WO2005119283A1 - Ｓｑｕｉｄ用カウンタ方式によるヒステリシス特性型ディジタルｆｌｌ装置 - Google Patents

Ｓｑｕｉｄ用カウンタ方式によるヒステリシス特性型ディジタルｆｌｌ装置 Download PDF

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data
integrator
counter
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Koichiro Kobayashi
Daisuke Oyama
Masahito Yoshizawa
Kenji Nakai
Takayuki Shimizu
Tomoaki Ueda
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Japan Science And Technology Agency
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    • G01R33/035—Measuring direction or magnitude of magnetic fields or magnetic flux using superconductive devices
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    • G01R33/0354—SQUIDS
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    • Y10S505/846—Magnetometer using superconductive quantum interference device, i.e. squid

Definitions

  • the present invention relates to a FLL (Flux Locked Loop) type magnetic flux detection using a superconducting ring having a Josephson junction, that is, a SQUID (superconducting Quantum Interference Device). Equipment related.
  • FLL Flured Locked Loop
  • SQUID superconducting Quantum Interference Device
  • the FLL method uses a feedback system attached to the SQUID so that the initially determined lock point value is maintained or the amount of change in magnetic flux in the superconducting ring is always constant.
  • the magnetic field is measured by feeding a feedback current through the feedback coil. That is, in order to cancel the external magnetic field, a feedback current is supplied so as to generate a magnetic field opposite to the external magnetic field, and the amount of change in the external magnetic field is obtained based on the magnitude of the feedback current.
  • the FLL device it is possible to extract linearity data such that the external magnetic flux to be measured and the output voltage, which is the measured value of the external magnetic flux, are in a proportional relationship.
  • the periodicity of the ⁇ -V characteristic of SQUID is used. Large changes in magnetic flux are measured by counting the number of periodic changes in the ⁇ -V characteristic, and small changes in magnetic flux are linearly measured and combined.
  • the measurement section of the FLL system for SQUID is mainly composed of AD conversion, digital integrator, counter, DA control conversion, and a control and measurement computer. In this case, in order to achieve high resolution and high slew rate, expensive circuit components with a large number of processing bits and capable of high-speed processing are required. Therefore, it is formed in a DSP (Digital Signal Processing) 22.
  • DSP Digital Signal Processing
  • FIG. 1 shows a dcSQUID magnetometer 10 using digital FLL technology.
  • SQUID11 has two Josephson junctions 13 in the middle of a ring 12 made of superconducting material. And biased by a direct current lb from a DC power supply (not shown).
  • the voltage (output voltage V) between the input portion and the output portion of the bias current changes depending on the external magnetic flux ⁇ passing through the ring 12 of the SQUID.
  • Figures 2 (a) and 3 (a) show the relationship between the external magnetic flux ⁇ and the output voltage V.
  • the output voltage V of the SQUID 11 changes periodically according to the change of the external magnetic flux ⁇ that penetrates the ring 12, and the cycle is the magnetic flux quantum ⁇
  • an arbitrary measurement start point (generally called a lock point) a force
  • a method of measuring including the periodic change of the magnetic flux is used. That is, a method of calculating the value of the external magnetic flux ⁇ based on the number n of the periodic changes based on the external magnetic flux and the value of the magnetic flux change ⁇ ′ in the maximum cycle a is adopted.
  • the lock point is set at a point where the voltage is the same in each cycle.
  • the output voltage V of the SQUID 11 is amplified by the amplifier 14 and converted into digital data by the AD converter 15.
  • Digital data is integrated by a digital integrator 16.
  • the integrated value is reset when it exceeds the control range of each lock point, and the counter 17 measures how many cycles the data is based on the number of resets.
  • the integration value for each cycle is fed back to the feedback coil 20 via a feedback current 13 ⁇ 4generated voltage Z current change 19 determined according to the characteristics of the DA converter 18 and the SQUID 11.
  • each product reset at each lock point (a, a, a
  • the minute value is sent to the data synthesis unit 21. Since the feedback current If is reset every cycle, it does not increase beyond a certain value.
  • the data synthesizing unit 21 calculates the value of the magnetic field corresponding to the number of resets measured by the counter 17 and the value of the magnetic field corresponding to the voltage change V ′ obtained from the digital integrator 16 in the last cycle. Calculate and sum these values to get the value of the external magnetic flux.
  • the AD converter 15
  • the control of the digital integrator 16, the counter 17, and the data synthesizing section 21 is usually performed by a control section (not shown) of the DSP 22.
  • each control range of each lock point is set as shown in Fig. 3 (b).
  • the lock point When it exceeds, the lock point is shifted, the information of UP and DOWN is recorded by the counter 17 and the control (feedback) is performed.
  • the lock range and the path in which the voltage changes are different between the case where the external magnetic flux increases and the case where the external magnetic flux decreases, so as to stabilize the switching operation of the control range by using a so-called hysteresis characteristic.
  • a digital FLL device usually uses only one counter 17.
  • the number of bits is limited by the number of bits of hardware such as DSP. (Typically, the total number of counter bits and feedback bits is about 32 bits.) ) There was a problem that a large number of bits could not be allocated. Further, when the counter 17 is configured in the control computer, data must be transferred within one shift, so that there is a problem that the slew rate cannot be increased because of the limitation by the data transfer speed.
  • the SQUID digital FLL device includes an AD converter 15, a digital integrator 16, a force counter 17, a DA converter 18, a control and measurement computer 22, and the like.
  • the number of bits determines the resolution and the dynamic range, and is therefore designed in consideration of the noise level of the measurement target and the environment.
  • the resolution of the system is determined by the control range and the number of control bits. In order to improve the resolution when the number of bits is fixed, it is necessary to narrow the control range. In such a technique, as shown in FIG. 3B, the control range of each lock point is ⁇ 1 ⁇ (corresponding to two cycles) for stable operation. However, in the digital FLL, Fig. 5 (a),
  • ⁇ 0.5 ⁇ can be the control range.
  • the lock point shifts due to external noise or a change in the signal itself as shown in FIG. 5 (c), and there is a problem that stable operation cannot be performed.
  • the large positive force must be frequently changed to a large negative value, that is, the maximum force and the minimum value. Become stable.
  • the lock point frequently changes in an environment with a large noise or when the signal changes frequently near the lock point change point.
  • the present invention includes two or more counters, a change amount counter and a reproduction counter.
  • the change counter inside the digital FLL handles only the change amount of the measurement data, and the reproduction counter of the control computer processes the actual number of periods of the measurement data, that is, the periodicity of the magnetic field.
  • control range can be improved (0.5 ⁇
  • a magnetic flux measuring device that measures a magnetic field by the FLL method using SQUID that generates a voltage that fluctuates periodically.
  • An amplifier that amplifies the periodic output voltage of the SQUID and outputs an amplified analog signal; AD conversion for converting the amplified analog signal to a digital signal,
  • An integrator that generates integrated data corresponding to the change in magnetic flux from a predetermined lock point in each cycle based on the output of the AD change, and each lock point has a magnetic flux corresponding to this lock point.
  • the integrator is controlled to be reset.
