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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Die vorliegende Erfindung betrifft
allgemein bidirektionale Funkkommunikationssysteme und insbesondere
bidirektionale Funkkommunikationssysteme, bei denen ein Transceiver
Frequenzreferenzinformation an andere Transceiver überträgt, wobei das
Funkkommunikationssystem eine Laststeuerung/-regelung oder eine
Dienstverwendungsüberwachung
bereitstellt.
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In einem typischen Zwei-Wege-Funkkommunikationssystem
sendet eine auf einer Frequenz arbeitende Basisstation an eine Gegenstation
und die Gegenstation sendet auf einer verwandten Frequenz an die
Basisstation zurück.
Die Beziehung zwischen den Sendefrequenzen der Basisstation und
der Gegenstation wird durch die Lizenzierungsregeln der Federal
Communications Commission (FCC) bestimmt. Zum Beispiel sind im Mehrfachadressierungssystemband
die Basisstations- und Gegenfrequenz durch 24 Megahertz (MHz) getrennt.
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Ein Zweifachträger-Funkkommunikationssystem
wird dann problematisch, wenn Kommunikationen mit hohem Durchsatz
bei einer großen
Anzahl von über
ein großes
geografisches Gebiet verteilten Stationen erforderlich sind. Ein
Basisstationssender, der sich in Kommunikation mit einer Anzahl
von Gegenstationen befindet, weist einen durch die Bandbreiteneffizienz,
gemessen in Bits pro Sekunde pro Hertz, bestimmten Durchsatz auf.
Transceiver mit hoher Bandbreiteneffizienz sind in Systemen, die
viele Gegen-Transceiver erfordern, unerschwinglich teuer. Darüber hinaus
gibt es dann, wenn eine leistungsstarke Basisstation über ein
großes
Gebiet hinweg sendet, Bereiche mit schlechtem Empfang, d.h. Empfangslöcher, aufgrund
von geografischen Unregelmäßigkeiten.
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Alternativ kann der Durchsatz erhöht werden durch
Senden einer Mehrzahl von Trägern
innerhalb eines von der FCC anerkannten Bandes. Dies wird Frequenzteilungs-Multiplexen
genannt. Die Kosten dieses Ansatzes liegen gewöhnlich in der für die Funksender
erforderlichen erhöhten
Frequenzgenauigkeit. Frequenzteilungs-Multiplexen bietet den zusätzlichen
Vorteil, dass die Frequenzen räumlich wiederverwendet
werden können;
Sendegebiete (Zellen), die dasselbe Paar von Trägerfrequenzen verwenden, sind
durch Zellen getrennt, die verschiedene Paare von Trägerfrequenzen
verwenden, wodurch Interferenzen minimiert werden. Der Durchsatz solcher
Systeme ist gleich dem Produkt der Bandbreiteneffizienz, der Anzahl
von Zellen in dem System und der Bandbreite der Träger.
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Genaue Frequenzsteuerung/-regelung
wird herkömmlicherweise
durch Verwendung von Quarzkristallresonatoren erreicht. Bei sorgfältigen Herstellungstechniken
und Steuerung/Regelung von Temperatureffekten kann eine Genauigkeit
von wenigen Teilen pro Million erreicht werden. Eine andere Standardfrequenzsteuerungs/-regelungstechnik
verwendet Rückkopplungsschaltungstechnik.
Zum Beispiel kann ein Transceiver in Verbindung mit einem anderen
Transceiver mit einem genauen Träger
hochgradig genaue Signale unter Verwendung von zwei Oszillatoren
erzeugen. Zunächst
wird das Signal auf eine Zwischenfrequenz überlagert, danach überlagert
ein genauer lokaler Oszillator bei der Zwischenfrequenz das Zwischenfrequenzsignal
dem Basisband, wo der Frequenz- und Phasenfehler der Zwischenfrequenz
gemessen werden kann. Dieser Fehler wird an den ersten Oszillator
zurückgegeben,
um dessen Frequenz zu korrigieren.
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Mit gegenwärtiger Technologie können verringerte
Frequenzabstände
nur unter Verwendung einer äußeren Quelle
für eine
sehr stabile Frequenzreferenz, wie ein WWV, GPS oder LORAN, erreicht werden.
Die zusätzlichen
Kosten des Hinzunehmens dieser ausgefeilten Fähigkeit in jedem Funkgerät innerhalb
eines Systems ist für
viele Anwendungen unerschwinglich, bei denen geringe Kosten von Zwei-Wege-Funkkommunikation
substanzielle ökonomische
Vorzüge
bringen können.
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Die W085/04999 offenbart ein Signalverarbeitungsschema,
durch das der Empfänger
zu jeder Zeit sich selbst auf die gesendeten Datensignale, die über einen
dynamisch dispersiven Kanal empfangen werden, synchronisieren oder
resynchronisieren kann. Beim Sender werden Bursts oder Sequenzen von
bekannten Symbolen mit unbekannten Daten verschachtelt. Beim Empfänger werden
eingehende Signal-Frames (die verschachtelte Bursts von bekannten
Daten und unbekannten Daten enthalten) in einer Weise verarbeitet,
die der Verarbeitung von Spread-Spectrum-kodierten Daten ähnlich ist.
