WO2005125143A1 - Verfahren und vorrichtung zur gleichzeitigen kompensation von signalfehlern in iq-modulatoren - Google Patents

Verfahren und vorrichtung zur gleichzeitigen kompensation von signalfehlern in iq-modulatoren Download PDF

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WO2005125143A1
WO2005125143A1 PCT/EP2005/004922 EP2005004922W WO2005125143A1 WO 2005125143 A1 WO2005125143 A1 WO 2005125143A1 EP 2005004922 W EP2005004922 W EP 2005004922W WO 2005125143 A1 WO2005125143 A1 WO 2005125143A1
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WO
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modulator
correction
phase modulation
gain
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PCT/EP2005/004922
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Joachim Danz
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Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/362—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated
    • H04L27/364—Arrangements for overcoming imperfections in the modulator, e.g. quadrature error or unbalanced I and Q levels
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0016—Stabilisation of local oscillators

Definitions

  • the invention relates to a method and a device for the simultaneous compensation of signal errors in IQ modulators.
  • IQ modulators are used in modern data transmission systems to modulate unmodulated high-frequency carriers. Compared to traditional modulation methods that generate a real bandpass signal, IQ modulators can generate a complex bandpass signal in the intermediate frequency or high frequency range. The generation of any vectors in the intermediate frequency or high frequency range thus enables a better utilization of the available bandwidth compared to a real-value modulation method.
  • Inqanqs offset error if the in-phase and quadrature-phase channel is not activated, the baseband signals of the in-phase and quadrature-phase channel have a non-zero value and cause a non-optimal attenuation of the respective carrier signal
  • high-frequency crosstalk the carrier signal speaks via the two multipliers of the IQ modulator to the bandpass signal at the output of the IQ modulator
  • non-linear modulation due to unavoidable non-linearities - especially non-linearity differences - of the two multipliers of the IQ modulator there are different amplitudes in the sidebands of the complex baseband signal
  • Trä ⁇ errest due to incorrectly dimensioned bandpass filters at the output of the IQ modulator, a sideband of the bandpass signal is not fully damped for single sideband transmission
  • amplification errors in the baseband the sensitivity of the Gain elements in the in-phase and quadrature-phase input of the IQ modulator is incorrectly set or calibrated and, above all,
  • Signal error with additive effect on the bandpass filter siqnal: input offset error, high-frequency crosstalk, non-linear modulation, carrier remainder, signal error with multiplicative effect on the bandpass signal: amplification error in the baseband, amplification error in the multiplier, signal error with effect on the phase of the bandpass signal: quadrature error , Phase error.
  • an arrangement for compensating for static signal errors that are generated in IQ modulators is presented as an example.
  • an adder and a multiplier are integrated in the in-phase and quadrature-phase channels to compensate for the signal errors with additive and multiplicative effects.
  • an additional control input is provided on the phase shifter to implement carrier signals which are orthogonal to one another.
  • Both the two adding and Multipliers as well as the control input on the phase shifter are controlled with appropriate correction values to compensate for the individual signal errors via a controller.
  • a reconstruction of the in-phase and quadrature phase signal from the bandpass signal at the output of the IQ modulator via an equivalent IQ demodulator and a suitable implementation of control algorithms within the controller enables the compensation of static signal errors.
  • Optimal compensation of the individual signal errors requires the absolute measurement of each individual signal error or alternatively the measurement or determination of each individual effective signal error as the difference between the individual signal error and the associated correction signal. This is not possible with the arrangement of DE 199 34 215 Cl, since the in-phase and quadrature-phase signals, which are recovered in the IQ demodulator and have signal errors, are fed to the controller as actual value signals. A determination of the individual signal errors from the recovered in-phase and quadrature-phase signals cannot be found in the document. In addition, optimal compensation of individual signal errors requires generation of the associated correction signal decoupled for each individual signal error on the basis of the difference between the signal error and the correction signal.
  • the invention is therefore based on the object of providing a method and a device for the simultaneous compensation of all signal errors generated in an IQ modulator, with a view to an optimized one Compensation of each individual signal error, the difference between the signal error and the associated correction signal should be determined and minimized.
  • the effective signal error for each of the signal errors is determined as the difference between the respective signal error and the associated correction signal from a complex baseband model, which is determined for the IQ modulator and an upstream correction circuit with the impressions of the Correction signals are generated. If the complex baseband model of the IQ modulator and the upstream correction circuit include a number of signal values, corresponding to the number of unknowns, of the two impressed modulation signals and the measured bandpass signal at the output of the IQ modulator, which is dependent on this, then this can be solved resulting system of equations all unknowns and all effective signal errors contained therein are determined.
  • a gradient method is to be used in a second step of the method according to the invention, in which the respective effective signal error is iteratively minimized to a predetermined threshold value.
  • 1 is a block diagram of the device according to the invention for the simultaneous compensation of signal errors generated in IQ modulators
  • FIG. 2 shows a block diagram for a complex baseband model for the IQ modulator and the upstream correction circuit
  • Fig. 3 is a flowchart of the inventive method for the simultaneous compensation of signal errors generated in IQ modulators and
  • FIG. 4 shows a constellation diagram with IQ start values for the method according to the invention for the simultaneous compensation of signal errors generated in IQ modulators.
  • the device according to the invention for the simultaneous compensation of signal errors generated in IQ modulators consists of a correction circuit 1, a downstream IQ modulator 2, and a subsequent high-frequency amplifier 3, bandpass filter 4 and high-frequency detector 5 and a processing unit 6.
  • Correction circuit 1 is supplied with in-phase modulation signal I and quadrature-phase modulation signal Q.
  • correction elements in the correction circuit 1 are a first amplification element 7 for amplifying the in-phase modulation signal I with the correction signal Gain_I and a subsequent first adder 8 for adding the in-phase modulation signal I with the correction signal Offset_I, and a second amplification element 9 for amplifying the quadrature-phase modulation signal Q with a correction signal Gain_Q and finally a subsequent second adder 10 for adding the quadrature phase modulation signal Q with the correction signal Offset_Q.
  • the correction circuit 1 also contains the quadrature correction signal for phase shifting the two mutually orthogonal carrier signals Lo and Lo *.
  • the in-phase modulation signal I corrected by the two correction signals Gain_I and Offset_I is fed to a first multiplier 11, in which the conversion of the in-phase modulation signal I from the baseband via the first multiplier 11 supplied first carrier signal Lo in the intermediate frequency or high-frequency bandpass range.
  • the quadrature phase modulation signal Q corrected by the two correction signals Gain_Q and Offset_Q is fed to a second multiplier 12, in which the conversion of the quadrature phase modulation signal Q from the baseband via the second carrier signal Lo * fed to the second multiplier 12, with respect to its phase in quadrature stands for the first carrier signal Lo, converted into the intermediate frequency or high-frequency bandpass range.
  • the two in-phase and quadrature-phase implemented in the intermediate-frequency or high-frequency band-pass range Modulation signals I and Q are finally added to the output signal S of the IQ modulator 2 in an adder 13 of the IQ modulator 2.
  • the carrier signal Lo is generated in a local oscillator 14 and fed to the first multiplier 11. Via a 90 ° phase shifter 15, the carrier signal Lo *, which is orthogonal in its phase to it, is generated from the carrier signal Lo and is supplied to the second multiplier 12.