  • a change counter connected to the integrator and measuring the number of resets
  • a data synthesizing unit for synthesizing the integration data and the reset count data
  • a data dividing unit that receives the combined data transmitted from the data combining unit via a predetermined transmission path and divides the combined data into the integrated data and the data of the number of resets, based on the divided data of the number of resets; , A reproduction counter that counts the number of periods corresponding to the magnetic flux to be measured,
  • the feedback current in the FLL method is a magnetic flux measuring device that is reset in response to the reset of the integrator.
  • An invention according to a second embodiment of the present invention is a magnetic flux measuring device that measures a magnetic field by an FLL method using a SQUID that generates a periodically fluctuating voltage based on an increase in a magnetic field,
  • An amplifier that amplifies the periodic output voltage of the SQUID and outputs an amplified analog signal
  • AD conversion for converting the amplified analog signal to a digital signal
  • An integrator that generates integrated data corresponding to the change in magnetic flux from a predetermined lock point in each cycle based on the output of the AD change, and each lock point has a magnetic flux corresponding to this lock point.
  • the integrator is controlled to be reset.
  • a change counter connected to the integrator and measuring the number of resets, A reproduction counter that is connected to the change amount counter and counts the number of periods corresponding to the magnetic flux to be measured based on the data on the number of resets;
  • a magnetic flux measuring device having a data reproducing unit for measuring a magnetic flux value based on data of an integrator and the counted number of periods.
  • At least the integrator and the change amount counter are formed in a microcomputer, and the reproduction counter and the data reproduction unit are magnetic flux measurement devices formed in the control computer.
  • the feedback current is a magnetic flux measuring device that is reset in response to the reset of the integrator.
  • control range for a predetermined lock point in each cycle is (0.5 ⁇ + a (a is 0.5
  • A) is a magnetic flux measuring device set to a value larger than the noise in the magnetic field to be measured.
  • the lock point Even when the signal fluctuates near the change of the lock point, the lock point only needs to be changed once, and stable operation is possible even when the noise level is high.
  • FIG. 1 shows a circuit diagram of a dcSQUID magnetometer configured using digital FLL technology.
  • FIG. 2 shows the relationship between external magnetic flux and output voltage in a SQUID. It also shows the contents of the integration process at the lock point.
  • FIG. 3 shows a moving state of a control range at each lock point in digital FLL technology.
  • FIG. 4 shows a circuit diagram of a SQUID magnetometer according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 shows a state of movement of a control range at each lock point having hysteresis characteristics in the present invention.
  • FIG. 6 shows a circuit diagram of a SQUID magnetometer according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 shows a dcSQUID magnetometer 30 according to the first embodiment of the present invention.
  • the SQUID 31 has a structure in which two Josephson junctions 33 are provided in the middle of a ring 32 made of a superconducting material.
  • a typical superconducting loop is formed of a thin film having a thickness of less than m, for example, 0.2 / ⁇ . It has two superconducting weak junctions with a width of, for example, 3, ie a Josephson junction 33.
  • Normally SQUID31 is biased by a direct current lb from a DC power supply (not shown). In the SQUID 31, the voltage (output voltage V) between the input part and the output part of the bias current is changed by the external magnetic flux ⁇ passing through the SQUID ring 32.
  • the output of the SQUID 31 is connected to an amplifier 34, and the output of the amplifier is connected to an AD converter 35.
  • the output voltage V of the SQUID 31 based on the external magnetic flux is amplified to an appropriate size by the amplifier 34, and converted into digital data by the AD converter 35 connected to the output of the amplifier 34.
  • the resolution of the AD converter 35 that is, the number of operation bits may be a relatively small number of bits, for example, about 10 bits.
  • the reason is to take the difference between the external magnetic flux ⁇ and the canceling magnetic flux from the feedback coil 40. In other words, it is the one that performs AD conversion only on the amount of change.
  • the output of the AD converter 35 is connected to a digital integrator 36.
  • the digital integrator 36 is connected to a conversion amount counter 37, a DA converter 38 forming a feedback circuit, and a data synthesizing unit 41.
  • the AD conversion 35, the digital integrator 36, the variation counter 37, and the data synthesizing unit 41 can be formed by using, for example, but not limited to, a micro-computer 42.
  • a micro-computer 42 For example, in the microcomputer 42, these are processed in 16 bits.
  • the digital integrator 36, the change amount counter 37, and the data synthesizing unit 41 can be formed in the microcomputer 42, and the AD converter 35 can be externally provided.
  • the so-called one as the microcomputer 42 A chip microcomputer can be used.
  • the digital integrator 36 controls each lock point (a control range) shown in FIG.
  • the output voltage ⁇ corresponding to the magnetic flux change ⁇ at is integrated.
  • the digital integrator 36 integrates the output voltage change ⁇ corresponding to the magnetic flux change ⁇ from the lock point a, and the DA converter 38, the voltage ⁇ current conversion The output is always fed back to the feedback coil 40 through the device 39. For this reason, the minute measurement points are fixed to the lock point a one after another, and the output voltage change ⁇ V based on the magnetic flux change ⁇ at each measurement is always constant. Linear output data can be obtained for changes in the magnetic flux ⁇ in the range.
  • the digital integrator 36 exceeds the control range of a lock point at which integration was performed (for example, a in FIG. 3B), the product
  • the amount of current feedback to the SQUID 31 is determined by integrating the voltage change ⁇ by the digital integrator 36 as described above.
  • the integrated value output from the digital integrator 36 is converted to an analog value by the DA converter 38.
  • the analog-converted integrated value is sent to the voltage-current converter 39.
  • the voltage-to-current converter 39 is a transformation that generates a predetermined feedback current If based on a measured voltage (the analog value described above) resulting from a change in the external magnetic field.
  • a predetermined feedback current By passing a predetermined feedback current through the feedback coil 40 arranged near the SQUID 31, a magnetic field is generated that cancels the change in magnetic flux from each lock point.
  • the value of the feedback current value If is determined by, for example, the microcomputer 42 in consideration of the shape and arrangement of the ring 32 and the feedback coil 40, the degree of coupling, and the like.
  • the resolution of the SQUID magnetometer 30 is determined by the number of bits of the integrator 36.
  • the DA converter 38 for example, use a plurality of inexpensive DA converters with a small number of bits to reduce the total price (for example, using two 8-bit DA converters in parallel). Can be.
  • the digital integrator 36 is connected to a change counter 37 and a DA converter 38.
  • the digital integrator 36 sends an integrated value corresponding to a magnetic flux change within a control range as shown in FIG. 3B and FIG. 5D described later to the DA converter 38 and the data synthesizing unit 41. .
  • the microcomputer 42 uses the periodicity of the ⁇ -V characteristic as shown in FIG.
  • Control is performed to move to the next control range related to the force lock point a. Powerful movement
  • the feedback current ⁇ 3 ⁇ 4 can be suppressed to a fixed value or less.
  • This shift is performed, for example, by a command from a control unit (not shown) in the microcomputer 42, and the change counter 37 counts the number of shifts.