Eine Kopie (oder jeweilige Kopien) des/der bekannten Signal-Bursts
ist (komplex) mit dem eingehenden Signal korreliert, um einen bekannten
(PN) Referenzsymbol-Burst zu lokalisieren und sich diesem aufzuschalten.
Sobald ein bekannter Symbolblock lokalisiert ist, wird ein Symbolratentakt
(bit sync) derart eingestellt, dass er jeden Versatz der zum Abtasten der
empfangenen Daten verwendeten Zeitsteuerung zurückholt. Dem folgen grobe und
feine Frequenzversatzeinstellungen, die es ermöglichen, dass der lokale Oszillator
sich auf die gesendete Frequenz aufschaltet.
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Die
EP
0173569 offenbart eine Empfängereinheit, die eine synchrone
Pull-in-Schaltung
aufweist. Die synchrone Pull-in-Schaltung umfasst ein transversales
Filter, das eine Dämpfungscharakteristik
aufweist, einen Zeitsteuerungsdiskriminator zum Extrahieren eines
Zeitsteuerungssignals, das in einem empfangenen Signal enthalten
ist, und ein Entscheidungsteil zur Erfassung einer Phasenabweichung
zwischen dem auf diese Weise extrahierten Zeitsteuerungssignal und
einem internen Takt, durch welchen die Empfängereinheit synchronisiert
wird. Das Dämpfungsfilter
ist mit einer Mehrzahl von Anschlüssen versehen, wobei dessen
Anschlusskoeffizienten durch den Entscheidungsteil über eine
Leitung (L,) nach Maßgabe
der durch den Entscheidungsteil abgeleiteten Phasenabweichung variiert wird,
so dass das Zeitsteuersignal mit dem internen Takt synchronisiert
wird.
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"VLSI
Digital PSK Demodulator for Space Communication", European Transactions on Telecommunications
and Related Technologies, Band 4, Nr. 1, 1. Januar 1993, Mailand,
Italien, Seiten 43–52, XP
000358888, Hansen, F., et al, offenbart das Design eines BPSK/QPSK-Demodulators,
der unter Verwendung von digitaler Mehrfachratensignalverarbeitung
in einem CMOS ASIC implementiert ist. Der Demodulator ist voll programmierbar über serielle und
parallele Schnittstellen und behandelt Symbolraten von 125 sym/s
bis 4 Msym/s. Er arbeitet bei weniger als 0,5 dB Verschlechterung
von der idealen BER gegen Eb/N0-Charakteristik.
Die Systemdesignüberlegungen
führten
zur Wahl eines komplexen IF-Schemas mit einer Abtastung beim Vierfachen
der Zwischenfrequenz und einer kombinierten analog und digital angepassten
Filterung auf Grundlage des Pulselet-Konzepts. Die Signalverarbeitungsalgorithmen
umfassen den Costas-Trägerphasenfehlerdetektor,
Null-Durchgangsdetektor für
den Zeitsteuerfehler und Algorithmen zur Aufschalterfassung und zur
Schleifenfilterung.
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Die
US
4,972,507 offenbart ein Verfahren und ein System von Funkdatenkommunikation,
das besonders nützlich
ist bei der Kommunikation über einen
speziellen Kommunikationskanal zwischen einer Basisstation oder
dem Zellenort eines Mobiltelefonsystems und einer von vielen Verwenderstationen.
Jede Verwenderstation überträgt eine
Alarmbedingung, die entweder ein einbruchartiger Alarm oder ein
Umgebungsalarm sein kann, an die Basisstation, indem sie auf zwangsläufiger Basis
auf eine Statusanforderung von der Verwenderstation antwortet. Es
wird verhindert, dass sich die Antworten auf eine derartige Anforderung überlappen
durch feste und eindeutige Zeitverzögerungen für jede Verwenderstation. Diese
Statusantwort erfordert eine wesentliche Signalbitbreite der Daten.
Falls keine Antwort empfangen wird, wird dies ebenfalls erfasst.
Zweitens nimmt eine unterschiedliche Anforderungskategorie von jeder
ausgewählten
Verwenderstation einige Datenbits in Anspruch, die eine Informationsnachricht
bilden, wobei die Anforderung an jede Verwenderstation in einer
Zelle aufeinander folgend zusammen mit der besonderen eindeutigen
Zeitverzögerung
für jede
Verwenderstation gesendet wird. Danach werden die Antworten in einer
Gruppe aufeinander folgend empfangen, und durch Verwendung dieser
eindeutigen Zeitverzögerungen
wird verhindert, dass diese überlappen.
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Die
US
4,939,790 offenbart eine Frequenzstabilisierungsschaltung
für einen
PSK- Datenpaketempfänger, der
einen Referenzoszillator enthält,
um ein kontinuierliches Referenzsignal einem Begrenzer zuzuführen, der
empfangene Datenpakete einer Phasenregelkreis-Erfassungsschaltung
zuführt speist,
die einen spannungsgesteuerten Oszillator enthält. Die Frequenz des kontinuierlichen
Referenzsignals liegt nahe an der Trägerfrequenz der Datenpakete
und hält
die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators in der Nähe der Datenpaketträgerfrequenz
zwischen Datenpaketen. Während
Datenpaketen wird das Referenzoszillatorsignal durch den Begrenzer "ausgeschwemmt".