  • the output signal S of the IQ modulator 2 is fed to a high-frequency amplifier 3 for amplification to a certain signal level.
  • the high-frequency amplifier 3 is generally operated in its linear range, so that non-linear distortions of the intermediate-frequency or high-frequency signal S of the IQ modulator 2 do not occur.
  • the band-pass filter 4 following the high-frequency amplifier 3 generates an intermediate-frequency or high-frequency band-pass signal from the output signal S of the high-frequency amplifier 3, which filters out one of the two sidebands from the intermediate-frequency or high-frequency signal S for single-sideband transmission.
  • the intermediate frequency or high frequency bandpass signal U DET is measured via a subsequent high frequency detector 5.
  • the characteristic of the high-frequency detector 5 should have a strictly monotonous characteristic due to the method. In general, a high-frequency detector 5 with a quadratic characteristic curve is used, the square of the effective value of the intermediate-frequency or high-frequency bandpass signal S present at its input being determined.
  • the intermediate frequency or high-frequency bandpass signal U DET measured by the high-frequency detector 5 is fed to the processing unit 6.
  • Five or seven signal values each of the in-phase modulation signal, the quadrature-phase modulation signal and the Intermediate-frequency or high-frequency bandpass signals UD, ET are fed to the processing unit 6 for the method according to the invention for the simultaneous compensation of signal errors generated in IQ modulators for determining the respective correction signals Gain_I, Gain_Q, Offset_I, Offset_Q and quadrature.
  • the processing unit 6 is a digitally operating processor unit
  • the correction signals Gain_I, Gain_Q, Offset_I, Offset_Q and quadrature applied digitally at the output of the processing unit 6 are via digital-to-analog converters 16A, 16B, 16C, 16D and 16E converted into corresponding analog values in order to be able to supply them appropriately to the analog correction circuit 1 and the analog IQ modulator 2.
  • the level of the high-frequency baseband signal U DET is fed to the processing unit 6 via an analog-digital converter 20.
  • the individual signal errors occurring in the IQ modulator 2 the individual correction signals and the measured intermediate frequency or high-frequency bandpass signal S at the output of the IQ modulator 2 constructed a complex baseband model for the transmission link consisting of correction circuit 1 and IQ modulator 2 according to FIG. 2.
  • the in-phase modulation signal I is amplified in a first amplification element 7 with a correction signal Gain_I, added in a subsequent first adder 8 to a correction signal Offset_I and in a subsequent first multiplier 11 with the complex phase element e - 3 «quadrature consisting of the Correction signal quadrature multiplied.
  • the quadrature phase modulation signal Q is amplified in a second amplification element 9 with a correction signal Gain_Q, added in a subsequent second adder 10 to a correction signal Offset_Q and multiplied in a subsequent second multiplier 12 by the complex variable j.
  • the two output signals of the first and second multipliers 11 and 12 are added in a subsequent adder 13 to the complex intermediate frequency or high frequency output signal S of the IQ modulator 2.
  • Equation (1) results for the complex intermediate frequency or high frequency output signal S of the complex baseband model according to FIG. 2 formed from correction circuit 1 and IQ modulator 2.
  • the high-frequency amplifier 3 following the complex baseband model, consisting of correction circuit 1 and IQ modulator 2, has a transmission response with linear modulation according to equation (2), which is determined by its gain factor V HF .
  • the transmission behavior of the bandpass filter 4 is approximately constant in the region of the frequency band and is modeled with an amplification factor of approximately 1.
  • the characteristic curve of the high-frequency detector 5 can either be determined by measurement or has a mathematical functional relationship.
  • the output signal U DET of the high-frequency detector 5 thus results in accordance with Equation (3):
  • the output signal U DET of the high-frequency detector 5 can be described by equation (3), the characteristic having an amplification factor V DET and having an offset error 0 n "".
  • G_I Gain_I * V HF (6a)
  • G_Q Gain_Q * V HP (6b)
  • 0_I Offset_I * V HP (6c)
  • 0_Q Offset_Q * V HP (6d)
  • U DET f ((I * G_I + 0 _I) * e- jQuadratur + j (Q * G_Q + 0_Q)) (7)
  • Equation (9) represents a nonlinear equation with seven unknowns.
  • the total of five unknowns of the equation (7) or the total of seven unknowns of the equation (9) can be determined in that this process a total of five times or seven times with five or seven different signal levels of the in-phase modulation signal I, the quadrature phase modulation signal Q and the resulting intermediate frequency or high frequency bandpass signal U DET is carried out.
  • a system of equations with a total of five or seven results from a single equation (7) or (9) Equations that can be used to determine a total of five or seven unknowns.
  • step S1O of the method according to the invention voltage signals with defined signal levels are applied to the inputs of the in-phase modulation signal I and the quadrature-phase modulation signal Q, and the signal level of the resulting intermediate frequency or high-frequency bandpass signal U DET is determined at the output of the high-frequency detector 5 ,
  • the signal levels of the in-phase modulation signal I and the quadrature-phase modulation signal Q are to be selected so that the high-frequency detector 5 is operated in the region of its maximum slope. In this way, its highest sensitivity is used for the measurement.
  • the two signal levels of the in-phase modulation signal I and the quadrature-phase modulation signal Q can be set very precisely by a signal generator, the accuracy of the method according to the invention can be optimized. This process is repeated in method step S1 depending on the characteristic curve of the high-frequency detector 5 used a total of five or seven times to determine the total of five or seven unknowns.
  • the nonlinear system of equations based on equation (7) or equation (9) is obtained in method step S20 by means of the signal levels of the in-phase and quadrature phase modulation signals I and Q impressed and measured in method step S0 and the measured intermediate frequency or high-frequency bandpass signal U DET solved to determine the total of five or seven unknowns of the system of equations.
  • This is a non-linear system of equations that cannot be solved analytically. Therefore a numerical iteration procedures such as the well-known Newton method or the Brodyn method applied.
  • the value pairs shown in the constellation diagram of FIG. 4 are suitable as suitable starting values for the impressed signal levels of the in-phase and quadrature-phase modulation signals I and Q for the numerical iteration method.
  • the optimal signal level set for the start values of the impressed in-phase and quadrature-phase modulation signals I and Q are determined as part of an error analysis of the numerical iteration method for several different signal level sets.
  • the solution of the nonlinear system of equations is the total of five or seven unknowns, in each of which the five effective signal errors - signal errors with an additive effect on the in-phase and quadrature phase modulation signal, signal errors with a multiplicative effect on the in-phase and quadrature phase modulation signal, signal errors with Effect on the phase of the two carrier signals - are included.
  • each of these effective signal errors is minimized in the subsequent method step S30.
  • the five-dimensional minimum is determined with the five minimas belonging to the five effective signal errors. It should be noted that the minimum search clearly leads to an absolute minimum in all five dimensions.
  • An iterative descent gradient method is used for this. By adjusting the individual correction signals and thus the effective signal errors, the individual effective signal errors can be minimized in several iteration steps using a descent gradient method and the optimum signal values for the individual correction signals can thus be determined.
  • a comparison with a threshold value is carried out in method step S40 for each effective signal error determined iteratively in method step S30. If the effective signal error determined in the previous method step S40 is below the predefined threshold value, the descent gradient method converges and the respectively minimum effective signal error and the optimal signal level of the associated correction signal is found.
  • the invention is not limited to the illustrated embodiment.
  • other numerical methods for solving the nonlinear system of equations and for minimizing the individual effective signal errors are covered by the invention.
  • a controller structure - analog controller or digitally implemented control algorithm - which minimizes the effective signal errors within the scope of their control difference minimization is covered by the invention.