  • the operation of the feedback circuit from the digital integrator 36 to the feedback coil 40 via the DA converter 38 is performed at high speed.
  • data transmission to the control computer 50 which will be described later, is performed at a low rate, for example, about lk Hz, which is a sampling rate required for measuring magnetic flux.
  • the change amount counter 37 counts the number of shifts due to magnetic flux change until the next data transmission and holds the change amount.
  • the change amount counter 37 indicates how many shifts have occurred during the transfer of data to the subsequent control computer 50, that is, the lock point (a, &, &, in FIG. 4 (a)). ⁇ ⁇ ⁇ How much
  • the change amount counter 37 is reset to zero.
  • the data synthesizing unit 41 combines the number of shifts measured by the change amount counter 37 and the integrated value of the integrator 36 to create a transmission signal.
  • the processing up to the SQUID31 integrator 36 is performed at high speed independently of the subsequent data transfer, and the processing speed can be improved.
  • the control of the AD converter 35, the digital integrator 36, the variation counter 37, and the data synthesizing unit 41 is performed by a control unit (not shown) in the microcomputer 42.
  • the transmission signal output from the data synthesizing unit 41 having the data of the integrator 36 and the data of the variation counter 37 at the timing of the data communication on the transmission path 51 is transferred to the control computer 50.
  • the control computer 50 a terminal having a keyboard or the like (not shown) as an ordinary control unit, a logical operation unit, an information recording unit, a display unit, and an input unit, for example, a commercially available personal computer or the like can be used.
  • the data transfer speed is the biggest cause of the low processing speed of the system.
  • the present invention uses two counters 37 and 53 to solve the problem by separating the processing of the change amount data from the processing of the actual magnetic flux.
  • the control computer 50 generates actual magnetic flux measurement data based on the data of the integrator 36 and the data of the transformation amount counter 37 based on the received data. With this method, a very large dynamic range can be realized even when a general-purpose personal computer currently on the market is used.
  • the data synthesizing unit 41 forms a transmission signal by combining the change amount of the lock point from the change amount counter 37 and the integrated value from the integrator 36, and outputs the transmission signal to the data communication path 51.
  • the data dividing section 52 separates the transmitted data power into the data of the change counter 37 and the data from the integrator 36, sends the data of the change counter 37 to the reproduction counter 53, and outputs the data of the integrator data section.
  • the data of the integrator 36 is sent to 54.
  • Variables use 32 bits, but since a program can easily use multiple 32-bit variables (more than 100 easily), it is actually equal to infinity.
  • a range of 1000T Wb / m 2
  • the variable coefficient of SQUID is converted to InT per 1 ⁇ ).
  • the recording section 55 is provided in the reproduction counter 53, and all the data of the change force counter 37 from the start of the measurement are recorded! Then, the reproduction counter 53 adds up the data of the change counter 37 sent from the microcomputer 42. Since this converted value data corresponds to the number of times of passing through the lock point, it corresponds to the so-called upper bits of the data of the actual magnetic flux ⁇ starting from the measurement.
  • the integrator data section 54 stores the integrated value of the separated integrator 36, that is, the integrated value data corresponding to the value of the magnetic flux at the last lock point a. This value corresponds to the lower bits for representing the actual magnetic flux ⁇ data.
  • the data combining unit 56 combines the above two data, and the data reproducing unit 57 calculates the actual magnetic flux value.
  • the integrator 36 is formed of 16 bits or more
  • the change amount counter 37 is formed of 8 bits
  • the reproduction counter is formed of 32 bits or 64 bits.
  • This method is characterized in that current feedback processing for the FLL operation is performed independently of data transfer via the transmission path 51.
  • the change amount counter 37 separately from the reproduction counter 53, it is possible to prevent a reduction in the processing speed of the FLL feedback processing due to data transfer that is slower than the FLL operation, and to realize high-speed feedback.
  • the reproduction counter 53 of the control computer 50 the Compared to using a counter only in the digital FLL, a much larger number of bits can be used, and the dynamic range can be greatly expanded. Therefore, high-speed data processing and improvement of the dynamic range can be realized.
  • an AD converter and a counter can be configured using an inexpensive microcomputer, and the control computer is used as a second counter, thereby increasing costs. It is possible to provide the entire system at a low cost.
  • the resolution of the system is determined by the control range and the number of control bits. In order to improve the resolution when the number of bits is fixed, it is necessary to narrow the control range.
  • control range (Corresponding to two cycles) as the control range.
  • the control range is set to ⁇ 0.5 ⁇ in principle, and the entire measurement range is
  • Hysteresis characteristics can be provided. It has been found that such a margin (X can prevent the frequent shift of the lock point from occurring.
  • One of the objects of the present invention is to increase the resolution, but the hysteresis characteristic is not improved. By using this, stable operation can be obtained even when the control range is narrowed to ⁇ (0.5 ⁇ + «).
  • integrator 36 multiplies the data AD-converted by AD conversion 35. Only when it exceeds ⁇ (0.5 ⁇ + H), send that information to the change counter 37, and
  • DA conversion 38 always sends the integrated value (data).
  • the feedback coil 40 generates a feedback magnetic field based on this value, and fixes the magnetic field in the SQUID 31 to the lock point. Integrator 36 is reset when ⁇ (0.5 ⁇ + ⁇ ) is exceeded.
  • the reset value is sent to the DA converter 38.
  • the control range is set to ⁇ (0.5 ⁇ + ⁇ ) by adding a margin to one cycle to provide a hysteresis characteristic.
  • the control range is specified by a program of the microcomputer 42.
  • a dcSQUID magnetometer 60 according to the second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
  • the content of the integration process of the integrator 36 in the microcomputer 62 is the same as that in the first embodiment.
  • the output is the integrator data in the control computer 64 directly via the transmission line 63. It is input to the unit 65 at the timing of sampling.
  • the processing contents of the change amount counter 66 are the same as those in the first embodiment, but the output is sent to the recording unit 69 of the reproduction counter 68 in the control computer 64 via the transmission line 67 at the timing of sampling. Is entered.
  • the reproduction counter 68 reproduces data in accordance with the number of cycles of the magnetic flux to be measured.
  • the data combining section 56 combines the above two data at this timing, and the data reproducing section 57 calculates the actual magnetic flux value. Is done.
  • As the control computer 64 a terminal similar to the control computer of the first embodiment, for example, a commercially available personal computer or the like can be used.
  • the lock point which is the position for determining whether to shift the lock point
  • the correct measurement magnetic field can be obtained by counting the number of changes of the lock point.
  • the dynamic range can be expanded without lowering the measurement resolution. Feedback by force The dynamic range without increasing the caloric current value can be significantly increased.
  • the digital FLL according to the present invention operates stably even in a magnetically shielded room, in an environment or in a strong magnetic field such as an MRI (Magnetic Resonance Imaging).
  • MRI Magnetic Resonance Imaging
  • the present invention is not limited to the above-described embodiment, and may be variously modified in a range without departing from the gist at an implementation stage.