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Die
EP
0,098,649 offenbart einen Datendemodulator für digitale
Signale, bei dem die Male der Nulldurchgänge in hart begrenzten Signalen
in den orthogonalen Ausgängen
(I und Q) eines Direktdemodulationsempfängers verwendet werden, um
die Träger-
und Taktsignale wiederherzustellen. Der Demodulator hat besondere,
aber nicht ausschließliche Anwendung
beim Demodulieren von MSK-, TFM- und GMSK-Signalen.
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Die
US
4,631,738 offenbart einen Phasen- und Verstärkungskorrektor
für ein
Modem zum Empfang von QAM- oder PSK-kodierten Signalen. Ein dem
empfangenen Vektor entsprechender idealer Vektor wird erzeugt und
der Differenz- oder Fehlervektor wird in eine radiale Komponente
in Richtung des idealen Vektors [Lücke, Anm. d. Übers.] eine
tangentiale Komponente aufgelöst.
Eine Verstärkungskorrektor-
und eine Phasenkorrektorvariable werden aus der radialen und tangentialen
Komponente des Fehlervektors berechnet und verwendet, um die Verstärkung und
die Phase der empfangenen Signale zu korrigieren.
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"A
high performance low capacity digital radio for the 2 and 10 Ghz
bands", IEEE International Conference
on Communications 1985 (Cat. No. 85CH2175-8), Chicago, IL, USA,
23.–26.
Juni 1985, 1985, New York, NY, USA, IEEE, USA, Seiten 749–752, Band
2, Brown, R., et al, offenbart ein 10,5 Ghz/2,1 Ghz-Funkgerät für digitale Übertragung
einer Lichtdichte (mit geringer Dichte) unter Verwendung von 9QPR-Modulation.
Hohe spektrale Effizienz, hohe Zuverlässigkeit, moderate Kosten und
einfache Herstellung und Wartung waren die Hauptziele des Entwicklungsprogramms.
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Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung
ist es, ein bidirektionales Funkkommunikationssystem mit hohem Durchsatz
zwischen wenigstens einer Basisstation und einer großen Anzahl
von Gegenstationen bereitzustellen.
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Insbesondere ist es eine Aufgabe
der vorliegenden Erfindung, ein billiges Verfahren der Erzeugung
von Funksignalen an Gegenstationen mit einer zur Bereitstellung
von Frequenzteilungsmultiplexen notwendigen Frequenzgenauigkeit
bereitzustellen.
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Eine andere Aufgabe der vorliegenden
Erfindung ist es, ein billiges Verfahren der Erzeugung eines Sendeträgers mit
hoher Genauigkeit an einer Gegenstation bereitzustellen, unter Verwendung
sowohl von in dem empfangenen Träger
enthaltener Information als auch Information in der Modulation des Trägers, insbesondere
der Taktrate des Signals.
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Eine andere Aufgabe der vorliegenden
Erfindung ist es, ein Funkkommunikationssystem bereitzustellen,
bei dem ein hoher Datendurchsatz bei geringen Kosten durch Frequenzsynchronisation,
Frequenzteilungsmultiplexen und Zeitteilungsmultiplexen erreicht
wird.
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Eine andere Aufgabe der vorliegenden
Erfindung ist es, einen Empfänger
zum Dekodieren von kurzen Daten-Bursts aus einer Mehrzahl von Sendern
zu dekodieren.
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Eine andere Aufgabe der vorliegenden
Erfindung ist es, die Schaltung eines Empfängers mit Taktraten- und Trägerfrequenzwiederherstellung
zu vereinfachen.
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Insbesondere ist es eine Aufgabe
dieser Erfindung, die Schaltung eines Empfängers mit Taktraten- und Trägerfrequenzwiederherstellung
zu vereinfachen durch Bereitstellung einer Empfangsschaltung, die
mit der Sendeschaltung gekoppelt ist, um eine Sendeträgerstabilisierung
zu erzeugen, indem eine unabhängige
Taktraten- und Trägerfrequenzwiederherstellung
aus dem empfangenen Signal bereitgestellt wird, und einen Phasenregelkreis
im Basisband anstelle des Zwischenfrequenzniveaus bereitzustellen.
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Zusätzliche Aufgaben und Vorteile
der Erfindung werden in der folgenden Beschreibung ausgeführt und
sind teilweise aus der Beschreibung offensichtlich oder können durch
Anwenden der Erfindung erlernt werden. Die Aufgaben und Vorteile
der Erfindung können
mittels der in den Ansprüchen
besonders ausgeführten
Instrumentierungen und Kombinationen realisiert und erhalten werden.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Die vorliegende Erfindung stellt
ein bidirektionales Kommunikationssystem nach Anspruch 1 bereit.