Abstract

Ein Verfahren zur gleichzeitigen Kompensation mehrerer in einem IQ-Modulator (2) auftretender Signalfehler mit jeweils dazu inversen Korrektursignalen (Gain_I, Gain_Q, Offset_I, Offset_Q, Quadratur) ermittelt die optimierte Signalgrösse jedes Korrektursignals (Gain_I, Gain_Q, Offset_I, Offset_Q, Quadratur) durch Bestimmung des effektiven Signalfehlers und durch anschliessende Minimierung des effektiven Signalfehlers iterativ.

Description

Verfahren und Vorrichtung zur gleichzeitigen Kompensation von Signalfehlern in IQ-Modulatoren
Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur gleichzeitigen Kompensation von Signalfehlern in IQ- Modulatoren .
IQ-Modulatoren werden in modernen Datenübertragungssystemen zur Modulation von unmodulierten Hochfrequenzträgern eingesetzt. Gegenüber traditionellen Modulationsverfahren, die ein reellwertiges Bandpaßsignal erzeugen, ist mit IQ-Modulatoren prinzipbedingt ein komplexes Bandpaßsignal im Zwischenfrequenz- oder Hochfrequenzbereich generierbar. Der Erzeugung beliebiger Vek- toren im Zwischenfrequenz- oder Hochfrequenzbereich ermöglicht somit gegenüber einem reellwertigen Modulationsverfahren eine bessere Ausnutzung der verfügbaren Bandbreite .
In der Praxis ist die Erzeugung eines beliebigen Vektors in der komplexen Zwischenfrequenz- oder Hochfrequenz-Ebene mit einer für die Datenübertragung erforderlichen Genauigkeit insbesondere bei analog realisierten IQ- Modulatoren problematisch. Aufgrund der analogen Schaltungsrealisierung der IQ-Modulatoren kommt es zu unerwünschten statischen Signalfehlern, die sich den einzelnen Eingangssignalen des IQ-Modulators statisch überlagern und dauerhaft zu einem fehlerhaften komplexen Signal am Ausgang des IQ-Modulators führen, was sich in einer Verschiebung des Vektors des komplexen Ausgangssignals im komplexen Zustandsdiagramm bemerkbar macht.
Im wesentlichen können folgende statische Signalfehler aufgeführt werden:
Einqanqs-Offsetfehler : bei nicht angesteuertem, Inphase- und Quadraturphase-Kanal weisen die Basisbandsignale des Inphase- und Quadraturphase- Kanals einen von Null verschiedenen Wert auf und bedingen eine nicht optimale Dämpfung des jeweiligen Trägersignals , Hochfrequenz-Übersprechen: das Trägersignal spricht über die beiden Multiplizierglieder des IQ-Modulators auf das Bandpaßsignal am Ausgang des IQ-Modulators über, nichtlineare Modulation: aufgrund von nicht zu vermeidenden Nichtlinearitäten - insbesondere Nichtlinearitäts-Unterschiede - der beiden Multiplizierglieder des IQ-Modulators kommt es zu unterschiedlichen Amplituden in den Seitenbändern des komplexen Basisbandsignals, Träσerrest : aufgrund fehlerhaft dimensionierter Bandpaßfilter am Ausgang des IQ-Modulators ist ein Seitenband des Bandpaßsignals für eine Einseitenbandübertragung nicht vollständig gedämpft, Verstärkunqsfehler im Basisband: die Empfindlichkeit der Verstärkungsglieder im Inphase- und Quadraturphase-Eingang des IQ-Modulators ist fehlerhaft eingestellt bzw. kalibriert und vor allem asymmetrisch ausgelegt, Verstärkunqsfehler in den Multiplizierqlieder : die Empfindlichkeit der beiden Multiplizierglieder des IQ-Modulator ist fehlerhaft eingestellt bzw. kalibriert und vor allem asymmetrisch ausgelegt, Ouadraturfehler: aufgrund von Phasenverzerrungen der beiden Trägersignale des Inphase- und des Quadraturphasesignals sind die Ausgangssignale der beiden Multiplizierglieder des IQ-Modulators nicht orthogonal zueinander, Phasenfehler: aufgrund beispielsweise fehlerhafter Trägerrückgewinnung oder Taktsynchronisierung weist das Inphase- und das Quadraturphasesignal den gleichen Phasenfehler auf.
Da mehrere dieser genannten statischen Signalfehler in ihrer Auswirkung auf das Bandpaßsignal am Ausgang des IQ- Modulator identisch sind und sich linear überlagern und somit meßtechnisch nicht gesondert erfaßt werden können, ist eine Zusammenfassung von statischen Signalfehlern mit gleicher Wirkung auf das Bandpaßsignal in Signalfehlertypen sinnvoll. Prinzipiell ergeben sich drei Typen von statischen Signalfehlern:
Siqnalfehler mit additiver Wirkung auf das Bandpaß siqnal: Eingangs-Offsetfehler, Hochfrequenz-Übersprechen, nichtlineare Modulation, Trägerrest, Siqnalfehler mit multiplikative Wirkung auf das Bandpaßsignal : Verstärkungsfehler im Basisband, Ver stärkungsfehler in den Multiplizierglieder, Signalfehler mit Wirkung auf die Phase des Bandpaßsignals : Quadraturfehler, Phasenfehler.
Alle diese aufgeführten statischen Signalfehler führen im Empfänger des DatenübertragungsSystems zu einer fehlerhaften Interpretation des Übertragungssignals. Ist es nicht möglich, diese die Qualität der Datenübertragung reduzierenden Signalfehler in ihrer Wirkung zu minimieren, so ist einzig eine Beschränkung der Datenübertragungs- bandbreite zielführend. Da diese statischen Signalfehler auf schaltungstechnischen Wege in einem wirtschaftlich sinnvollen Aufwand kaum zu beseitigen sind und eine Beschränkung der Datenübertragungsbandbreite im allgemei- nen nicht akzeptabel ist, kann nur eine Kompensation derartiger Signalfehler mit Hilfe von Kompensations- oder Korrekturennetzwerken angestrebt werden.
In der DE 199 34 215 Cl wird beispielhaft eine Anordnung zur Kompensation von statischen Signalfehlern, die in IQ- Modulatoren erzeugt werden, vorgestellt. Entsprechend der drei Typen von Signalfehlern werden im Inphase- und Quadraturphasekanal jeweils ein Addier- und ein Multiplizierglied zur Kompensation der Signalfehler mit additiver und multiplikative Wirkung integriert. Zur Beseitigung der Signalfehler mit Wirkung auf die Phase des Bandpaßsignals ist ein zusätzlicher Ansteuerungseingang am Phasenschieber zur Realisierung zueinander orthogonaler Trägersignale vorgesehen. Sowohl die beiden Addier- und Multiplizierglieder als auch der Ansteuereingang am Phasenschieber werden mit entsprechenden Korrekturwerten zur Kompensation der einzelnen Signalfehler über einen Regler angesteuert. Eine Rekonstruktion des Inphase- und Quadraturphasesignals aus dem Bandpaßsignal am Ausgang des IQ-Modulators über einen äquivalenten IQ-Demodulator und eine geeignete Implementierung von Regelalgorithmen innerhalb des Reglers ermöglicht die Kompensation von statischen Signalfehlern.