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Abstract

　ＳＱＵＩＤ磁束計において、処理ビット数が大きく高速処理が可能な高価な回路部品を使用することなく、高い分解能と高スルーレートそして高ダイナミックレンジを達成する。 　ダブルカウンタ方式によるディジタルＦＬＬ回路であって、高速に処理を行うためのディジタルＦＬＬ内の変化量カウンタ（３７）と制御・計測用コンピュータ内の再生用カウンタ（５３）の２つ以上のカウンタを利用する。また、本発明では、１Φ0プラスマージンを持たせたヒステリシス特性を用いる。即ち磁束の状態の変化をカウンタで数えるが、この変化の際、磁束が増加する場合と減少する場合で異なる経路をたどるように制御することにより制御を安定化する。

Description

明 細 書
SQUID用カウンタ方式によるヒステリシス特性型ディジタル FLL装置 技術分野
[0001] 本発明はジョセフソン接合を有する超伝導リング即ち SQUID (超伝導量子干渉素 子； superconducting Quantum Interference Device) 使用した FLL ( (¾&束ロックノレ ~~ プ）； Flux Locked Loop)方式の磁束検出装置に関する。
背景技術
[0002] FLL方式は一般的に、初めに定めたロック点の値が維持されるように、または超伝 導リング内の磁束の変化量が常に一定となるように、 SQUIDに併設されたフィードバ ックコイルにフィードバック電流を流すことによって磁界の測定を行う。即ち、外部磁 界を打ち消すために、外部磁界と逆の磁界が生成されるようにフィードバック電流を 流し、このフィードバック電流の大きさによって外部磁界の変化量を求めるものである 。 FLL装置を使用することにより、測定対象である外部磁束とこの外部磁束の計測値 である出力電圧とが比例関係にあるような線形性データの抽出をすることができる。
[0003] その一方式として所謂ディジタル FLL方式による磁束検出方法が提案されて ヽる。
ディジタル FLL方式においては、 SQUIDの Φ—V特性の周期性を利用する。磁束 の大きな変化分は Φ— V特性における周期的変化の回数を数えることによって計測 し、磁束の小さな変化分を線形的に計測して合成する。 SQUID用 FLL装置の計測 部は、主に、 AD変翻、ディジタル積分器、カウンタ、 DA制御変翻、そして制御 計測コンピュータを用いて構成されている。この場合、高い分解能と高スルーレートを 達成するためには、処理ビット数が大きく高速処理が可能な高価な回路部品を必要 とする。このため DSP (Digital Signal Processing) 22内に形成される。
[0004] 力かるディジタル FLL磁束検出方法においては、 1個のカウンタを使用し、 AD変 からのデータに基づくビット数と、カウンタ力 の周期の回数を表現するビット数 から、磁束を表現する値を合成することにより、外部磁束データを表現する。
[0005] 図 1にディジタル FLL技術を使用する dcSQUID磁束計 10を示す。 SQUID11は、 超伝導材料で作成したリング 12の途中に 2つのジョセフソン接合 13を設けたもので あり、直流電源 (図示せず)からの直流電流 lbによってバイアスされている。そして、こ のバイアス電流の入力部と出力部間の電圧（出力電圧 V)は、 SQUIDのリング 12を 貫く外部磁束 Φχによって変化する。図 2 (a)および図 3 (a)に外部磁束 Φχと出力電 圧 Vとの関係を示す。 SQUID11の出力電圧 Vは、リング 12を貫く外部磁束 Φχの変 化に従って周期的に変化し、その周期は磁束量子である Φ
0である。このように出力 電圧 Vは周期的に変化するため、単に出力された電圧 Vを測定しただけでは外部磁 束 Φχの値は一義的には定まらない。
[0006] このため、図 2 (a)に示すように、任意の測定開始点（一般にロック点という） a力 の
0 磁束の周期的変化を含めて測定する方法が用いられる。即ち、外部磁束に基く周期 的変化の数 nと、最大の周期 aにおける磁束の変化分 Φ 'の値を基に、外部磁束 Φχ の値を計算する方式が採用されている。通常ロック点は各周期毎に 1点が同じ電圧の 点において定められる。ロック点はデータ処理の都合に応じて任意に設定することが でき、図 2に例示するように必ずしも V=0とする必要はない。
[0007] 周期性および変化分 Φ 'に対応する値を計測するために、図 2 (b)に示すように、あ る瞬間のロック点 aからの磁束変化分 Δ Φに対応する出力電圧の変化分 Δνを求め 、積分回路を介して常時フィードバックコイル 20にフィードバックする。このため測定 点はロック点 aに固定され、各測定時における磁束の変化 Δ Φに基く出力電圧の変 化 Δνは常に一定になるので、図 2 (c)に示すように磁束の変化分 Φ 'に対応する電 圧変化分 V'を線形データとして得ることができる。このデータ値がロック点の制御範 囲を超えると次のロック点に移動し、同時に積分器における前の積分データはリセッ トされる。
[0008] 図 1の例において、 SQUID11の出力電圧 Vは増幅器 14によって増幅され、 AD変 翻 15によりディジタルデータに変換される。ディジタルデータはディジタル積分器 1 6によって積分される。積分値は各ロック点の制御範囲を超えるとリセットされ、このリ セット回数により、何周期までのデータであるかがカウンタ 17によって計測される。各 周期毎の積分値は、 DA変換器 18および SQUID11の特性に対応して定まるフィー ドバック電流 1¾生成する電圧 Z電流変^ ^19を介して、フィードバックコイル 20に フィードバックされる。また各周期のロック点（a ,a ,a · · · 'a )毎にリセットされた各積 分値はデータ合成部 21に送られる。フィードバック電流 Ifは各周期毎にリセットされる ので一定値以上に増加することはない。
[0009] データ合成部 21は、カウンタ 17の計測したリセット回数に対応する磁界の値、およ び最後の周期においてディジタル積分器 16から得られた電圧変化分 V'に対応する 磁界の値を計算し、これらの値を合計して外部磁束の値を得る。なお、 AD変換器 15
、ディジタル積分器 16、カウンタ 17、データ合成部 21の制御は、通常 DSP22の制 御部（図示せず）によって行なわれる。
[0010] また、ディジタル FLLにおいては、各ロック点の各制御範囲を図 3 (b)に示すように
、制御用ロック点（a ,a ,a · · · · & )の ± 1 Φをとしている。そして磁束 Φがこの範囲を
0 1 2 η 0
超えた場合に、ロック点をシフトさせ、カウンタ 17により UP、 DOWNの情報を記録し 、制御（フィードバック）を行う方法を用いている。この方法においては、外部磁束が 増加する場合と減少する場合とではロック点および電圧の変化する経路が異なる状 態をとる所謂ヒステリシス特性を利用して制御範囲の切換え動作の安定ィ匕を図ってい る。
^^特干文献 1 : Dietmar Drung 'HIuH-Tc and low— Tc dc SQUID electronics Superc onductor Science and Technology 16 (2003) 1320 - 1136
発明の開示
[0011] ディジタル FLL装置は図 1に示すように通常 1つのカウンタ 17のみを使用している。
このように 1つのカウンタをディジタル FLL内において使用した場合、そのビット数は DSP等のハードウェアのビット数で制限されるため、（通常、カウンタ用ビットとフィー ドバック用ビットのトータルで 32ビット程度を使用する。 )多くのビット数を割当てること ができないという問題があった。またカウンタ 17を制御用コンピュータ内に構成する 場合、 1つのシフト以内でデータを転送する必要があるため、データ転送速度による 制限を受け、スルーレートが大きくできないという問題点があった。
