par rapport à un satellite GPS se mesure par le délai s'écoulant entre l'instant d'émission par le satellite, d'un début d'un motif caractéristique d'un code d'étalement pseudoaléatoire C/A ou P (Y) et l'instant de réception au récepteur de ce même début de motif. Ce -délai n'est pas directement accessible puisque l'écart entre l'horloge des satellites et celle du récepteur n'est pas connu en réception. On n'a seulement accès qu'à une pseudodistance mesurée par rapport à l'horloge du récepteur ce qui oblige, pour lever l'incertitude sur l'horloge du récepteur, à recourir dans la triangulation à un satellite supplémentaire. La précision de la mesure de position dépend de la précision avec laquelle on est capable de repérer le début d'un motif. Elle est meilleure avec le code d'étalement P (Y) dont la longueur d'onde d'un élément binaire est de l'ordre de 30 mètres qu'avec le code d'étalement C/A dont la longueur d'onde d'un élément binaire est de l'ordre de 300 mètres. C'est pourquoi, il est habituel de procéder à une première localisation à l'aide du code d'étalement C/A (pour "Coarse Acquisition") puis d'affiner cette première localisation à l'aide du code d'étalement P (Y) (P pour "Précise"). Cependant, pour un usage civil, où l'on ne dispose pas de la clef du code Y (P crypté), on effectue le repérage de position à partir du seul code d'étalement C/A. On a donc une précision moindre. On peut néanmoins espérer une précision de localisation de l'ordre de quelques mètres car on sait repérer un début de motif avec la précision d'un centième de la longueur d'un élément binaire du code d'étalement C/A. Mais, pour parvenir à cette précision, il faut alors tenir compte l'effet ionosphérique. Pour un utilisateur qui a accès à la clef de chiffrage du code d'étalement Y (P crypté), ce n'est pas un problème car il lui est facile de mesurer le retard relatif de propagation existant entre les motifs des porteuses L1 et L2, et d'en déduire les retards affectant les porteuses L1 et L2 dus à l'ionosphère. Après correction des retards de groupe satellite, il suffit à cet utilisateur de procéder aux démodulations des deux porteuses L1 et L2 par translation en bande inférieure et corrélations avec des codes d'étalement Y (P cryptés) engendrés localement en réception et ajustés en phase pour se retrouver en synchronisme avec les codes d'étalement Y (P cryptés) modulant les deux signaux reçus sur les porteuses L1 et L2, puis de mesurer le retard relatifs entre les deux codes d'étalement Y engendrés localement. Le problème est tout autre pour un utilisateur qui n'a pas accès au code Y (P crypté) car il ne peut plus démoduler la porteuse L2.
Pour résoudre ce problème, diverses méthodes ont déjà été proposées : Une première méthode consiste à effectuer une intercorrélation entre les signaux L1 et L2 car les signaux L1 et L2 émis par un même satellite sont modulés de façon cohérente par le même code d'étalement Y (P crypté) . Cette intercorrélation a l'inconvénient d'augmenter considérablement la puissance de bruit alors que le rapport signal sur bruit des signaux reçus est déjà très faible. En outre, elle ne permet pas de séparer les différents satellites GPS, ni d'obtenir de mesure sur la porteuse (vitesse).
Une deuxième méthode plus performante prend en considération le fait qu'un code d'étalement Y (P crypté) résulte du produit du code d'étalement P non crypté occupant une bande de fréquence de l'ordre de 20 MHz par un code binaire de cryptage W occupant une bande de fréquence quarante fois plus faible, de l'ordre de 500 KHz. Elle consiste à démoduler la porteuse L2 modulée par un code d'étalement Y (P crypté) au moyen du code P lui-même non crypté engendré localement en réception au moyen d'un générateur de code d'étalement asservi en phase de manière à obtenir une puissance maximale pour le signal démodulé obtenu limité à une bande .de fréquence de 500 KHz et à élever au carré le signal issu de la démodulation pour éliminer toute modulation biphasé. On profite ici d'un desetalement qui fait passer la bande de fréquence du signal reçu de 20 MHz à 500 KHz pour gagner dans un rapport 40 sur le bruit par rapport à la première méthode. L'asservissement de phase du générateur local de code d'étalement P se fait alors selon une technique conventionnelle connue sous le sigle DLL (Delay Locked Loop en langage anglo-saxon).