Eine optimale Kompensation der einzelnen Signalfehler erfordert die absolute Messung jedes einzelnen Signalfehlers oder alternativ die Messung bzw. Ermittelung jedes einzelnen effektiven Signalfehlers als Differenz zwischen dem einzelnen Signalfehler und dem dazugehörigen Korrektursignal. Dies ist bei der Anordnung der DE 199 34 215 Cl nicht möglich, da dem Regler als Istwert-Signale die im IQ-Demodulator rückgewonnenen mit Signalfehlern behafteten Inphase- und Quadraturphasesignale zugeführt werden. Eine Bestimmung der einzelnen Signalfehler aus den rückgewonnenen Inphase- und Quadraturphasesignalen kann der Druckschrift nicht entnommen werden. Zusätzlich erfordert eine optimale Kompensation von einzelnen Signalfehlern eine für jeden einzelnen Signalfehler entkoppelte Generierung des zugehörigen Korrektursignals auf der Basis der Differenz zwischen Signalfehler und Korrektursignal. Auch dies kann der Druckschrift DE 199 34 215 Cl nicht entnommen werden, da keine für jeden einzelnen Signalfehler entkoppelte Ausregelung des jeweiligen effektiven Signalfehlers als voneinander entkoppelte Ausregelung der Differenz zwischen dem einzelnen Signalfehler und dem jeweils zugehörigen Korrektursignal in der Beschreibung des Reglers in der Druckschrift offenbart ist.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur gleichzeitigen Kompensation aller in einem IQ-Modulator erzeugten Signalfehler zu schaffen, wobei im Hinblick auf eine optimierte Kompensation jedes einzelnen Signalfehlers die Abweichung zwischen Signalfehler und dazugehörigem Korrektursignal entkoppelt voneinander ermittelt und minimiert werden soll .
Die Aufgabe wird durch ein Verfahren nach Anspruch 1 und eine Vorrichtung nach Anspruch 16 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den jeweils abhängigen Ansprüchen angegeben.
Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren nach Anspruch 1 wird für jeden der Signalfehler der jeweilige effektive Signalfehler als Differenz zwischen dem jeweiligen Signalfehler und dem jeweils dazugehörigen Korrektursignal aus einem komplexen Basisband-Modell ermittelt, das für den IQ-Modulator und eine vorgeschaltete Korrekturschaltung mit den Einprägungen der ermittelten Korrektursignale erzeugt wird. Gehen in das komplexe Basisband- Modell des IQ-Modulators und der vorgeschalteten Korrek- turschaltung eine der Anzahl von Unbekannten entsprechende Anzahl von Signalwerten der beiden eingeprägten Modulationssignale und des davon abhängigen gemessenen Bandpaßsignals am Ausgang des IQ-Modulators ein, so können durch Lösung dieses somit entstandenen Gleichungssystems alle Unbekannten und alle darin enthaltenen effektiven Signalfehler ermittelt werden.
Da das Gleichungssystem des komplexen Basisband-Modells nichtlineare Gleichungen enthält, ist ein numerischer Lösungsweg anzustreben. Numerische Iterationsverfahren wie das Newton-Verfahren oder das Brodyn-Verfahren eignen sich hierbei besonders.
Um den effektiven Signalfehler jeweils zu minimieren, ist in einem zweiten Schritt des erfindungsgemäßen Verfahrens ein Gradienten-Verfahren anzuwenden, bei dem der jeweilige effektive Signalfehler bis auf einem vorgegebenen Schwellwert iterativ minimiert wird. Bei der Modellierung des komplexen Basisband-Modells des IQ-Modulators und der vorgeschalteten Korrekturschaltung ist zu berücksichtigen, daß es mehrere Signalfehler gibt, welche die gleiche Wirkung auf die einzelnen Eingangssignale des IQ-Modulators haben und deshalb meßtechnisch nicht zu trennen sind. Folglich sind im Basisband-Modell nur Signalfehler zu modellieren, die sich jeweils additiv oder multiplikativ dem Inphase- oder Quadraturphasesignal überlagern oder die die Phase der beiden Trägersignale des IQ-Modulators beeinflussen.
Eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens und der erfindungsgemäßen Vorrichtung zur gleichzeitigen Kompensation von in IQ-Modulatoren erzeugten Signalfehlern wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert. In der Zeichnung zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Vorrichtung zur gleichzeitigen Kompensation von in IQ-Modulatoren erzeugten Signalfehlern,
Fig. 2 ein Blockschaltbild für ein komplexes Basisband-Modell für den IQ-Modulator und die vor- geschaltete Korrekturschaltung,
Fig. 3 ein Flußdiagramm des erfindungsgemäßen Verfahrens zur gleichzeitigen Kompensation von in IQ-Modulatoren erzeugten Signalfehlern und
Fig. 4 ein Konstellationsdiagramm mit IQ-Startwerten für das erfindungsgemäße Verfahren zur gleichzeitigen Kompensation von in IQ- Modulatoren erzeugten Signalfehlern.
Die erfindungsgemäße Vorrichtung zur gleichzeitigen Kompensation von in IQ-Modulatoren erzeugten Signalfehlern besteht entsprechend Fig. 1 aus einer Korrekturschaltung 1, einem nachgeschalteten IQ-Modulator 2, einem anschließenden Hochfrequenzverstärker 3, Bandpaßfilter 4 und Hochfrequenzdetektor 5 sowie einer Verarbeitungseinheit 6.
Der Korrekturschaltung 1 wird das Inphase-Modulations- signal I und das Quadraturphase-Modulationssignal Q zugeführt. Als Korrekturglieder sind in der Korrekturschaltung 1 ein erstes Verstärkungsglied 7 zur Verstärkung des Inphase-Modulationssignals I mit dem Korrektursignal Gain_I und ein nachfolgendes erstes Addierglied 8 zur Addition des Inphase-Modulationssignals I mit dem Korrektursignal Offset_I, ein zweites Verstärkungsglied 9 zur Verstärkung des Quadraturphase-Modulationssignal Q mit einem Korrektursignal Gain_Q und schließlich ein nach- folgendes zweites Addierglied 10 zur Addition des Quadraturphase-Modulationssignals Q mit dem Korrektursignal Offset_Q vorhanden. Schließlich enthält die Korrekturschaltung 1 auch noch das Korrektursignal Quadratur zur Phasenverschiebung der beiden zueinander orthogonalen Trägersignale Lo und Lo* .
Im IQ-Modulator 2, der der Korrekturschaltung 1 nachgeschaltete ist, wird das um die beiden Korrektursignale Gain_I und Offset_I korrigierte Inphase-Modulationssignal I einem ersten Multiplizierglied 11 zugeführt, in dem die Umsetzung des Inphase-Modulationssignals I vom Basisband über das dem ersten Multiplizierglied 11 zugeführte erste Trägersignal Lo in den Zwischenfrequenz- oder Hochfrequenz-Bandpaß-Bereich erfolgt. Analog wird das um die beiden Korrektursignale Gain_Q und Offset_Q korrigierte Quadraturphase-Modulationssignal Q einem zweiten Multiplizierglied 12 zugeführt, in dem die Umsetzung des Quadraturphase-Modulationssignals Q vom Basisband über das dem zweiten Multiplizierglied 12 zugeführte zweite Trägersignal Lo*, das bezüglich seiner Phase in Quadratur zum ersten Trägersignal Lo steht, in den Zwischenfreguenz- oder Hochfrequenzbereich-Bandpaß-Bereich umgesetzt. Die beiden in den Zwischenfrequenz- oder Hochfrequenz-Bandpaß- Bereich umgesetzten Inphase- und Quadraturphase- Modulationssignale I und Q werden schließlich in einem Addierer 13 des IQ-Modulator 2 zum Ausgangssignal S des IQ-Modulator 2 addiert. Das Trägersignal Lo wird in einem lokalen Oszillator 14 erzeugt und dem ersten Multiplizierglied 11 zugeführt. Über einen 90°- Phasenschieber 15 wird aus den Trägersignal Lo das in seiner Phase dazu orthogonale Trägersignal Lo* generiert, das dem zweiten Multiplizierglieder 12 zugeführt wird.