[0012] また、 SQUID用ディジタル FLL装置は、 AD変換器 15、ディジタル積分器 16、力 ゥンタ 17、 DA変換器 18、制御'計測用コンピュータ 22等により構成される。ディジタ ル FLLにおいては、ビット数が分解能とダイナミックレンジを決定するため、測定対象 や環境のノイズレベルを参酌して設計されて 、る。高 、分解能と高 、スルーレートと 高いダイナミックレンジを得るためには、各部品に関して高ビットで高速な処理が可 能な高価な部品を使用するか、 DSPを使用せざるを得ないという問題点があった。
[0013] システムの分解能は、制御範囲と制御のビット数で決定される。ビット数を一定とし た場合に分解能を向上させるためには、制御範囲を狭くする必要がある。かかる技術 においては、安定な動作をさせるため、各ロック点に関し図 3 (b)に示すように、 ± 1 Φ (2周期に相当）を制御範囲としていた。しかし、ディジタル FLLにおいては図 5 (a
0
)および (b)に示すように、原理的には ±0. 5 Φ を制御範囲とすることができる。 ±0
0
. 5 Φは 1 Φ (1周期に相当）であるので全範囲をカバー可能であり、原理的には FL
0 0
Lの動作が可能である。
[0014] しかし、制御範囲を ±0. 5 Φとした場合には、図 5 (b)に示すようなロック点をシフト
0
させる点 Sまたはその近傍において、図 5 (c)に示すような外部ノイズや、信号自体の 変化により、ロック点のシフトが起こり安定した動作が行えない問題がある。ロック点の 変更時の回路動作においては、図 5 (b)に示すようにプラスの大きな値力もマイナス の大きな値へ、即ち最大値力 最小値へと頻繁に変更させる必要があるため動作が 不安定となる。特にノイズの大きな環境や、信号がロック点の変更点の近傍で頻繁に 変化するような場合にはロック点の頻繁な変更が生ずるという問題点がある。
[0015] 本発明においては変化量カウンタと再生用カウンタの 2つ以上のカウンタを備える。
そしてディジタル FLL内部の変化量カンンタでは計測データの変化量のみを扱い、 制御用コンピュータの再生用カウンタにおいて計測データの実際の周期数、即ち磁 界の周期性を処理する。
[0016] また、 SQUIDの V— Φ特性の周期性を利用することにより制御範囲を士（0. 5 Φ
0
+ひ）とする。その結果、ヒステリシス特性を持たせることにより高分解を実現すると共 に動作を安定させる。
[0017] 第一の実施の形態に基く本発明は、磁場の増加に基き磁束量子 Φの周期で周期
0
的に変動する電圧を生成する SQUIDを用いて FLL方式により磁界を計測する磁束 計測装置であって、
SQUID力もの周期的出力電圧を増幅し、増幅されたアナログ信号を出力する増 幅器と、 増幅されたアナログ信号をディジタル信号に変換する AD変 と、
AD変^^の出力に基き、各周期毎の所定のロック点からの磁束変化分に対応す る積分データを生成する積分器と、なお、各ロック点は磁束がこのロック点の対応す る各制御範囲を超えると順次次のロック点移動し、かつ前記積分器はリセットされるよ うに制御されており、
積分器に接続され、前記リセットの回数を計測する変化量カウンタと、
積分データとリセット回数のデータを合成するデータ合成部と、
データ合成部から所定の伝送路を介して伝送された合成データを受信しこの合成 データを前記積分データと前記リセット回数のデータに分割するデータ分割部と、 分割された前記リセット回数のデータに基き、測定すべき磁束に対応する周期数を カウントする再生用カウンタと、
積分器のデータとカウントされた周期数に基き磁束値を計測するデータ再生部を有 する磁束計測装置である。
[0018] そして、この磁束計測装置は、少なくとも積分器、変化量カウンタ、そして記データ 合成部はマイクロコンピュータ内に形成され、データ分割部、再生用カウンタ、そして データ再生部は制御用コンピュータ内に形成される。また、 FLL方式におけるフィー ドバック電流は積分器の前記リセットに対応してリセットされる磁束計測装置である。
[0019] 本発明の第二の実施形態に係る発明は、磁場の増加に基き周期的に変動する電 圧を生成する SQUIDを用いて FLL方式により磁界を計測する磁束計測装置であつ て、
SQUID力もの周期的出力電圧を増幅し、増幅されたアナログ信号を出力する増 幅器と、
増幅されたアナログ信号をディジタル信号に変換する AD変 と、
AD変^^の出力に基き、各周期毎の所定のロック点からの磁束変化分に対応す る積分データを生成する積分器と、なお、各ロック点は磁束がこのロック点の対応す る各制御範囲を超えると順次次のロック点移動し、かつ前記積分器はリセットされるよ うに制御されており、
積分器に接続され、リセットの回数を計測する変化量カウンタと、 変化量カウンタに接続され、リセット回数のデータに基き、測定すべき磁束に対応 する周期数をカウントする再生用カウンタと、
積分器のデータと前記カウントされた周期数に基き磁束値を計測するデータ再生 部を有する磁束計測装置である。
[0020] また、少なくとも積分器、および変化量カウンタはマイクロコンピュータ内に形成され 、再生用カウンタ、およびデータ再生部は制御用コンピュータ内に形成されている磁 束計測装置であり、そして FLL方式におけるフィードバック電流は前記積分器の記リ セットに対応してリセットされる磁束計測装置である。
[0021] また各周期毎の所定のロック点に対する制御範囲が士（0. 5 Φ + a ( aは 0. 5未
0
満)）であり、 aは測定対象である磁場における雑音より大きい値に設定される磁束 計測装置である。
[0022] 現在ディジタル FLL磁束計は実用上は殆ど利用されていない。これは装置が高価 であることが最大の原因であろう。本発明においては、 2つ以上のカウンタを用いるこ とにより、安価な低ビットのマイクロコンピュータを用いて SQUID磁束計の高性能化 を実現できる。また、制御範囲を狭くすることによって高分解を実現できる。この場合 、ロック点の変更点を士（0. 5 Φ + α )とすることによりヒステリシス特性を持たせ、ロッ
0
ク点の変更付近の信号変動においてもロック点の変更は 1度のみとなり、ノイズが多 V、場合でも安定な動作が可能となった。
図面の簡単な説明
[0023] [図 1]ディジタル FLL技術を使用して構成した dcSQUID磁束計の回路図を示す。
[図 2]SQUIDにおける外部磁束と出力電圧の関係を示す。またロック点における積 分処理の内容を示す。
[図 3]ディジタル FLL技術における各ロック点における制御範囲の移動状態を示す。
[図 4]本発明の第一の実施形態における SQUID磁束計の回路図を示す。
[図 5]本発明におけるヒステリシス特性を有する各ロック点における制御範囲の移動 状態を示す。
[図 6]本発明の第二の実施形態における SQUID磁束計の回路図を示す。
発明を実施するための最良の形態 [0024] 以下、本発明の実施の形態を、添付図面に示す具体的な例に基づいて、詳細に 説明する。以下の説明は本発明に関する一実施の形態であり、本発明の一般的原 理を理解することを目的とするものである。従って、本発明をこの実施の形態に具体 的に記載された構成のみに限定するものではない。
[0025] 図 4に本発明の第一の実施の形態による dcSQUID磁束計 30を示す。図 3に示す ように、 SQUID31は超伝導材料で作成したリング 32の途中に 2つのジョセフソン接 合 33を設けた構造を有する。例えば、高温超伝導材料を使用した SQUIDの場合の 、典型的な超伝導ループは厚さが： m以下、例えば 0. 2 /ζ πι、の薄膜で形成され ている。そして幅が例えば 3 の 2個の超伝導的に弱い接合、即ちジョセフソン接合 3 3、を有する。通常 SQUID31は直流電源 (図示せず)からの直流電流 lbによってバイ ァスされている。かかる SQUID31においては，バイアス電流の入力部と出力部間の 電圧（出力電圧 V)は、 SQUIDのリング 32を貫く外部磁束 Φχによって変化する。