Eine Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist auf ein bidirektionales Kommunikationssystem
gerichtet, in dem ein Basisstations-Transceiver Signale mit einer hoch präzisen Taktrate über eine hoch
präzise
Trägerfrequenz
sendet und ein Gegenstations-Transceiver die Basisstationssignale
empfängt
und die Taktrate und Trägerfrequenzinformation aus
den empfangenen Signalen extrahiert. Die Gegenstation verwendet
die extrahierte Information, um die Frequenz des Gegenstationsträgers zu
stabilisieren.
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Ein Funksystem, das die vorliegende
Erfindung verwendet, stellt eine bidirektionale Kommunikationsverbindung
mit hohem Durchsatz zwischen einer großen Anzahl, möglicherweise
tausenden, von entfernt gelegenen Informationssammelstationen und
einer Mehrzahl von Basisstationen bereit. Das System maximiert den
Datendurchsatz durch Senden über
eine Mehrzahl von Trägerfrequenzen
(Frequenzteilungsmultiplexen) innerhalb, zum Beispiel einer FCC-Bandbreite
von 12,5 Kilohertz (kHz). Der Kommunikationsbereich ist in Zellen
unterteilt, mit einer Basisstation pro Zelle und wobei benachbarte Zellen
unterschiedliche Trägerfrequenzen
verwenden. Jede Basisstation sendet einen kontinuierlichen Strom
von Wählsignalen.
Die Wählsignale
leiten die Gegenstationen innerhalb der Zelle, um mit unterschiedlichen
Arten von Information zu antworten. Die Gegenstationsübertragungen
sind Zeitteilungsmultiplext, d.h. die Zeitsteuerung von Gegenstationsantworten
sind durch die durch die von den Gegenstationen empfangenen Wählsignale
spezifiziert. Die Basisstation ist dafür ausgebildet, sehr kurze Antwortdaten-Bursts
zu dekodieren, die von den Gegenstationen gesendet werden.
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Ausführungsformen der vorliegenden
Erfindung erzeugen die zum Frequenzteilungsmultiplex notwendige
Genauigkeit, während
hauptsächlich
die Kosten für
die verbesserte Genauigkeit der Basisstationen auftreten. Dies wird
erreicht durch Verwendung der Kombination der Basisstationsträgerfrequenz
und einer in der Modulation von der Basisstation enthaltenen Frequenz,
nämlich
der Taktrate des digitalen Signals, um die Gegenstationssendefrequenz
aus dem Basisstationssendesignal genau zu erzeugen.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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Die begleitenden Zeichnungen, die
hierin enthalten sind und einen Teil der Beschreibung darstellen,
zeigen schematisch eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung und
dienen zusammen mit der oben gegebenen allgemeinen Beschreibung
und der unten gegebenen detaillierten Beschreibung der bevorzugten
Ausführungsform
dazu, die Prinzipien der Erfindung zu erläutern.
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1 ist
eine beispielhafte schematische geografische Abbildung eines Kommunikationssystems,
das die vorliegende Erfindung verkörpert.
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2 ist
eine Auftragung als Frequenz gegen Leistung des Leistungsspektrums
von vier Trägerfrequenzen
innerhalb des 12,5 kHz-Leistungsspektrums, das durch die FCC für Funkübertragungen
freigegeben ist.
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3 ist
ein schematisches Blockdiagramm der Basis-Transceiver-Schaltung
in einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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4 ist
ein schematisches Blockdiagramm der Gegen-Transceiver-Schaltung
in einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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5 ist
ein schematisches Blockdiagramm der Kontinuierliche-Daten-Demodulationsschaltung des
Gegen-Transceivers.
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6 ist
ein schematisches Blockdiagramm der Burst-Datendemodulationsschaltung des Basis-Transceivers.
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DETAILLIERTE
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
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Überblick
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Die vorliegende Erfindung wird anhand
der bevorzugten Ausführungsform
beschrieben. Die bevorzugte Ausführungsform
ist eine Vorrichtung für frequenzsynchronisierte
bidirektionale Funkkommunikation. Eine schematische goegrafische
Abbildung des Zwei-Wege-Funksystems der bevorzugten Ausführungsform
ist in 1 gezeigt. Der
Systemmaster 40 ist das zentrale Steuer/Regelsystem und
der Informationsprozessor. Der Systemmaster 40 kann durch Telefonleitungen 42 mit
einer Anzahl von Basisstationen 44 kommunizieren, durch
die Basisstationen 44 erhaltene Information sammeln und
Wählanweisungen
an die Basisstationen 44 senden. Die Wählanweisungen spezifizieren,
welche Arten von Information wann gesammelt werden sollen. Diese
Basisstationen senden ein kontinuierliches Funkfrequenzsignal 48 an
eine Anzahl von Gegenstationen 46 nach Maßgabe der
von dem Systemmaster 40 empfangenen Wählanweisungen. Die Gegenstationen 46 sind möglicherweise
geografisch extrem dicht angeordnet. Jede Gegenstation 46 kommuniziert
mit einer oder mehreren Ortseinheiten (nicht gezeigt). Ortseinheiten
können
z.B. den elektrischen Stromverbrauch von Häusern, den Status von Einbruchalarmen überwachen
oder die Funktionen von elektrischen Anwendungen innerhalb Häusern steuern/regeln.