Das Ausgangssignal S des IQ-Modulators 2 wird auf einen Hochfrequenzverstärker 3 zur Verstärkung auf einen bestimmten Signalpegel gegeben. Der Hochfrequenzverstärker 3 wird im allgemeinen in seinem linearen Bereich betrieben, so dass nichtlineare Verzerrungen des Zwischenfrequenz- oder HochfrequenzSignals S des IQ- Modulators 2 nicht auftreten. Das dem Hochfrequenzverstärker 3 nachfolgende Bandpaß-Filter 4 erzeugt aus dem Ausgangssignal S des Hochfrequenzverstärker 3 ein Zwischenfrequenz- oder Hochfrequenz-Bandpaß-Signal, das für eine Einseitenband-Übertragung eines der beiden Seitenbänder aus den Zwischenfrequenz- oder Hochfrequenz- Signal S herausfiltert. Schließlich wird über einen anschließenden Hochfrequenzdetektor 5 das Zwischenfrequenz- oder Hochfrequenz-Bandpaß-Signal UDET gemessen. Die Kennlinie des Hochfrequenzdetektors 5 sollte verfahrensbedingt eine streng monotone Kennlinie aufweisen. Im allgemeinen wird ein Hochfrequenzdetektor 5 mit einer quadratischen Kennlinie benutzt, wobei hierbei das Quadrat des Effektivwerts des an seinem Eingang anliegenden Zwischenfrequenz- oder Hochfrequenz-Bandpaß-Signals S ermittelt wird.
Neben dem in die Korrekturschaltung 1 eingeprägten Inphase-Modulationssignal I und dem Quadraturphase-Modula- tionssignal Q wird das vom Hochfrequenzdetektor 5 gemessene Zwischenfrequenz- oder Hochfrequenz-Bandpaß- Signal UDET der Verarbeitungseinheit 6 zugeführt. Jeweils fünf oder sieben Signalwerte des Inphase-Modulationssignals, des Quadraturphase-Modulationssignals und des Zwischenfrequenz- oder Hochfrequenz-Bandpaß-Signals U D,ET werden der Verarbeitungseinheit 6 für das erfindungsgemäße Verfahren zur gleichzeitigen Kompensation von in IQ- Modulatoren erzeugten Signalfehlern zur Bestimmung der jeweiligen Korrektursignale Gain_I, Gain_Q, Offset_I, Offset_Q und Quadratur zugeführt. Da es sich bei der Verarbeitungseinheit 6 um eine digital arbeitende Prozessor-Einheit handelt, werden die am Ausgang der Verarbeitungseinheit 6 digital anliegende Korrektursignale Gain_I, Gain_Q, Offset_I, Offset_Q und Quadratur über Digital- Analog-Wandler 16A, 16B, 16C, 16D und 16E in dazu korrespondierende Analogwerte umgesetzt, um sie der analog realisierten Korrekturschaltung 1 und dem analog realisierten IQ-Modulator 2 geeignet zuführen zu können. Entsprechend wird der Pegel des Hochfrequenz- Basisbandsignals UDET über einen Analog-Digital-Wandler 20 der Verarbeitungseinheit 6 zugeführt.
Zur Beschreibung des mathematischen Zusammenhangs zwischen eingeprägten Inphase- und Quadraturphase-Modulationssignalen I und Q, den einzelnen im IQ-Modulator 2 auftretenden Signalfehlern, den einzelnen Korrektursignalen und dem gemessenen Zwischenfrequenz- oder Hochfrequenz-Bandpaß-Signal S am Ausgang des IQ-Modulator 2 wird ein komplexes Basisband-Modell für die Ubertragungsstrecke bestehend aus Korrekturschaltung 1 und IQ-Modulator 2 gemäß Fig. 2 konstruiert.
Für identische Merkmale des komplexen Basisband-Modells zum Blockschaltbild der aus KorrekturSchaltung 1 und IQ- Modulator 2 bestehenden Ubertragungsstecke werden gleiche Bezugszeichen verwendet.
Das Inphase-Modulationssignal I wird in einem ersten Verstärkungsglied 7 mit einem Korrektursignal Gain_I verstärkt, in einem nachfolgenden ersten Addierglied 8 zu einem Korrektursignal Offset_I addiert und in einem nachfolgenden ersten Multiplizierglied 11 mit dem komplexen Phasenglied e-3«Quadratur bestehend aus dem Korrektursignal Quadratur multipliziert. Analog wird das Quadraturphase-Modulationssignal Q in einem zweiten Verstärkungsglied 9 mit einem Korrektursignal Gain_Q verstärkt, in einem nachfolgende zweiten Addierglied 10 zu einem Korrektursignal Offset_Q addiert und in einem nachfolgende zweiten Multiplizierglied 12 mit der komplexen Größe j multipliziert. Die beiden Ausgangssignale des ersten und zweiten Multipliziergliedes 11 und 12 werden in einem nachfolgenden Addierer 13 zum komplexen Zwischenfrequenz- oder Hochfrequenz-Ausgangssignal S des IQ-Modulators 2 addiert .
Für das komplexe Zwischenfrequenz- oder Hochfrequenz- Ausgangssignal S des aus Korrekturschaltung 1 und IQ- Modulator 2 gebildeten komplexen Basisband-Modells nach Fig. 2 ergibt sich der mathematische Zusammenhang gemäß Gleichung (1) .
S = ( I * Gain_I + Of fset_I ) *e-dQuaaratur + j * ( Q * Gain_Q + Of fset_Q ) ( 1 )
Der dem komplexen Basisband-Modell, bestehend aus Korrekturschaltung 1 und IQ-Modulator 2, nachfolgende Hochfrequenzverstärker 3 weist bei linearer Aussteuerung gemäß Gleichung (2) ein Übertragungsverhalten, das durch seinen Verstärkungsfaktor VHF bestimmt ist, auf. Das Ausgangssignal S des Hochfrequenzverstärkers 3 ergibt sich gemäß Gleichung (2) : S = S * VHP (2)
Das Übertragungsverhalten des Bandpaßfilters 4 ist im Bereich des Frequenzbandes annähernd konstant und wird mit einem Verstärkungsfaktor von näherungsweise 1 modelliert.
Die Kennlinie des Hochfrequenzdetektor 5 kann entweder durch Messung ermittelt werden oder besitzt einen mathematischen FunktionsZusammenhang. Das Ausgangesignal UDET des Hochfrequenzdetektor 5 ergibt sich somit gemäß Gleichung (3) :
UDET = f( S) (3)
Für den Sonderfall einer quadratischen Kennlinie, wie oben beschrieben, kann das Ausgangesignal UDET des Hochfrequenzdetektors 5 durch Gleichung (3) beschrieben werden, wobei die Kennlinie einen Verstärkungsfaktor VDET aufweist und mit einem Offsetfehler 0n„„, behaftet ist.
UDET = | VDET * S | 2 + 0DET ( 4 )
Bei einem funktionalen Zusammenhang des Hochfrequenz- detektors 5 gemäß Gleichung (3) ergibt sich für das komplexe Zwischenfrequenz- oder Hochfrequenz-Bandpaß- Signal S ein mathematischer Zusammenhang gemäß Gleichung (5) , wenn hierbei die Gleichung (2) und (3) in Gleichung (1) eingesetzt werden. UDET = f ( ( ( I * Gain_I + Of f set_I ) *e"dQuadratur + j * (Q * Gain_Q + Of f set_Q ) ) *VHP)
( 5 )
Werden die Korrektursignale Gain_I, Gain_Q, Offset_I und Offset_Q gemäß der Gleichungen (6a) , (6b) , (6c) und (6d) mit dem Verstärkungsfaktor VHP des Hochfrequenzverstärkers 3 zusammengefaßt, so ergibt sich gemäß Gleichung (7) eine nichtlineare Gleichung mit fünf Unbekannten.
G_I = Gain_I * VHF (6a)
G_Q = Gain_Q * VHP (6b) 0_I = Offset_I * VHP (6c)
0_Q = Offset_Q * VHP (6d) UDET = f ( ( I * G_I + 0_I ) *e-jQuadratur + j (Q * G_Q + 0_Q) ) ( 7 )
Alternativ kann bei einem Hochfrequenzdetektor 5 mit quadratischer Kennlinie gemäß Gleichung (4) bei Zusammenfassung des Verstärkungsfaktors VDET des Hochfrequenzdetektors 5 und des Verstärkungsfaktors VHP des Hochfrequenzverstärker 3 gemäß Gleichung (8) und bei Einsetzen von Gleichung (1) und Gleichung (2) in Gleichung (4) ein mathematischer Zusammenhang für das komplexe Zwischenfrequenz- oder Hochfrequenz-Bandpaß-Signal UDET des Hochfrequenzdetektors (5) gemäß Gleichung (9) angegeben werde . V = VHF * VDET (8)