[0026] SQUID31の出力は増幅器 34に接続されており、増幅器の出力は AD変換器 35 に接続されている。外部磁束に基く SQUID31の出力電圧 Vを増幅器 34で適切な 大きさに増幅して、増幅器 34の出力に接続された AD変 35によりディジタルデ ータへの変換を行う。
[0027] 図 4の実施の形態にぉ 、ては AD変換器 35の分解能即ち動作ビット数は比較的小 さいいビット数、例えば 10ビット程度でよい。その理由は外部磁束 Φχとフィードバック コイル 40からの打消し磁束との差をとるためである。つまり変化量のみを AD変換す るカゝらである。
[0028] AD変翻 35の出力はディジタル積分器 36に接続され、ディジタル積分器 36は変 ィ匕量カウンタ 37、フィードバック回路を構成する DA変 38、そしてデータ合成部 41に接続されている。 AD変翻 35、ディジタル積分器 36、変化量カウンタ 37、お よびデータ合成部 41は、この方法に限定するわけではないが、例えばマイクロコンビ ユータ 42を使用して形成することができる。 1例としてマイクロコンピュータ 42内にお いてこれらは 16ビットで処理される。また他の例として、ディジタル積分器 36、変化量 カウンタ 37、およびデータ合成部 41についてはマイクロコンピュータ 42内に形成し、 AD変翻 35は外付けにすることができる。マイクロコンピュータ 42としては所謂ワン チップマイコンを使用することができる。
[0029] ディジタル積分器 36は例えば図 3に示す各ロック点（a 御範囲
0、 a
1、 a、 · · · の制
2
における磁束変化 Δ Φに対応する出力電圧 Δνを積分する。例えば、図 2 (b)に示 すように、ディジタル積分器 36はロック点 aからの磁束変化分 Δ Φに対応する出力 電圧の変化分 Δνを積分し、 DA変換器 38、電圧 Ζ電流変換器 39を介して常時フィ ードバックコイル 40にその出力をフィードバックする。このため微少測定点は、次々と ロック点 aに固定され、各測定時における磁束の変化 Δ Φに基く出力電圧の変化 Δ Vは常に一定になるので、ディジタル積分器 36による積分により、各制御範囲におけ る磁束 Φの変化に対する線形の出力データを得ることができる。ディジタル積分器 3 6は積分を実行していたあるロック点（例えば図 3 (b)の a )の制御範囲を超えると、積
0
分値をリセットして次のロック点（例えば同 a )に移動する。
1
[0030] SQUID31への電流フィードバック量は、上記のようにして、ディジタル積分器 36に より電圧変化分 Δνを積分することにより決定される。ディジタル積分器 36から出力さ れた積分値は DA変 38によってアナログ値に変換される。そしてアナログ変換さ れた積分値は電圧 Ζ電流変換器 39へ送られる。電圧 Ζ電流変換器 39は、外部磁 界の変化に起因する測定電圧（上記アナログ値）に基き、所定のフィードバック電流 If を生成する変翻である。 SQUID31の近傍に配置されたフィードバックコイル 40に 所定のフィードバック電流を If流すことにより、各ロック点からの磁束変化を打ち消す ような磁場を発生させる。フィードバック電流値 Ifの値は、リング 32やフィードバックコ ィル 40の形状や配置および結合度等を参酌して例えばマイクロコンピュータ 42が決 定する。
[0031] この実施の形態においては、積分器 36のビット数力 SQUID磁束計 30の分解能 を決定する。 DA変換器 38に関しては例えばビット数の少な 、安価な DA変換器を 複数個を利用することにより（例えば 8ビットの DA変換器を 2個並列に使用する等）ト 一タル価格を低減することができる。
[0032] ディジタル積分器 36は、変化量カウンタ 37および DA変翻 38に接続されている 。ディジタル積分器 36は、図 3 (b)、および後に説明する図 5 (d)に示すような制御範 囲内での磁束変化に対応する積分値を DA変換器 38およびデータ合成部 41に送る 。磁束 Φが動作中のロック点に対する制御範囲を超えた場合、図 3 (a)に示すような Φ—V特性の周期性により、マイクロコンピュータ 42は例えばロック点 aの制御範囲
0
力 ロック点 aに係る隣の制御範囲に移動させるように制御する。力かる移動によりフ
1
イードバック電流 π¾—定値以下に抑えることができる。このシフトは例えばマイクロコ ンピュータ 42内の制御部（図示せず）の命令により行われ、変化量カウンタ 37がシフ ト回数をカウントする。
[0033] ディジタル積分器 36から DA変^ ^38を介してフィードバックコイル 40に至るフィ ードバック回路の動作は高速で行われる。これに対し、後に説明する制御用コンビュ ータ 50へのデータ伝送は、磁束の計測に必要なサンプリングレートである例えば lk Hz程度の低速で行なわれる。このため、変化量カウンタ 37、次のデータ伝送時まで の磁束変化によるシフト回数をカウントすると共にその変化量を保持する。
[0034] このように、変化量カウンタ 37は後続する制御用コンピュータ 50へデータを転送す る間に、何回シフトが生じたか、即ちロック点（図 4 (a)の a、&、&、 · · · がどれだけ
0 1 2
移動したかを数える役割をする。制御用コンピュータ 50にデータを転送すると、変化 量カウンタ 37は 0にリセットされる。データ合成部 41は変化量カウンタ 37が計測した 上記シフト回数と積分器 36の積分値とを組合わせ伝送信号を作成する。 SQUID31 力も積分器 36までの処理は、後続するデータ転送とは独立に高速で行われており、 処理速度を向上することができる。なお、 AD変換器 35、ディジタル積分器 36、変化 量カウンタ 37、データ合成部 41の制御は、マイクロコンピュータ 42内の制御部（図示 せず）によって行なわれる。
[0035] 伝送路 51のデータ通信のタイミングで、積分器 36のデータと変化量カウンタ 37の データを有するデータ合成部 41から出力された伝送信号は、制御用コンピュータ 50 に転送される。制御用コンピュータ 50としては通常の制御部、論理演算部、情報記 録部、表示部、入力部としてのキーボード等（図示せず)を備えた端末、例えば市販 のパーソナルコンピュータ等が使用できる。通常の計測システムにおいては、データ の転送速度がシステムの処理速度を低くする最大の原因である。この問題点を解消 するために、本発明においてはカウンタ 37、 53を 2つ用いることにより、変化量デー タの処理と実際の磁束に係るデータ処理とを分けることにより解決する。 [0036] 制御用コンピュータ 50においては、受信したデータによる積分器 36のデータと変 ィ匕量カウンタ 37のデータを基に、実際の磁束の計測データを生成する。かかる方法 により現在市販されている汎用のパーソナルコンピュータを用いた場合でも、非常に 大きなダイナミックレンジを実現できる。
[0037] データ合成部 41は変化量カウンタ 37からのロック点の変化量と積分器 36からの積 分値を組合わせて伝送信号を形成してデータ通信路 51に出力する。
[0038] データ分割部 52は伝送されたデータ力も変化量カウンタ 37のデータと積分器 36 からのデータとに分離し、再生用カウンタ 53には変化量カウンタ 37のデータを送り、 積分器データ部 54には積分器 36のデータを送る。変数は 32ビットを利用するが、プ ログラムで 32ビット変数を複数利用（容易に 100以上)することができるので、実際に は無限大に等しい。また、実際上 32ビット変数を 2つ用いた 64ビットでは、 1000T( Wb/m2)の範囲を計測できる（SQUIDの変数係数が 1 Φ あたり InT換算）。