Cette technique se met en oeuvre à l'aide d'un asservissement comportant, en boucle :
- le générateur local de code d'étalement P non crypté pourvu d'une commande de déphasage, - un démodulateur attaqué d'une part par le signal du générateur local de code d'étalement P non crypté et, d'autre part par le signal L2 reçu et translaté en bande inférieure,
- un filtre de bande limitant la bande passante du signal de sortie du démodulateur à une largeur de 500 KHz autour de la porteuse du signal L2 translaté en bande inférieure, - un circuit de mise au carré du signal démodulé et filtré éliminant la modulation biphasé,
- un circuit de mesure de la puissance de la raie de fréquence au double de la porteuse du signal L2 translatée en bande inférieure apparaissant dans le signal démodulé, filtré et mis au carré, et
- un circuit de contrôle de boucle commandant au générateur local de code d'étalement P non crypté, avec une sortie d'un demi- élément binaire en avance et une autre d'un demirêfément binaire en retard, et contrôlant le déphasage du générateur local de code d'étalement de manière à obtenir, dans les deux cas d'avance et de retard, des puissances égales pour la raie de fréquence au double de la porteuse du signal L2 translatée en bande inférieure apparaissant dans le signal démodulé, filtré et mis au carré.
La présente invention a pour but d'améliorer le rapport signal sur bruit dans la boucle d'asservissement de phase du générateur local de code d'étalement P non crypté afin d'obtenir une plus grande efficacité dans l'asservissement et de parvenir plus facilement à synchroniser le code d'étalement P non crypté engendré localement avec le code d'étalement Y (P crypté) modulant à l'émission un signal L2. Elle a pour objet un procédé pour le traitement en réception d'un signal L2 de satellite GPS modulé par un code d'étalement Y (P crypté) dont on ignore le signal de cryptage W pour en déduire une pseudodistance. Ce procédé consiste à :
- estimer l'effet Doppler affectant le signal L2, - transposer en bande inférieure le signal L2 à l'aide d'au moins une porteuse fixe engendrée localement en réception et translatée du décalage Doppler attendu pour le signal L2,
- démoduler en parallèle sur trois voies le signal L2 obtenu en bande inférieure avec les versions avancée, ponctuelle et retardée d'un code d'étalement P non crypté engendrées par un générateur local de code d'étalement à phase réglable,
- filtrer les trois signaux démodulées obtenues avec des filtres adaptés à la phase et à la fréquence du signal de cryptage W limitant leurs bandes passantes à environ 500 KHz, - démoduler à nouveau les deux signaux démodulés et filtrés résultant des démodulations par les versions avancée et retardée du code d'étalement P non crypté engendré localement par le signal démodulé résultant de la démodulation par la version ponctuelle du code d'étalement P non crypté engendré localement pour supprimer toute modulation biphasé,
- calculer les puissances respectives des deux signaux doublement démodulés obtenus à partir des versions avancée et retardée du code d'étalement P non crypté, - asservir la phase du générateur local de code d'étalement P non crypté pour obtenir deux signaux doublement démodulés (un en avance, l'autre en retard) de puissances égales, et
- déduire une pseudodistance de la phase prise par le générateur local de code d'étalement P non crypté lorsque son asservissement de phase est verrouillé.
Selon ce procédé, l'asservissement en phase du générateur local de code d'étalement P non crypté se fait grâce à une boucle à trois voies parallèles combinées fonctionnant simultanément et non séquentiellement, ce qui améliore le rapport signal sur bruit du signal utile dans la boucle, d'un rapport quatre se décomposant en un rapport deux dû au fonctionnement simultané des voies avance et retard et en un rapport deux dû au fait que l'on ne procède plus à une simple mise au carré des signaux démodulés et filtrés des voies avance et retard mais aux produits de ces signaux par celui démodulé et filtré de la voie ponctuelle qui a l'avantage de présenter un rapport signal sur bruit deux fois meilleur.