UDET = | V * ( ( I * Gain_I + Of f set_I ) *e~dQuadratur + j (Q * Gain_Q + Offset_Q ) ) | 2 + 0DET ( 9 )
Gleichung (9) stellt eine nichtlineare Gleichung mit sieben Unbekannten dar.
Wird die Korrekturschaltung 1 und der nachfolgende IQ- Modulator 2 an ihren beiden Eingängen mit einem Inphase- Modulationssignal I und einem Quadraturphase-Modulationssignal Q mit jeweils definierten Spannungspegel beaufschlagt und gleichzeitig über den Hochfrequenzdetektor 5 der Signalpegel des resultierenden Zwischenfrequenz- oder Hochfrequenz-Bandpaß-Signals UDET gemessen, so können die insgesamt fünf Unbekannten der Gleichung (7) bzw. die insgesamt sieben Unbekannten der Gleichung (9) dadurch ermittelt werden, daß dieser Vorgang insgesamt fünfmal bzw. siebenmal mit jeweils fünf bzw. sieben verschiedenen Signalpegeln des Inphase-Modulationssignals I, des Quadraturphase-Modulationssignal Q sowie des daraus resultierenden Zwischenfrequenz- oder Hochfrequenz- Bandpaß-Signals UDET durchgeführt wird. Aus einer einzigen Gleichung (7) oder (9) ergibt sich somit ein Gleichungssystem mit insgesamt fünf oder sieben Gleichungen, welche für die Bestimmung der insgesamt fünf oder sieben Unbekannten genutzt werden können.
Auf diese Weise ist ein Lösungsweg für das erfindungsgemäße Verfahren zur gleichzeitigen Kompensation von in IQ-Modulatoren erzeugten Signalfehlern gemäß Fig. 3, das im folgenden beschrieben wird, gegeben.
Im ersten Verfahrensschritt SlO des erfindungsgemäßen Verfahrens werden an den Eingängen des Inphase-Modulationssignals I und des Quadraturphase-Modulationssignals Q Spannungssignale mit definierten Signalpegel angelegt und der Signalpegel des resultierenden Zwischenfrequenz- oder Hochfrequenz-Bandpaß-Signals UDET am Ausgang des Hochfre- quenzdetektor 5 ermittelt. Die Signalpegel des Inphase- Modulationssignals I und des Quadraturphase-Modulationssignals Q sind dabei so zu wählen, daß der Hochfrequenzdetektor 5 im Bereich seiner maximalen Steilheit betrieben wird. Auf diese Weise wird seine höchste Empfindlichkeit für die Messung ausgenutzt. Wenn zusätzlich die beiden Signalpegel des Inphase-Modulationssignals I und des Quadraturphase-Modulationssignals Q von einem Signalgenerator sehr genau eingestellt werden können, kann damit die Genauigkeit des erfindungsgemäßen Verfahrens optimiert werden. Dieser Vorgang wird in Verfahrensschritt SlO je nach verwendeter Kennlinie des Hochfrequenzdetektor 5 insgesamt fünfmal oder siebenmal zur Bestimmung der insgesamt fünf oder sieben Unbekannten wiederholt.
Mittels der in Verfahrensschritt SlO aufgeprägten und gemessenen Signalpegel des Inphase- und Quadraturphase- Modulationssignals I und Q und des gemessenen Zwischenfrequenz- oder Hochfrequenz-Bandpaß-Signals UDET wird das nichtlineare Gleichungssystem basierend auf Gleichung (7) oder Gleichung (9) in Verfahrensschritt S20 zur Bestimmung der insgesamt fünf oder sieben Unbekannten des Gleichungssystems gelöst. Hierbei handelt es sich um ein nichtlineares Gleichungssystem, das analytisch nicht lösbar ist. Deshalb wird ein numerisches Iterations- verfahren wie beispielsweise das bekannte Newton-Verfahren oder das Brodyn-Verfahren angewendet .
Als geeignete Startwerte der eingeprägten Signalpegel des Inphase- und Quadraturphase-Modulationssignals I und Q für das numerische Iterationsverfahren bieten sich die im Konstellationsdiagramm der Fig. 4 dargestellten Wertepaare an. Im Rahmen einer Fehleranalyse des numerischen Iterationsverfahrens für mehrere verschiedene Signalpegel- Sätze der optimale Signalpegel-Satz für die Startwerte des eingeprägten Inphase- und Quadraturphase- Modulationssignals I und Q ermittelt werden. Als Lösung des nichtlineare Gleichungssystems ergeben sich die insgesamt fünf oder sieben Unbekannten, in denen jeweils die fünf effektiven Signalfehler - Signalfehler mit additiver Wirkung auf das Inphase- und Quadraturphase- Modulationssignal, Signalfehler mit multiplikativer Wirkung auf das Inphase- und Quadraturphase- Modulationssignal, Signalfehler mit Wirkung auf die Phase der beiden Trägersignal - enthalten sind.
Die Minimierung jedes dieser effektiven Signalfehler erfolgt im darauffolgenden Verfahrensschritt S30. Hierbei wird das fünfdimensionale Minimum mit den fünf zu den jeweils fünf effektiven Signalfehlern gehörigen Minimas ermittelt. Festzustellen ist, daß die Minimumsuche in allen fünf Dimensionen eindeutig zu einem absoluten Minimum führt. Hierzu kommt ein iteratives Abstiegs- Gradienten-Verfahren zum Einsatz. Durch Verstellung der einzelnen Korrektursignale und damit der effektiven Signalfehler können mit einem Abstiegs-Gradienten- Verfahren in mehreren Iterationschritten die einzelnen effektiven Signalfehlern minimiert werden und damit die optimalen Signalwerte für die einzelnen Korrektursignale ermittelt werden. Hierzu erfolgt in Verfahrensschritt S40 für jeden im Verfahrensschritt S30 iterativ ermittelten effektiven Signalfehler ein Vergleich mit einem Schwellwert. Liegt der im vorherigen Verfahrensschritt S40 ermittelte effektive Signalfehler unterhalb des vorgegebenen Schwellwerts, so konvergiert das Abstiegs- Gradienten-Verfahren und der jeweils minimale effektive Signalfehler und der optimale Signalpegel des dazugehörigen Korrektursignals wird gefunden.
Im anderen Falle - kein Unterschreiten des jeweiligen effektiven Signalfehlers unter den vorgegebenen Schwellwert - ist in einem weiteren Iterationsschritt über das numerische Iterationsverfahren - z. B. Newton- oder Brodyn-Verfahren - der nächst niedrigere jeweilige effektive Signalfehler in Verfahrenschritt S20 zu ermitteln. Das iterative Berechnen eines neuen effektiven Signalfehlers mittels numerischen Newton- oder Brodyn- Verfahren in Verfahrensschritt S20 wird sooft fortgesetzt, bis alle effektiven Signalfehler in Verfahrensschritt S40 unterhalb ihres jeweils zugeordneten Schwellwerts liegen.
Die Erfindung ist nicht auf die dargestellte Ausführungsform beschränkt. Insbesondere sind andere numerische Verfahren zur Lösung des nichtlinearen Gleichungssystems und zur Minimierung der einzelnen effektiven Signalfehlern von der Erfindung abgedeckt. Auch ist im Hinblick auf die Minimierung der einzelnen effektiven Signalfehler eine Reglerstruktur - analoger Regler oder digital realisierter Regelalgorithmus -, welche in Rahmen ihrer Regeldifferenzminimierung die Minimerung der effektiven Signalfehler durchführt, von der Erfindung abgedeckt .