Jede Basisstation 44 und die Gruppe von Gegenstationen 46,
mit der die Basisstation 44 kommuniziert, umfassen eine
Zelle 50. Die Gegenstationen 46 senden die Information,
die sie gesammelt haben, in kurzen Funkkommunikations-"Bursts" an die Basisstation 44 innerhalb
der Zelle 50 zu Zeitpunkten, die durch die Basisstation 44 spezifiziert
werden.
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Kommunikationen zwischen Basisstation 44 und
Gegenstation 46 bestehen aus zwei Modi. Im schnellen Wählmodus
führen
Basisstationsübertragungen 48 Gegenstationen 44 innerhalb
der Zelle 50, um die Basisstation 44 durch Funkkommunikation
zu informieren, ob diese zu übertragende
Information bereithalten. Sobald die Basisstation 44 bestimmt hat,
welche Gegenstationen 46 Daten zu senden haben, führen die
Basisstationsübertragungen 48 diese Gegenstationen 46 mit
Informationen, auf die geantwortet werden soll. Jede Übertragung
von einer Basisstation 44 spezifiziert, welche Gegenstationen 46 adressiert
sind, welche Art von Information die adressierten Gegenstationen 46 senden
sollen, wie lang die adressierten Gegenstationen 46 vor
der Sendung zu warten haben und wie lang die Gegenstations-46-Antwort
sein soll.
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Das Format der Kommunikationen zwischen der
Basisstation 44 und Gegenstation 46 ist im US-Patent
# 4,972,507, ausgegeben am 20. November 1990, beschrieben.
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Um Funkinterferenzen zwischen Zellen 50 zu
minimieren, senden die Basis-44- und
Gegen-46-Stationen von benachbarten Zellen 50 auf unterschiedlichen
Frequenzen. Je größer die
Anzahl von Sendefrequenzen ist, die in dem System verwendet wird,
desto größer ist
der Abstand zwischen Zellen, die dieselbe Frequenz verwenden, und
desto geringer ist die Interferenz zwischen Zellen.
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Weil die vorliegende Erfindung die
Bereitstellung von Frequenzgenauigkeit und Stabilität der Gegenstationsträger bei
geringen Kosten ermöglicht, verwendet
das Kommunikationssystem der vorliegenden Ausführungsform eine Mehrzahl von
Trägerfrequenzen,
die enger beabstandet sind als die herkömmlich verwendeten. Zum Beispiel
verwendet die vorliegende Ausführungsform,
wie in 2 gezeigt ist,
vier Träger 90, 92, 94 und 96 innerhalb
einer 12,5 kHz-Bandbreite, die herkömmlicherweise durch die FCC
für einen
Träger
reserviert ist. Es versteht sich, dass die Breite des FCC-Bands
und die Anzahl von Trägern
pro Band variieren kann und dass die hierin diskutierte 12,5 kHz-Bandbreite
und vier Träger
nur beispielhaft sind.
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Die Träger 92 und 94 sind
um +/– 1041,67
Hz versetzt und die Träge r90 und 96 sind
um +/– 3125 Hz
von der Zentralfrequenz versetzt, und die Spitzenleistung jedes
Trägers
liegt 6 Dezibel (dB) unterhalb des erlaubten Maximums (0 dB). Wie
in der Technik wohlbekannt ist, stellt eine 9QPR-Kodierung eines Signals
eine Bandbreiteneffizienz von 2 Bit pro Sekunden pro Hertz bereit.
Bei der 9QPR-Kodierung werden
Daten sowohl in den Sinus- als auch in den Kosinus-(oder in den
Phasen- und den Quadratur)-Komponenten eines Trägers kodiert. Siehe Digital
Transmission Systems, von David R. Smith, Van Nostrand Reinhold
Co., New York, New York, 1985, Abschnitt 6.4, Seiten 251–254, das
die 9QPR-Kodierung
im Detail beschreibt. Der Frequenzabstand von ungefähr 2083
Hz zwischen den Trägern 90, 92, 94 und 96 erlaubt
die Übertragung
von 2400 Bits pro Sekunde (bps) auf jedem Träger, mit Sicherheitsbändern von
beinahe 1000 Hz zwischen den Bändern. Die
Einhüllende 98,
die zwischen den Punkten (–6,25 kHz, –10 dB),
(–2,5
kHz, 0 dB), (2,5 kHz, 0 dB), und (6,25 kHz, –10 dB) verläuft, beschreibt
die Leistungsverteilung, die durch die FCC für Funksignale innerhalb einer
12,5 kHz-Bandbreite erlaubt ist. Klarerweise fällt die Summe der Leistungsverteilung
dieser vier Träger 90, 92, 94 und 96 innerhalb
der Grenzen der FCC-Richtlinien.
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Basis-Transceiver-Schaltung
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Ein Basisstations-Transceiver 52 der
vorliegenden Ausführungsform
ist in 3 gezeigt. Der Basisstations-Transceiver 52 kommuniziert
durch Funk mit den Gegenstations-Transceivern 46 innerhalb
der Zelle 50 und durch Telefonleitung 42 mit dem Systemmaster 40.