Avantageusement, l'estimation de l'effet Doppler affectant le signal L2 consiste à extraire du signal L1 du satellite GPS considéré, modulé par un code d'étalement C/A connu, le décalage Doppler affectant la porteuse du signal L1 et à appliquer à ce décalage Doppler un rapport de proportionnalité de 1 20/1 54èmβ.
L'invention a également pour objet un dispositif pour la mise en oeuvre du procédé précité.
D'autres ' caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront de la description ci-après de modes de réalisation de l'invention donnés à titre d'exemple. Cette description sera faite en regard du dessin dans lequel :
- une figure 1 est un schéma de récepteur GPS selon l'invention, assurant un traitement du signal L2 en bande de fréquence intermédiaire, et
- une figure 2 est un schéma d'un autre récepteur GPS selon l'invention, assurant un traitement du signal L2 en bande de base.
Dans un but de simplification, les éléments identiques d'une figure à l'autre portent les mêmes indexations. On se réfère tout d'abord à la figure 1 qui montre le schéma d'un récepteur GPS selon l'invention en détaillant plus particulièrement ses circuits assurant le traitement du signal L2 en bande de fréquence intermédiaire. On y distingue tout d'abord, une antenne de réception 1 par laquelle le récepteur reçoit l'ensemble des signaux L1 et L2 émis par les satellites GPS qui sont en vision directe. Cette antenne de réception 1 est connectée à un diplexeur 2 qui sépare par leurs bandes de fréquences distinctes les signaux L1 et L2.
Le signal L1 disponible en sortie 3 du diplexeur 2 est appliqué à un circuit de traitement classique 4 qui le démodule par un code d'étalement C/A et en tire :
- la phase de réglage du générateur de code d'étalement C/A utilisé localement dans le récepteur, qui correspond à la phase en réception du code d'étalement C/A modulant le signal L1 reçu
- les données D du satellite GPS utilisant le code d'étalement C/À considéré, et -•
- le décalage de fréquence Doppler affectant le signal L1 reçu. La phase de réglage du générateur de code d'étalement C/A utilisé localement dans le récepteur donne une indication de la pseudodistance (psd) séparant le récepteur du satellite GPS en vision directe utilisant le code d'étalement C/A considéré.
Les données D du satellite obtenues après démodulation du signal L1 par un code d'étalement C/A constituées d'éphémérides et d'un almanach permettent de calculer très précisément la position du satellite GPS à un instant donné. δ
Le décalage de fréquence Doppler (psv) affectant le signal L1 reçu permet de connaître la vitesse relative du récepteur par rapport au satellite GPS utilisant le code d'étalement C/A considéré.