0
[0039] 再生用カウンタ 53には記録部 55が設けられており、計測の開始時からの変化量力 ゥンタ 37の全てのデータが記録されて!、る。そして再生用カウンタ 53はマイクロコン ピュータ 42から送られてきた変化量カウンタ 37のデータを合計する。この変換値デ ータはロック点を通過した回数に対応するので、計測を始めて力もの実際の磁束 Φ のデータの所謂上位ビットに対応する。
[0040] 積分器データ部 54は分離された積分器 36の積分値、即ち最後のロック点 a力もの 磁束の値に対応する積分値データを記憶する。この値は実際の磁束 Φのデータを 表すための下位ビットに対応する。データ合成部 56において上記 2つのデータが合 成され、データ再生部 57において実際の磁束値が計算される。
[0041] 具体的には、例えば積分器 36は 16ビットまたはそれ以上、変化量カウンタ 37は 8 ビット、再生用カウンタは 32ビットまたは 64ビットで形成される。
[0042] この方法においては、伝送路 51を介するデータ転送とは独立して、 FLL動作のた めの電流フィードバック処理が行われることに特徴がある。再生用カウンタ 53とは別 に変化量カウンタ 37を設けることにより、 FLLの動作に比較して低速なデータ転送に 起因する FLLフィードバック処理の処理速度の低下を防止し、高速なフィードバック を実現できる。制御用コンピュータ 50の再生用カウンタ 53を利用することにより、ディ ジタル FLL内のみのカウンタの利用と比較して、遥かに大きなビット数が使用可能と なり、飛躍的にダイナミックレンジを広げることができる。したがって、データの高速処 理とダイナミックレンジの向上を実現することができる。
[0043] また、本発明におけるシステムでは、安価なマイクロコンピュータを利用し AD変換 器やカウンタを構成可能であること、そして制御用コンピュータを 2つ目のカウンタとし て利用して 、るためコストアップすることなぐシステム全体を安価で提供できる。
[0044] 次に本計測システムにおける分解能の向上について説明する。システムの分解能 は、制御範囲と制御のビット数で決定される。ビット数を一定とした場合に分解能を向 上させるためには、制御範囲を狭くする必要がある。
[0045] 従来は、安定な動作をさせるため、各ロック点に関し図 3 (b)に示すように、 ± 1 Φ (
0
2周期に相当）を制御範囲としていた。し力し、ディジタル FLLにおいては図 5 (a)お よび (b)に示すように、原理的には ±0. 5 Φ を制御範囲とすることで全測定範囲を
0
カバーすることができる。即ち、 ±0. 5 Φ 1 Φ (1
0は 0 周期に相当）であるので全範囲を カバーでき原理的には FLLの動作が可能である。
[0046] しかし、 ±0. 5 Φを制御範囲とする場合、図 5 (b)に示すようなロック点を次のロック
0
点にシフトさせる点 Sまたはその近傍において、図 5 (c)に示すような外部ノイズや、 信号自体の変化により、ロック点のシフトが起こり、安定した動作が行えない問題があ る。ロック点の変更時の回路動作に関しては、図 5 (b)に示すようにプラスの大きな値 力 マイナスの大きな値へ、即ち最大値から最小値へと変更させる必要がある。この 変更が頻繁に起こると動作が不安定となる。ノイズの多い環境や、信号がロック点の 変更点の近傍で頻繁に変化するような場合には、ロック点の頻繁な変更が生ずる。
[0047] 力かる状態を避けるため、図 5 (d)に示すように、 ±0. 5 Φ に 0. 5 Φ 未満のマー
0 0
ジン 例えば 0. 1 Φを持たせて動作範囲を ±0. 6 Φ にし、動作を安定させるため
0
のヒステリシス特性を持たせることができる。かかるマージン (Xの追カ卩により頻繁なロッ ク点のシフトを起こさせないようにすることができることがわ力つた。本発明の目的の 1 つは分解能をあげることであるが、かかるヒステリシス特性を用いることにより制御範 囲を ± (0. 5 Φ + « )と狭くした場合でも安定した動作が得られる。
0
[0048] この場合、積分器 36においては、 AD変翻 35によって AD変換されたデータを積 分し、 ± (0. 5 Φ + ひ）を超えた場合のみ、その情報を変化量カウンタ 37に送り、積
0
分値をリセットさせる。 DA変翻38には常に積分された値 (データ）を送っている。フ イードバックコイル 40はこの値に基きフィードバック磁界を作り、 SQUID31内の磁界 をロック点に固定させている。 ± (0. 5 Φ + α )を超えた場合に積分器 36はリセットさ
0
れ、リセット後の値を DA変翻38に送る。
[0049] このように、 SQUID31の V— Φ特性の周期性を利用した場合、制御範囲を 1周期 にマージンひを加えて ± (0. 5 Φ + α )として、ヒステリシス特性を持たせる方法によ
0
り、これまでの制御範囲（± 1 Φ )に比較して、高分解を実現し且つ動作を安定させ
0
ることができる。制御範囲の指定はマイクロコンピュータ 42のプログラムにより行う。
[0050] 本発明の第二の実施形態の dcSQUID磁束計 60について図 6を参照して述べる。
FLL部を構成する、 SQUID31、リング 32、ジョセフソン接合 33、増幅器 34、 AD変 換器 35、ディジタル積分器 36、 DA変換器 38、電圧/電流変換器 39、フィードバッ クコイル 40、およびデータ合成部 56、データ再生部 57は第一の実施形態の場合と 同等なので同じ参照符号で示して 、る。
[0051] マイクロコンピュータ 62内の積分器 36の積分処理の内容は第一の実施形態の場 合と同じである力 その出力は伝送路 63を介して直接制御用コンピュータ 64内の積 分器データ部 65にサンプリングのタイミングで入力される。変化量カウンタ 66の処理 内容も第一の実施形態の場合と同様であるが、その出力は伝送路 67を介してサン プリングのタイミングで制御用コンピュータ 64内の再生用カウンタ 68の記録部 69に 入力される。再生用カウンタ 68は測定される磁束の周期の数に合わせてデータを再 生し、データ合成部 56においてこのタイミングで上記 2つのデータが合成され、デー タ再生部 57において実際の磁束値が計算される。制御用コンピュータ 64としては第 一の実施形態の制御用コンピュータと同様の端末、例えば市販のパーソナルコンビ ユータ等が使用できる。
[0052] 本発明の方法によれば、ある条件（Φ周期）で、どれだけの外部磁界を計測したら
0
ロック点をシフトさせるかを決める位置であるロック点を変更させても、そのロック点の 変更数を数えることにより、正しい計測磁界を得ることができる。また計測の分解能を 低下させずにダイナミックレンジを広げることができる。力かる方法によりフィードバッ ク電流値を増カロさせることなぐダイナミックレンジを格段に大きくすることができる。 産業上の利用可能性
[0053] 本発明によるディジタル FLLは、磁気シールドルームのな!/、環境や MRI (磁気共 鳴影像法； Magnetic Resonance Imaging)などの強磁場空間にお!/、ても安定に動作 するため、 SQUID磁束計の設置場所の制約がなくなり、高分解の磁束計としての利 用範囲は格段に広がるであろう。また SQUID磁束計を利用した MRI技術へ応用で きる。
[0054] 以上、本発明の実施の形態について図示し説明した力 本発明の技術的範囲を逸 脱せずに、種々の変形が可能であることは明らかである。
[0055] なお、本願発明は、上記実施形態に限定されるものではなぐ実施段階ではその要 旨を逸脱しな 、範囲で種々に変形することが可能である。