Der Prozessor 103 des Transceivers 52 verarbeitet
von den Gegenstationen 46 empfangene Information 101,
wie unten beschrieben wird, und sendet diese durch die Telefonleitung 42 zu dem
Systemmaster 40. Der Prozessor 103 empfängt auch
Wählanweisungen
von dem Systemmaster 40 durch die Telefonleitung 42 und übersetzt
diese Anweisungen in einen kontinuierlichen digitalen Datenstrom 100,
der zu den Gegenstationen 46 gesendet wird, wie ebenfalls
unten beschrieben wird.
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Der kontinuierliche Strom von digitalen
Daten 100 wird an einen Kodierer 104 gesendet,
der eine differenzielle Kodierung an dem Bitstrom durchführt, um
Fehlerfortpflanzung in dem Datenstrom zu verhindern. Die geraden
und ungeraden Bits des Datenstroms 100 werden in zwei getrennte
Datenströme 106 und 107 getrennt
und zu den digitalen Filtern 108 gesendet. Die digitalen
Filter 108 führen
eine Impulsformung durch, um die Spektralbreite des gesendeten Signals
zu reduzieren, wodurch die Bandbreiteneffizienz der gefilterten
Signale 114 und 115 erhöht wird. Der Taktgeber 100 erzeugt
ein hoch präzises
Taktsignal 111, das die Rate des Datenstroms durch den
Kodierer 104 und die digitalen Filter 108 auf
insgesamt 2400 bps, d.h. 1200 bps für den geraden und ungeraden
Bitstrom, festsetzt.
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Die Basisstation 44 weist
einen Trägerfrequenz-Synthesizer 112 auf,
der ein sinusförmiges Trägersignal 113 von
beispielsweise 952 MHz aus einer hochgenauen Referenzfrequenzquelle
erzeugt. Gegenwärtige
Technologie erlaubt die Erzeugung eines Trägersignals 113 mit
einer Frequenzstabilität von
einem Teil pro 109 pro Tag und einer Genauigkeit von
ungefähr
fünf Teilen
pro 109. Gefilterte Signale 114 und 115 werden
von den digitalen Filtern 108 zu einem Quadraturmodulator 118 gesendet,
wo das 1200 bps-Signal 114 auf die Sinuskomponente des Trägersignals 113 moduliert
wird und das 1200 bps-Signal 115 auf die Kosinuskomponente
des Trägersignals 113 moduliert
wird, um ein 9QPR-moduliertes Signal 120 mit einer Bandbreiteneffizienz
von 2 bps pro Hertz zu erzeugen. Das Signal 120 wird durch
den Sendeverstärker 122 verstärkt und
das verstärkte
Signal 123 wird zu einem Diplexer 124 gesendet.
Der Diplexer kanalisiert ausgehende Signale 123 auf die
Antenne 126 zur Übertragung
an die Gegenstationen 46 und kanalisiert eingehende Funkkommunikationen
von der Antenne 126, d.h. von den Gegenstationen, zu dem
Diplexerausgang 128.
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Nach Maßgabe von FCC-Spezifikationen
für das
Funkspektrum sind Mehrfach-Zugriffssysteme auf
Frequenzen in der Nähe
von 952 MHz verschoben und Sende/Empfangsfrequenzpaare sind durch 24
MHz getrennt. An den Basis- Transceiver 52 eingehende
Signale bei zum Beispiel 928 MHz werden durch die Antenne 126 empfangen
und durch den Diplexer 124 zum Diplexerausgang 128 kanalisiert.
Der Diplexerausgang 128 wird durch den Empfangsverstärker 130 verstärkt und
an einen Superheterodynmischer 132 gesendet. Dort wird
dem Signal 134 das durch den Trägersynthesizer 112 erzeugte
Trägersignal 113 überlagert,
um ein Zwischenfrequenzsignal 136 auf einem 24 MHz-Träger zu erzeugen.
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Das 24 MHz-Signal 136 wird
in einem Zwischenfrequenz-(IF)-Verstärker 138 einer selektiven Verstärkungsfilterung
unterzogen und die Sinus- und Kosinuskomponenten 140 und 141 des
IF-Verstärkerausgangs 139 werden
durch den Separator 146 getrennt und durch die Superhetoszillatoren 142 und 143 mit
In-Phasen- und Quadratur-24 MHz-Signalen 144 und 145 überlagert,
die durch den synthetisierten Oszillator 148 erzeugt werden.
Die 24 MHz-Signale 144 und 145 werden aus dem
Taktsignal 111 durch den synthetisierten Oszillator 148 erzeugt,
der die Taktfrequenz um einen Faktor von 104 erhöht. Die Superhetoszillatoren 142 und 143 geben
Basisbandsignale 150 und 151 aus. Die Basisbandsignale 150 und 151 werden
dann durch digitale Filter 154 digital gefiltert und zu
einem Burst-Demodulator 156 gesendet.
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Der Burst-Demodulator 156 ist
dafür entworfen,
eine Dekodierung von kurzen Daten-Bursts bereitzustellen. In dieser
bevorzugten Ausführungsform kann
der Demodulator 158 Datenübertragungen bis hinab zu 6
Bits (3 Symbole) Länge
behandeln. Um eine derart schnelle Dekodierung ohne Informationsverlust
zu ermöglichen,
ist das erste Symbol, das durch eine Gegenstation 46 zum
Empfänger 52 gesendet
wird, ein Referenzsymbol mit bekannter Amplitude und Phase.