On ne donnera pas davantage de détails sur les signaux obtenus à partir de la démodulation d'un signal L1 de satellite GPS par un code d'étalement C/A et sur leur exploitation en vue d'une localisation car cela ressort de la technique de localisation par GPS bien connue de l'homme du métier et ne fait pas partie de l'invention qui s'intéresse plus particulièrement au traitement du signal L2. Le signal L2 disponible en sortie 5 du diplexeur 2 est appliqué en entrée d'un convertisseur en fréquence intermédiaire 6 qui a pour rôle de transposer le signal L2 dans une bande de fréquence inférieure afin de faciliter son traitement. Le dernier étage de ce convertisseur en fréquence intermédiaire 6 est piloté par un oscillateur à contrôle numérique de phase NCO 7 dont la fréquence est mobile et décalée, autour d'une valeur fixe, de l'effet Doppler affectant le signal L2. Cet effet Doppler affectant le signal L2 est déduit de l'effet Doppler affectant le signal L1 par une mise à l'échelle faisant entrer en ligne de compte le rapport de proportionnalité de 120/1 54é e qui existe entre les porteuses des signaux L1 et L2. Pour ce faire, on prélève le signal (psv) en sortie du circuit de traitement 4 qui représente l'écart de fréquence Doppler affectant le signal L1 , on l'applique à un multiplieur 8 qui met en oeuvre le rapport de proportionnalité 1 20/1 54é e et l'on utilise le résultat pour contrôler l'entrée de commande de phase de l'oscillateur 7. En sortie du convertisseur en fréquence intermédiaire 6, le signal L2 qui présente une bande passante de l'ordre de 20 MHz se retrouve centré sur une fréquence intermédiaire fixe Fi. II est alors soumis en parallèle à trois démodulateurs 1 0, 1 1 , 1 2 qui reçoivent comme signaux de démodulation une version ponctuelle P et deux versions avancée A et retardée R d'un demi-élément binaire d'un code d'étalement P non crypté engendré par un générateur local 1 3 de code d'étalement P. Les trois signaux démodulés résultants sont filtrés par des filtres passe- bande 1 4, 1 5, 1 6 d'une largeur de bande de 500 KHz qui sont centrés sur la fréquence intermédiaire fixe Fi et adaptés à la phase et à la fréquence du signal binaire de cryptage W. Les signaux démodulés et filtrés disponibles en sortie des filtres passe-bande 1 5 et 1 6, résultant des démodulations par les versions avancée A et retardée R du code d'étalement P non crypté engendré localement sont soumis à nouveau à deux démodulateurs 1 7, 1 8 qui les démodulent encore une fois par le signal démodulé disponible en sortie du filtre passe-bande 14 résultant de la démodulation du signal L2 par la version ponctuelle P du code d'étalement P non crypté engendré localement. Les deux signaux doublement démodulés disponibles en sortie des démodulateurs 1 7, 1 8 sont alors appliqués à des circuits 1 9 et 20 de mesure des puissances EA, ER de leur composante à la fréquence fixe intermédiaire Fi qui opère sur un horizon de quelques millisecondes. Ces mesures de puissance EA et ER sont alors appliquées en entrées d'un discriminateur 21 qui contrôle l'entrée de commande de déphasage d'un oscillateur à contrôle numérique de phase NCO 22 délivrant un signal de cadencement d'élément binaire au générateur local 1 3 de code d'étalement P non crypté.
Lorsque le générateur local de code d'étalement P non crypté est en phase avec le code d'étalement Y (P crypté) modulant un signal L2 provenant d'un satellite GPS, on retrouve en sortie du démodulateur 10 correspondant à la version ponctuelle P du code d'étalement P non crypté un signal L2 désétalé uniquement modulé par le code de cryptage W et les données D. Ce signal, qui a vu sa bande passante passer de 20 MHz à environ 500 KHz, peut alors être avantageusement soumis au filtre passe-bande 1 4 de 500 KHz de largeur de bande, adapté à la phase et à la fréquence du signal binaire de cryptage W, pour éliminer le bruit hors bande.
De la même façon, lorsque le générateur local de code d'étalement P non crypté est en phase avec le code d'étalement Y (P crypté) modulant un signal L2 provenant d'un satellite GPS, on retrouve, en sortie des démodulateurs 1 1 et 1 2 correspondant aux versions avancée A et retardée R du code d'étalement P non crypté, des signaux L2 imparfaitement désétalés en raison des déphasages d'un demi-élément binaire en avance ou en retard du code d'étalement P non crypté engendré localement, qui restent modulés par le code binaire de cryptage W et par les données D. Comme on ne s'intéresse, dans les signaux de sortie des démodulateurs 1 1 et 1 2, qu'à la largeur de bande occupée par les données D modulées par le code de cryptage W, qui ne dépasse pas les 500 KHz, il est également avantageux de les soumettre aux filtres passe-bande 1 5 et 1 6 de 500 KHz de largeur de bande, adaptés à la phase et à la fréquence du signal de cryptage W, pour éliminer le bruit hors bande.