Claims

Ansprüche
1. Verfahren zur gleichzeitigen Kompensation mehrerer in einem IQ-Modulator (2) auftretender Signalfehler mit jeweils dazu inversen Korrektursignalen (Gain_I, Gain_Q, Offset_I, Offset_Q, Quadratur) , indem die optimierte Signalgröße jedes Korrektursignals (Gain_I, Gain_Q, Offset_I, Offset_Q, Quadratur) durch Bestimmung des effektiven Signalfehlers und anschliessende Minimierung des effektiven Signalfehlers iterativ ermittelt wird.
2. Verfahren zur Kompensation nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der effektive Signalfehler die Differenz zwischen dem Signalfehler und dem Korrektursignal (Gain_I, Gain_Q, Offset_I, Offset_Q, Quadratur) ist.
3. Verfahren zur Kompensation nach Anspruch 2 , dadurch gekennzeichnet, daß das jeweilige Korrektursignal (Gain_I, Gain_Q, Offset_I, Offset_Q, Quadratur) in einer dem IQ-Modulator (2) vorgeschalteten Korrekturschaltung (1) einem Inphase- Modulationssignal (I) , einem Quadraturphase- Modulationssignal (Q) oder den beiden Trägersignal (Lo, Lo*) des IQ-Modulators (2) aufgeprägt wird.
4. Verfahren zur Kompensation nach Anspruch 3 , dadurch gekennzeichnet, daß ein erstes inverses Korrektursignal (Offset_I) mit optimierter Signalgröße zum Signalfehler, der dem Inphase- Modulationssignal (I) des IQ-Modulators (2) additiv überlagert ist, ein Signal mit einem zum Vorzeichen des Signalfehlers inversen Vorzeichen und einer zur Amplitude des Signalfehlers gleich großen Amplitude ist und zum Inphase-Modulationssignal (I) addiert wird.
5. Verfahren zur Kompensation nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweites inverses Korrektursignal (Offset_Q) mit optimierter Signalgröße zum Signalfehler, der dem Quadraturphase-Modulationssignal (Q) des IQ-Modulators (2) additiv überlagert ist, ein Signal mit einem zum Vorzeichen des Signalfehlers inversen Vorzeichen und einer zur Amplitude des Signalfehlers gleich großen Amplitude ist und zum Quadraturphase-Modulationssignal (Q) addiert wird.
6. Verfahren zur Kompensation nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein drittes inverses Korrektursignal (Gain_I) mit optimierter Signalgröße zum Signalfehler, der dem Inphase- Modulationssignal (I) des IQ-Modulators (2) multiplikativ überlagert ist, ein Signal mit einer zur Amplitude des Signalfehlers reziproken Amplitude ist und zum Inphase- Modulationssignal (I) multipliziert wird.
7. Verfahren zur Kompensation nach einem der Ansprüche 3 bis 6 , dadurch gekennzeichnet, daß ein viertes inverses Korrektursignal (Gain_Q) mit optimierter Signalgröße zum Signalfehler, der dem Quadraturphase-Modulationssignal (Q) des IQ-Modulators (2) multiplikativ überlagert ist, ein Signal mit einer zur Amplitude des Signalfehlers reziproken Amplitude ist und zum Quadraturphase-Modulationssignal (Q) multipliziert wird.
8. Verfahren zur Kompensation nach einem der Ansprüche 3 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß ein fünftes inverses Korrektursignal (Quadratur) mit optimierter Signalgröße zum Signalfehler, der eine Phasenabweichung in der Orthogonalität der beiden Trägersignale (Lo, Lo*) verursacht, ein zur Phasenabweichung negatives Phasensignals ist und einem Phasenschieber (15) zur Einstellung der Orthogonalität der beiden Trägersignale (Lo, Lo*) zugeführt wird.
9. Verfahren zur Kompensation nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß jeder effektive Signalfehler mit Hilfe eines komplexen Basisband-Modells des Ubetragungsverhaltens zwischen dem Ausgang (17) und den beiden Eingängen (18, 19) des IQ- Modulators (2) und der vorgeschalteten Korrekturschaltung (1) ermittelt wird.
10. Verfahren zur Kompensation nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das komplexe Basisband-Modell ein Gleichungssystem mit einer Ordnung entsprechend der Anzahl der im Gleichungssystem enthaltenen Unbekannten ist und eine der Anzahl der im Gleichungssystem enthaltenen Unbekannten entsprechende Anzahl von an den beiden Eingängen (18, 19) jeweils eingeprägten Signalwerten des Inphase-Modulations- Signals (I) und des Quadraturphase-Modulationssignals (Q) und von am Ausgang (17) des IQ-Modulators (2) gemessenen Zwischen- oder Hochfrequenz-Bandpaß-Signal UDET enthält.
11. Verfahren zur Kompensation nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das komplexe Basisband-Modell das Übertragungsverhalten eines dem IQ-Modulator (2) nachgeschalteten Hochfrequenzverstärkers (3), Bandpaßfilters (4) und Hochfrequenzdetektors (5) enthält.
12. Verfahren zur Kompensation nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß das Gleichungssystem nichtlinear ist und mittels eines numerischen Optimierungsverfahren gelöst wird.
13. Verfahren zur Kompensation nach Anspruch 12 , dadurch gekennzeichnet , daß das Gleichungssystem mit dem Newton-Verfahren oder dem Brodyn-Verfahren gelöst wird.
14. Verfahren zur Kompensation nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß für jeden Signalfehler der effektive Signalfehler mittels eines Gradienten-Verfahrens soweit iterativ minimiert wird, bis ein vorgegebener Schwellwert für den effektiven Signalfehler unterschritten ist.
15. Verfahren zur Kompensation nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß das Gradienten-Verfahren ein Gradienten-Abstiegsverfahren ist.
16. Korrekturvorrichtung mit einer Korrekturschaltung (1) aus mehreren Korrekturgliedern (7, 8, 9, 10) zur Kompensation von in einem IQ-Modulator (2) auftretenden Signalfehlern und einer Verarbeitungseinheit (6) zur Bestimmung jedes zum jeweiligen Korrekturglied (7, 8, 9, 10, 15) gehörigen Korrektursignals (Gain_I, Gain_Q, Offset_I, Offset_Q, Quadratur) aus Meß- und Stellsignalen, dadurch gekennzeichnet, daß die Stellsignale das an einem der beiden Eingänge (18) des IQ-Modulators (2) jeweils eingeprägte Inphase- Modulationssignal (I) und das am anderen der beiden Eingänge (19) des IQ-Modulators (2) eingeprägte Quadraturphase-Modulationssignal (Q) und das Meßsignal das am Ausgang (17) des IQ-Modulators (2) gemessene Zwischenoder Hochfrequenz-Bandpaß-Signal (UDET) sind.
17. Korrekturvorrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß das Zwischen- oder Hochfrequenz-Bandpaßsignal (UDET) am Ausgang (17) des IQ-Modulators (2) mit einem Hochfrequenz- detektor (5) gemessen wird.
18. Korrekturvorrichtung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß der Hochfrequenzdetektor (5) eine quadratische Kennlinie aufweist.
19. Korrekturvorrichtung nach einem der Ansprüche 16 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrekturschaltung (1) dem IQ-Modulator (2) vorgeschaltet ist.
20. Korrekturvorrichtung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrekturglieder (7, 8, 9, 10, 15) der KorrekturSchaltung (2) jeweils ein Addierglied (8, 10) zur Addition des Inphase-Modulationssignals (I) und des Quadraturphase-Modulationssignals (Q) mit dem jeweiligen Korrektursignal (0ffset_I, Offset_Q) , jeweils ein Verstär- kungs- oder Dämpfungsglied (7, 9) zur Verstärkung oder Dämpfung des Inphase-Modulationssignals (I) und des Quadraturphase-Modulationssignals (Q) mit dem jeweiligen Korrektursignal (Gain_I, Gain_Q) und ein Phasenschieber (15) zur Verschiebung der Phase der beiden zueinander orthogonalen Trägersignale (Lo, Lo*) des IQ-Modulators (2) mit dem jeweiligen Korrektursignal (Quadratur) sind.
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2008082882A2 (en) * 2006-12-30 2008-07-10 Motorola, Inc. Method and device for generating constant envelope modulation using a quadrature modulator
US7864882B2 (en) 2006-12-30 2011-01-04 Motorola Mobility, Inc. Method and apparatus for generating constant envelope modulation using a quadrature transmitter
US8654885B2 (en) 2006-06-06 2014-02-18 Qualcomm Incorporated Fast in-phase and quadrature imbalance calibration