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Der Burst-Demodulator 156 ist
detaillierter in 6 abgebildet.
Der Burst-Demodulator 156 ermöglicht eine
fehlerlose Dekodierung von kurzen Datenpulsen durch Skalieren der
Phase und der Amplitude des Signals durch die Phase und Amplitude
eines Anfangsreferenzsignals. Die quadraturkodierten Basisbandsignale 400 und 401 werden
aus der Quadratur-(oder Rechteck)-Form in Polarform in einem Rechtwinklig-zu-polar-Wandler 404 umgewandelt.
In Polarform weist das Signal eine Amplitudenkomponente 406 und
eine Phasenkomponente 407 auf. Während eines Referenzsymbolzeitintervalls
werden die Amplitude und die Phase des ersten Symbols durch den
Skalenmonitor 409 und den Versatzmonitor 411 aufgeschaltet.
Die Amplitude des ersten Symbols 408 wird dann zu dem Mulitplizierer 405 gesendet,
um alle nachfolgenden Amplitudensymbole 406 in dem Burst
zu skalieren. In ähnlicher
Weise wird die Phase des ersten Symbols 412 zu der Summierungsschaltung 413 gesendet,
um die Phase aller nachfolgenden Symbole 407 in dem Burst
zu skalieren. Dies stellt sicher, dass zufällige Phasen der Basisbandsignale 400 und 401 kompensiert
werden und die Datendekodierungsschwellenwerte in den skalierten Ausgaben 410 und 414 geeignet
ausgerichtet sind.
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Da verschiedene Gegenfunk-46-Trägerfrequenzen
um kleine Größen variieren
können,
ist ein Frequenzfehlerkompensator in dem Burst-Demodulator 156 ebenfalls
erforderlich. Dieser ist durch einen Phasendetektor 426 implementiert,
der die Phase des Signals 420 bestimmt und ein Phaseninformationssignal 422 zu
einem Phasenrampenschätzer 416 sendet.
Der Phasenrampenschätzer 416 erzeugt eine
Rampenspannung 421, deren Amplitude linear mit der Zeit
mit einer Rate proportional zum Frequenzfehler ansteigt, der den
Basisbandsignalen 400 und 401 überlagert ist. Die Summierungsschaltung 418 summiert
das Phasensignal 414 und die Spannung 421, um
die Phase zu skalieren, wodurch ein beliebiger Frequenzfehler in
der Ausgabe 420 effektiv korrigiert wird. Das Amplituden-
und Phasensignal 410 und 420 werden in rechtwinklige
Signale 430 und 431 im Polar-zu-rechtwinklig-Wandler 428 zurückgewandelt.
Eine Datenwiederherstellung kann dann in der Datenwiederherstellungsschaltung 434 durchgeführt werden
und wiederhergestellte Daten 276 werden zu dem Prozessor 203 gesendet.
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Gegen-Transceiver-Schaltung
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Der in 4 gezeigte
Gegen-Transceiver 54 gibt an Ortseinheiten (nicht gezeigt)
aufgenommene Daten 205 an eine Basisstation 44 durch
Funkübertragungen weiter.
Der Empfänger 54 empfängt Daten 205 von
Ortseinheiten und verarbeitet die Information, um Datenpakete 200 aus
dem kontinuierlichen Anweisungsstrom 276 zu bilden, die
durch eine Basisstation 44 wie unten beschrieben gesendet
werden. Die Datenpakete 200 werden zunächst zu einem Kodieren 204 gesendet.
Wie beim Kodieren 104 des Basisstations-Transceivers 52 trennt
dieser Kodieren 204 die Datenpakete 200 in gerade
und ungerade Bits und führt
eine differenzielle Kodierung an diesen Datenströmen durch. Die sich ergebenden geraden
und ungeraden Datenströme 206 und 207 werden
jeweils durch digitale Filter 208 gesendet, um das Spektrum
der Signale zu formen. Ein Taktsignal 211 von dem Taktgeber 210 steuert/regelt
die Verarbeitungsrate des Kodierers 204 und der Digitalfilter 208.
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Der gerade und der ungerade Datenstrom 214 und 215 von
den Digitalfiltern 208 wird dann durch einen Quadraturmodulator 218 moduliert,
um ein 9QPR-Signal auf dem durch einen Trägersynthesizer 212 erzeugten
Träger
zu erzeugen. Durch den unten beschriebenen Rückkopplungsmechanismus weist
der Synthesizer 212 eine präzis gesteuerte/geregelte Frequenz
von in diesem Fall 928 MHz auf. Ein Sendeverstärker 222 wird durch
ein Burst-Gatter 223 aktiviert, wenn die Gegenstation 46 Daten
an eine Basisstation 44 sendet. Das verstärkte Signal 225 von
dem Verstärker 222 wird
durch einen Diplexer 224 zu einer Antenne 226 zur Übertragung
an die Basisstation 44 geführt.