On remarque ici, qu'en raison des déphasages en avance ou en retard d'un demi-élément binaire des versions avancée A et retardée R du code d'étalement P non crypté engendré localement, les amplitudes des signaux en sortie des filtres passe-bande 1 5 et 1 6 se trouvent diminuées de moitié par rapport à celle du signal en sortie du filtre passe-bande 14.
En sortie des filtres passe-bande 1 5 et 1 6, on se retrouve alors avec des signaux à la fréquence intermédiaire fixe Fi modulés principalement par le code de cryptage W et par les données D. Comme cette modulation est indésirable pour l'asservissement de synchronisation du générateur local de code d'étalement P non crypté, on la supprime des voies avance et retard en démodulant ces voies par la voie ponctuelle grâce aux démodulateurs 1 7 et 1 8.
En sortie des deuxièmes démodulateurs 1 7 et 1 8 on se retrouve avec des signaux complètement démodulés constitués d'une raie à la fréquence intermédiaire fixe Fi émergeant d'une bande de bruit d'une largeur de 500 KHz. On peut alors, comme à l'habitude, parvenir à la synchronisation du générateur local 1 3 de code d'étalement P non crypté, en asservissant sa phase de manière à obtenir des raies de même puissance sur les deux voies avance et retard.
On remarque que l'on aurait pu tout aussi bien éliminer les modulations biphasés des voies avance et retard en élevant leurs signaux au carré. Mais cela serait fait au détriment du rapport signal à bruit puisque l'on dispose sur la voie ponctuelle d'un signal de meilleure qualité que sur les voies avance et retard. On remarque également que le fait d'utiliser deux voies parallèles et simultanées en avance et retard permet d'améliorer la puissance du signal utilisé pour l'asservissement de phase du générateur local 1 3 de code d'étalement P non crypté.
Du déphasage du générateur local 1 3 de code d'étalement P non crypté, on déduit, lorsque la boucle d'asservissement de phase est verrouillée, la pseudodistance (psd) du signal L2. La comparaison entre les pseudodistances (psd) mesurées avec les signaux L1 et L2 donne le retard relatif en réception du signal L2 par rapport au signal L1 ce qui permet d'estimer les effets de l'ionosphère sur les temps de propagation des signaux L1 et L2 pour en tenir compte dans la localisation.
La figure 2 illustre une variante de récepteur GPS dans laquelle le signal L2 est ramené en bande de base avant d'être utilisé pour synchroniser un générateur local de code d'étalement P non crypté.
On distingue sur cette figure 2, comme précédemment, une antenne de réception 1 menant à un diplexeur 2 qui sépare les bandes de fréquences distinctes des signaux L1 et L2 issus d'un satellite GPS. Le signal L1 disponible en sortie 3 du diplexeur 2 est toujours appliqué à un circuit classique de traitement 4 qui le démodule par un code d'étalement C/A approprié au satellite GPS que l'on désire recevoir et qui en tire les informations habituelles que sont : la phase de réglage du générateur engendrant localement le code d'étalement C/A qui donne une indication (psd) de pseudodistance par rapport au satellite GPS écouté, les données D du satellite GPS écouté constituées des éphémérides et d'un almanach permettant de situer très précisément sa position à un instant donné et le décalage Doppler (psv) affectant le signal L1 reçu donnant la vitesse relative du récepteur par rapport au satellite GPS écouté.