Claims

請求の範囲
磁場の増加に基き磁束量子 Φの周期で周期的に変動する電圧を生成する SQUI
0
Dを用いて FLL方式により磁界を計測する磁束計測装置であって、
SQUID力もの周期的出力電圧を増幅し、増幅されたアナログ信号を出力する増 幅器と、
前記増幅されたアナログ信号をディジタル信号に変換する AD変換器と、 前記 AD変^^の出力に基き、各周期毎の所定のロック点からの磁束変化分に対 応する積分データを生成する積分器と、なお、各ロック点は磁束がこのロック点の対 応する各制御範囲を超えると順次次のロック点移動し、かつ前記積分器はリセットさ れるように制御されており、
前記積分器に接続され、前記リセットの回数を計測する変化量カウンタと、 前記積分データとリセット回数のデータを合成するデータ合成部と、
前記データ合成部から所定の伝送路を介して伝送された合成データを受信しこの 合成データを前記積分データと前記リセット回数のデータに分割するデータ分割部と 分割された前記リセット回数のデータに基き、測定すべき磁束に対応する周期数を カウントする再生用カウンタと、
前記積分器のデータと前記カウントされた周期数に基き磁束値を計測するデータ 再生部を有する磁束計測装置。
[2] 少なくとも前記積分器、前記変化量カウンタ、そして前記データ合成部はマイクロコ ンピュータ内に形成され、
前記データ分割部、前記再生用カウンタ、そして前記データ再生部は制御用コンビ ユータ内に形成される請求項 1記載の磁束計測装置。
[3] FLL方式におけるフィードバック電流は前記積分器の前記リセットに対応してリセッ トされる請求項 1記載の磁束計測装置。
[4] 磁場の増加に基き周期的に変動する電圧を生成する SQUIDを用いて FLL方式 により磁界を計測する磁束計測装置であって、
SQUID力もの周期的出力電圧を増幅し、増幅されたアナログ信号を出力する増 幅器と、
前記増幅されたアナログ信号をディジタル信号に変換する AD変換器と、 前記 AD変^^の出力に基き、各周期毎の所定のロック点からの磁束変化分に対 応する積分データを生成する積分器と、なお、各ロック点は磁束がこのロック点の対 応する各制御範囲を超えると順次次のロック点移動し、かつ前記積分器はリセットさ れるように制御されており、
前記積分器に接続され、前記リセットの回数を計測する変化量カウンタと、 前記変化量カウンタに接続され、前記リセット回数のデータに基き、測定すべき磁 束に対応する周期数をカウントする再生用カウンタと、
前記積分器のデータと前記カウントされた周期数に基き磁束値を計測するデータ 再生部を有する磁束計測装置。
[5] 少なくとも前記積分器、および前記変化量カウンタはマイクロコンピュータ内に形成 され、
前記再生用カウンタ、および前記データ再生部は制御用コンピュータ内に形成され て 、る請求項 4記載の磁束計測装置。
[6] FLL方式におけるフィードバック電流は前記積分器の前記リセットに対応してリセッ トされる請求項 4記載の磁束計測装置。
[7] 前記各周期毎の所定のロック点に対する制御範囲が士（0. 5 Φ + α ( αは 0. 5未
0
満)）である請求項 1乃至 6のいずれか 1項に記載の磁束計測装置。
[8] 前記各周期毎の所定のロック点に対する制御範囲が士（0. 5 Φ + α )であり、 aは
0
測定対象である磁場における雑音より大きい値に設定される請求項 7に記載の磁束 計測装置。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2009041343A1 (ja) * 2007-09-25 2009-04-02 Japan Oil, Gas And Metals National Corporation 電磁探査装置および電磁探査方法
CN104297704A (zh) * 2013-07-19 2015-01-21 中国科学院上海微系统与信息技术研究所 复位系统及所适用的超导量子干涉传感器

Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8571614B1 (en) 2009-10-12 2013-10-29 Hypres, Inc. Low-power biasing networks for superconducting integrated circuits
US8593141B1 (en) * 2009-11-24 2013-11-26 Hypres, Inc. Magnetic resonance system and method employing a digital squid
KR101092490B1 (ko) 2009-11-26 2011-12-13 한국표준과학연구원 자속고정회로, 자속고정방법, 및 ｓｑｕｉｄ 측정 장치
US8970217B1 (en) 2010-04-14 2015-03-03 Hypres, Inc. System and method for noise reduction in magnetic resonance imaging
US8022703B1 (en) * 2010-05-06 2011-09-20 Kai-Wen Huang Method for rapid detecting tumor
WO2013074067A1 (en) * 2011-11-14 2013-05-23 Neocera, Llc Dc squid based rf magnetometer operating at a bandwidth of 200 mhz and higher
EP2780731B1 (en) * 2011-11-14 2019-10-30 Neocera LLC Method and system for localization of open defects in electronic devices with a dc squid based rf magnetometer
AU2013224635B2 (en) * 2012-02-24 2017-02-16 Commonwealth Scientific And Industrial Research Organisation Flux modulation scheme for squid signal processing circuitry
CN103792500B (zh) * 2012-11-01 2017-12-29 中国科学院上海微系统与信息技术研究所 基于sbc构型的磁通量子计数直接读出电路与方法
FR3021752B1 (fr) * 2014-05-30 2016-07-01 Thales Sa Capteur magnetometrique
FR3021750B1 (fr) * 2014-05-30 2016-07-01 Thales Sa Dispositif de detection de courant
US10222416B1 (en) 2015-04-14 2019-03-05 Hypres, Inc. System and method for array diagnostics in superconducting integrated circuit
JP7306003B2 (ja) * 2019-03-20 2023-07-11 株式会社リコー 磁場計測装置および磁場計測方法
JP2021060378A (ja) * 2019-10-02 2021-04-15 株式会社リコー 磁場計測装置
US11385304B2 (en) * 2019-10-08 2022-07-12 Ricoh Company, Ltd. Magnetic field measuring apparatus and flux quantum calculating method
JP7276074B2 (ja) 2019-10-30 2023-05-18 株式会社リコー 磁場計測装置

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06289110A (ja) * 1993-04-06 1994-10-18 Mitsubishi Electric Corp 超伝導磁力計
JPH09329656A (ja) * 1996-06-06 1997-12-22 Tech Res & Dev Inst Of Japan Def Agency Ｓｑｕｉｄ型磁力計測装置

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5532592A (en) * 1993-02-02 1996-07-02 Conductus, Inc. Squid control apparatus with non-cryogenic flux-locked loop disposed in close proximity to the squid

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH06289110A (ja) * 1993-04-06 1994-10-18 Mitsubishi Electric Corp 超伝導磁力計
JPH09329656A (ja) * 1996-06-06 1997-12-22 Tech Res & Dev Inst Of Japan Def Agency Ｓｑｕｉｄ型磁力計測装置

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2009041343A1 (ja) * 2007-09-25 2009-04-02 Japan Oil, Gas And Metals National Corporation 電磁探査装置および電磁探査方法
AU2008305096B2 (en) * 2007-09-25 2011-06-09 Japan Oil, Gas And Metals National Corporation Electromagnetic prospecting apparatus and electromagnetic prospecting method
CN104297704A (zh) * 2013-07-19 2015-01-21 中国科学院上海微系统与信息技术研究所 复位系统及所适用的超导量子干涉传感器
CN104297704B (zh) * 2013-07-19 2017-04-26 中国科学院上海微系统与信息技术研究所 复位系统及所适用的超导量子干涉传感器

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