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7593485B2 (en) * 2006-05-30 2009-09-22 Freescale Semiconductor, Inc. Wireless receiver for removing direct current offset component
DE102006052866A1 (de) * 2006-11-09 2008-05-21 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Pegeleinstellvorrichtung für das Hochfrequenz-Ausgangssignal eines Signalgenerators
EP2380291A1 (de) * 2008-12-16 2011-10-26 Alcatel-Lucent USA Inc. Kommunikationssystem und ?verfahren mit signalkonstellation
US8406283B2 (en) * 2009-07-20 2013-03-26 Advantest Corporation Modulation apparatus, test apparatus and correction method
EP2381595B1 (de) * 2010-04-21 2012-06-20 Alcatel Lucent Phasenverschiebungskompensierung an einem kohärenten optischen Empfänger
US20120294343A1 (en) * 2011-05-16 2012-11-22 Phase Matrix, Inc. RF I/Q Modulator with Sampling Calibration System
US10680863B2 (en) * 2015-03-31 2020-06-09 Sony Corporation Modulation apparatus
FR3115179B1 (fr) * 2020-10-09 2023-10-20 St Microelectronics Srl Procédé de linéarisation d’un signal de transmission et circuit intégré correspondant

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6421397B1 (en) * 2000-01-28 2002-07-16 Alcatel Canada Inc. Modulation system having on-line IQ calibration
US6570933B1 (en) * 1996-11-29 2003-05-27 Nokia Telecommunications Oy Method in digital quadrature modulator and demodulator, and digital quadrature modulator and demodulator

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4885551A (en) * 1988-10-31 1989-12-05 American Telephone And Telegraph Company At&T Bell Laboratories Feed forward linear amplifier
US5770971A (en) * 1996-07-26 1998-06-23 Northern Telecom Limited Distortion compensation control for a power amplifier
DE19934215C1 (de) 1999-07-21 2001-03-29 Rohde & Schwarz Quadraturmischer mit adaptiver Fehlerkompensation
US6421398B1 (en) * 2000-01-28 2002-07-16 Alcatel Canada Inc. Modulation system having on-line IQ calibration
US6898252B1 (en) * 2000-07-21 2005-05-24 Intel Corporation IQ mismatch cancellation
US6934341B2 (en) * 2000-08-29 2005-08-23 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for plurality signal generation
US7266159B2 (en) * 2002-03-08 2007-09-04 Andrew Corporation Frequency-dependent magnitude pre-distortion on non-baseband input signals for reducing spurious emissions in communication networks
US7313198B2 (en) * 2002-03-12 2007-12-25 Motorola Inc. Self calibrating transmit path correction system

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6570933B1 (en) * 1996-11-29 2003-05-27 Nokia Telecommunications Oy Method in digital quadrature modulator and demodulator, and digital quadrature modulator and demodulator
US6421397B1 (en) * 2000-01-28 2002-07-16 Alcatel Canada Inc. Modulation system having on-line IQ calibration

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
LOHTIA A ET AL: "An adaptive digital technique for compensating for analog quadrature modulator/demodulator impairments", COMMUNICATIONS, COMPUTERS AND SIGNAL PROCESSING, 1993., IEEE PACIFIC RIM CONFERENCE ON VICTORIA, BC, CANADA 19-21 MAY 1993, NEW YORK, NY, USA,IEEE, vol. 2, 19 May 1993 (1993-05-19), pages 447 - 450, XP010141761, ISBN: 0-7803-0971-5 *

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8654885B2 (en) 2006-06-06 2014-02-18 Qualcomm Incorporated Fast in-phase and quadrature imbalance calibration
WO2008082882A2 (en) * 2006-12-30 2008-07-10 Motorola, Inc. Method and device for generating constant envelope modulation using a quadrature modulator
WO2008082882A3 (en) * 2006-12-30 2008-08-21 Motorola Inc Method and device for generating constant envelope modulation using a quadrature modulator
US7801246B2 (en) 2006-12-30 2010-09-21 Motorola Mobility, Inc. Multi-mode communication device for generating constant envelope modulated signals using a quadrature modulator
US7864882B2 (en) 2006-12-30 2011-01-04 Motorola Mobility, Inc. Method and apparatus for generating constant envelope modulation using a quadrature transmitter

Also Published As

Publication number Publication date
DE102004029932A1 (de) 2006-01-05
US8358719B2 (en) 2013-01-22
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