• Le signal L2 disponible sur la sortie 5 du diplexeur 2 est appliqué à un convertisseur en fréquence intermédiaire 30 qui opère une translation du signal L2 en bande inférieure en une ou plusieurs étapes à l'aide de fréquences pilotes fixes. A l'issu du convertisseur en fréquence intermédiaire 30, le signal L2 est soumis à un démodulateur en quadrature le translatant en bande de base. Ce démodulateur en quadrature se compose de deux démodulateurs 31 , 33 et d'un déphaseur de π/2 32. Les deux démodulateurs 31 , 33 reçoivent les versions en phase et en quadrature d'une porteuse légèrement décalée de la fréquence intermédiaire Fi pour tenir compte de l'effet Doppler sur le signal L2. Cette porteuse de transposition en bande de base est délivrée par un oscillateur à contrôle numérique de phase NCO 34 dont l'entrée de contrôle numérique'de phase reçoit, par l'intermédiaire d'un multiplieur 8 introduisant un rapport de proportionnalité 1 20/1 54éme, le signal (psv) qui est disponible en sortie du circuit de traitement 4 du signal L1 modulé par le code d'étalement C/A et qui représente le décalage de fréquence dû à l'effet Doppler affectant le signal L1 .
En sortie du démodulateur en quadrature 31 , 32, 33 les deux composantes en phase I et en quadrature Q du signal L2 en bande de base sont soumises en parallèle à trois démodulateurs doubles (signal complexe) 35, 36, 37 qui reçoivent, comme signaux de démodulation une version ponctuelle P et deux versions avancée A et retardée R d'un demi-élément binaire, d'un code d'étalement P non crypté engendré par un générateur local 1 3. Les trois signaux démodulés résultants à deux composantes, l'une en phase et l'autre en quadrature, sont soumis à des filtres passe-bas doubles 38, 39, 40 adaptés à la phase et à la fréquence du signal de cryptage W, qui limitent la largeur de bande des signaux démodulés à 500 KHz en les intégrant sur une période de 2μs. Les composantes en phase et en quadrature des signaux démodulés et filtrés disponibles en sortie des filtres passe-bas doubles 39, 40 et résultant de la démodulation du signal L2 par les versions avancée A et retardée R du code d'étalement P non crypté engendré localement sont soumises à nouveau à deux démodulateurs doubles 41 , 42 qui les démodulent encore par les composantes en phase et en quadrature du signal démodulé disponible en sortie du filtre passe-bas double 38 et résultant de la démodulation du signal L2 par la version ponctuelle P du code d'étalement P non crypté engendré localement.
Les composantes en phase et en quadrature de chacun des deux signaux doublement démodulés disponibles en sortie des démodulateurs doubles 41 , respectivement 42 sont alors soumises à un circuit d'estimation de puissance 43, respectivement 44 qui les intègre sur un horizon de quelques millisecondes et en extrait le module EA, respectivement ER de chacun des signaux. Ces modules EA et ER sont alors appliqués à un discriminateur 45 qui contrôle l'entrée de commande de déphasage d'un oscillateur à contrôle numérique de phase NCO 22 délivrant un signal de cadencement d'élément binaire au générateur local 1 3 de code d'étalement P non crypté.
Lorsque lé générateur de code d'étalement P non crypté est en phase avec le code d'étalement Y (P crypté) modulant le signal L2 provenant d'un satellite GPS, on retrouve, en sortie du démodulateur 35 correspondant à la version ponctuelle du code d'étalement P non crypté, les données D du satellite modulées par le code de cryptage W. Les composantes en phase et en quadrature de ce signal qui ont une bande passante limitée à environ 500 KHz sont alors avantageusement soumises au filtre passe-bas double 38 adapté à la phase et à la fréquence du signal de cryptage W, qui limite la largeur de bande du signal utile à 500 KHz pour éliminer le bruit hors bande.
De la même façon, lorsque le générateur local 1 3 de code d'étalement P non crypté est en phase avec le code d'étalement Y (P crypté) modulant un signal L2 provenant d'un satellite GPS, on retrouve, en sortie des démodulateurs 36 et 37 correspondant aux versions avancée A et retardée R du code d'étalement P non crypté, les composantes en phase et en quadrature de signaux correspondant à des versions, imparfaitement désétalées du signal L2 en raison des déphasages d'un demi-élément binaire en avance ou en retard du code d'étalement P non crypté, qui correspondent aux données D du satellite modulées par le code de cryptage W et mélangées à du bruit. Comme l'on ne s'intéresse, dans ces deux versions imparfaitement désétalées du signal L2, qu'à la largeur de bande occupée par les données D modulées par le code de cryptage W, qui ne dépasse pas 500 KHz, il est également utile d'éliminer le bruit hors bande par passage dans les filtres passe-bas doubles 39 et 40 adaptés à la phase et à la fréquence du signal de cryptage W. En sortie ' des filtres passe-bas doubles 38, 39, 40, on se retrouve avec les composantes en phase et en quadrature plus ou moins bruitées de signaux contenant les données D modulées par le code de cryptage W. Comme ces données D modulées par le code de cryptage W sont indésirables pour l'asservissement de synchronisation du générateur local de code d'étalement P non crypté, on les supprime des voies avance et retard en démodulant ces voies par la voie ponctuelle grâce aux démodulateurs doubles 41 , 42.
En sortie des deuxièmes démodulateurs doubles 41 , 42, on se retrouve sur chaque voie avance et retard avec les composantes en phase et en quadrature de signaux complètement démodulés ne comportant plus qu'une composante continue bruitée représentant l'amplitude de la porteuse du signal L2 reçu, captée dans un cas avec un code d'étalement P local non crypté en avance d'un demi-élément binaire et dans l'autre cas avec un code d'étalement P local non crypté en retard d'un demi- élément binaire. On peut alors, comme à l'habitude, obtenir la synchronisation du générateur local de code d'étalement P non crypté en asservissant sa phase de manière à obtenir sur chacune des voies avance et retard une même puissance de réception pour la porteuse du signal L2. Cela est réalisé à l'aide des circuits d'estimation de puissance 43, 44, du discriminateur 45 et de l'oscillateur à contrôle numérique de phase 22.
Du déphasage du générateur local 1 3 de code d'étalement P non crypté, on déduit, lorsque la boucle d'asservissement de phase est verrouillée, la pseudodistance (psd) du signal L2. La comparaison des pseudodistances (psd) mesurées avec les signaux L1 et L2 donne le retard relatif en réception du signal L2 par rapport au signal L1 ce qui permet d'estimer les effets de l'ionosphère en direction du satellite visé sur les temps de propagation des signaux L1 et L2 pour en tenir compte dans la localisation.
De manière avantageuse, les traitements en réception des signaux L1 et L2 se font en numérique dés qu'ils ont été translatés dans une bande de fréquence suffisamment basse, grâce à une conversion analogique-numérique pratiquée dès la sortie des convertisseurs en fréquence intermédiaire.
Les filtres adaptés à la phase et à la fréquence du signal de cryptage W 14, 1 5, 1 6, 38, 39, 40 peuvent être réalisés, de façon optimale, selon la technique connue sous la dénomination anglo-saxonne "integrate and dump", qui consiste à intégrer le signal traité sur des fenêtres temporelles adjacentes, d'environ 2μs de large, synchronisées sur le signal du générateur local de code d'étalement P non crypté.

Claims

R E V E N D I C A T I O N S
1 . Procédé pour le traitement en réception d'un signal L2 de satellite GPS modulé par un code d'étalement Y crypté dont on ignore le signal de cryptage W pour en déduire une pseudodistance, caractérisé en ce qu'il consiste à :
- estimer l'effet Doppler affectant le signal L2,
- transposer en bande inférieure le signal L2 à l'aide d'au moins une porteuse fixe engendrée localement en réception et translatée du décalage Doppler attendu pour le signal L2,
- démoduler en parallèle sur trois voies le signal L2 obtenu en bande inférieure avec les versions avancée, ponctuelle et retardée d'un code d'étalement P non crypté engendrées par un générateur local de code d'étalement à phase réglable, - filtrer les trois signaux démodulés obtenus avec des filtres adaptés à la phase et à la fréquence du signal de cryptage W limitant leurs bandes passantes à environ 500 KHz,
- démoduler à nouveau les deux signaux démodulés et filtrés résultant des démodulations par les versions avancée et retardée du code d'étalement P non crypté engendré localement par le signal démodulé résultant de la démodulation par la version ponctuelle du code d'étalement P non crypté engendré localement pour supprimer toute modulation biphasé,
- calculer les puissances respectives des deux signaux doublement démodulés obtenus à partir des versions avancée et retardée du code d'étalement P non crypté,
- asservir la phase du générateur local de code d'étalement P non crypté pour obtenir deux signaux doublement démodulés de puissances égales, et - déduire une pseudodistance de la phase prise par le générateur local de code d'étalement P non crypté lorsque son asservissement de phase est verrouillé.
2. Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que l'estimation de l'effet Doppler affectant le signal L2 consiste à extraire du signal L1 du satellite GPS considéré, modulé par un code d'étalement C/A connu, le décalage Doppler affectant la porteuse du signal L1 et à appliquer à ce décalage Doppler un rapport de proportionnalité de 1 20/1 54ème.
3. Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que la transposition du signal L2 en bande inférieure se fait en bande de fréquence intermédiaire.
4. Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que la transposition du signal L2 en bande inférieure se fait en bande de base avec, en étape finale, un démodulateur en quadrature (31 , 32, 33) délivrant deux composantes en bande de base, l'une en phase et l'autre en quadrature.
5. Dispositif de traitement en réception d'un signal L2 de satellite GPS modulé par un code d'étalement P crypté dont on ignore le signal de cryptage W caractérisé en ce qu'il comporte :
- des moyens (4, 8) d'estimation de l'effet Doppler affectant le signal L2, - des moyens (6, 7 ; 30, 34, 31 , 32, 33) de transposition en bande inférieure du signal L2 à l'aide d'une porteuse fixe engendrée localement en réception et translatée du décalage Doppler attendu pour le signal L2,
- des premiers moyens de démodulation (1 0, 1 1 , 1 2 ; 35, 36, 37), en parallèle sur trois voies, du signal L2 obtenu en bande inférieure avec les versions avancée A, ponctuelle P et retardée R d'un code d'étalement P non crypté engendrées par un générateur local (1 3) de code d'étalement à phase réglable,
- des moyens de filtrage passe-bande (1 4, 1 5, 1 6 ; 38, 39, 40) des trois signaux démodulées obtenues limitant leurs bandes passantes à environ 500 KHz,
- des deuxièmes moyens de démodulation (1 7, 1 8 ; 41 , 42) démodulant à nouveau les deux signaux démodulés et filtrés résultant des démodulations par les versions avancée et retardée du code d'étalement P non crypté engendré localement, par le signal démodulé résultant de la démodulation par la version ponctuelle du code d'étalement P non crypté engendré localement pour supprimer toute modulation biphasé,
- des moyens de calcul (1 9, 20 ; 43, 44) des puissances respectives des deux signaux doublement démodulés obtenus à partir des versions avancée et retardée du code d'étalement P non crypté, et
- des moyens (21 , 22 ; 45, 22) d'asservissement de la phase du générateur local (1 3) de code d'étalement P non crypté pour obtenir deux signaux doublement démodulés de puissances égales,
6. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que les moyens d'estimation de l'effet Doppler affectant le signal L2 comportent un circuit de traitement (4) du signal L1 du satellite GPS considéré, modulé par un code d'étalement C/A connu délivrant la valeur (psv) du décalage Doppler affectant la porteuse du signal L1 et un circuit multiplieur (8) appliquant au décalage Doppler affectant la porteuse du signal L1 un rapport de proportionnalité de 120/154ème.
7. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que les moyens (6, 7) de transposition en bande inférieure du signal L2 transposent le signal L2 en bande de fréquence intermédiaire.
• 8. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce que les moyens (30, 34, 31 , 32, 33) de transposition en bande inférieure du signal L2 transposent le signal L2 en bande de base.
9. Dispositif selon revendication 5, caractérisé en ce que les moyens de filtrage (14, 1 5, 1 6; 38, 39, 40) sont du type "integrate and dump" et synchronisés par le générateur local de code d'étalement P non crypté.
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