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Eingehende Signale von der Basisstation 44 werden
durch die Antenne 226 empfangen und durch den Diplexer 224 zu
einem Empfangsverstärker 230 kanalisiert
und in einem Superheterodynmischer 232 mit dem lokal erzeugten
Träger 213 überlagert,
um das eingehende Signal 234 zu einem Zwischenfrequenzsignal 236 umzuwandeln.
Falls die Empfangsfrequenz 952 MHz beträgt und unter der Annahme, dass
der von dem Synthesizer 212 ausgegebene Träger 213 exakt
928 MHz ist, ist der Träger
des Zwischenfrequenzsignals 236 bei 24 MHz. Aber jeder Fehler
in der Ausgabe 213 des Synthesizers 212 verursacht
eine Abweichung der Frequenz des Zwischenfrequenzsignals 236 von
24 MHz.
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Das Zwischenfrequenzsignal 236 wird
dann durch einen Zwischenfrequenz-(IF)-Verstärker 238 weiter verstärkt. Die
In-Phasen- und die Quadraturkomponente 240 und 241 werden
durch das verstärkte
Zwischenfrequenzsignal 239 durch den Separator 246 getrennt
und werden durch Mischer 242 und 243 mit dem In-Phasen- und dem Quadratur-24
MHz-Signalen 244 und 245 überlagert, die durch einen
spannungsgesteuerten Kristalloszillator (VCXO) 248 erzeugt
werden, um Basisbandsignale 250 und 251 zu erzeugen.
Die Signale 250 und 251 werden dann zu den Digitalfiltern 254 geführt, die
die Signale 250 und 251 digital verarbeiten, um
eine bessere Bandimpulsformung und Zurückweisung von Außerbandsignalen für erzeugte
gefilterte Basisbandsignale 266 und 267 bereitzustellen.
Datenwiederherstellung aus den gefilterten Basisbandsignalen 266 und 267 wird
durch den Kontinuierliche-Daten-Demodulator 258 durchgeführt. Man
beachte, dass, obwohl die Signale 266 und 267 einer
digitalen Verarbeitung im Digitalfilter 254 unterzogen
worden sind, die Signale 266 und 267 immer noch
im Wesentlichen analog sind.
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Idealerweise wird das Zwischenfrequenzsignal 236 auf
einen Träger
von exakt 24 MHz moduliert und der VCXO 248 erzeugt Sinuskurven 244 und 245 mit
exakt 24 MHz und daher weisen die Basisbandsignale 250 und 251 einen
Nullfrequenzträger
auf. Die Frequenz und die Phase der Basisbandsignale 250 und 251 und
dadurch der Frequenz- und der Phasenfehler des Trägersynthesizers 212 oder
VCXO 248 werden durch den Kontinuierliche-Daten-Demodulator 258 unter
Verwendung entweder von herkömmlichen
Digitalfunkempfängertechniken
oder der unten beschriebenen Trägerwiederherstellungstechnik
gemessen. Die Frequenzfehlerinformation 260 wird zu dem
Trägersynthesizer 212 zurückgeführt, um
dessen Frequenz derart zu korrigieren, dass der oben genannte Fehler
minimiert wird, wodurch eine Phasenregelkreisschaltung bewirkt wird.
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Für
hohe Genauigkeit des Trägers 213 von dem
Trägersynthesizer 212 ist
es notwendig, dass die Signale 244 und 245 von
dem VCXO 248 ebenfalls genau sind, weil jeder Fehler in
den Ausgaben 244 und 245 von dem VCXO 248 für den Kontinuierliche-Daten-Demodulator 258 von
einem Fehler in der Frequenz des Gegenträgersynthesizers 212 ununterscheidbar
ist.
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Die 24 MHz-Signale 244 und 245 von
dem VCXO 248 werden aus dem wiedergewonnenen 2400 Hz-Taktsignal 264 synthetisiert,
das durch den Kontinuierliche-Daten-Demodulator 258 erzeugt wird.
Weil das Taktsignal 111, das beim Basisstationssender 44 erzeugt
wird, eine hohe Genauigkeit aufweist, weisen die 24 MHz-Signale 244 und 245 an dem
Gegenfunkgerät 46 ebenfalls
eine hohe Genauigkeit auf. Dann ist das durch den Kontinuierliche-Daten-Demodulator 258 erzeugte
Frequenzfehlersignal 212 eine genaue Wiedergabe des Trägerfrequenzsynthesizer-212-Fehlers
und eine Korrektur dieses Fehlers bringt den Trägerfrequenzsynthesizer 212 genau
auf Frequenz.
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Die Schaltung für den Kontinuierliche-Daten-Demodulator 258 ist
im Detail in 5 gezeigt. Die
Signale 266 und 267 von den Digitalfiltern 254 werden
zu digital umgewandelt an den beiden A/D-Wandlern 284 und 285 und
die sich ergebenden digitalen Signale 280 und 281 werden
durch zwei Multiplizierer 288 und 289 skaliert,
um verstärkte
Signale 290 und 291 zu erzeugen. Die Signale 290 und 291 werden
bei Digitalfiltern 292 und 293 digital gefiltert,
um Außerbandinterferenz
zurückzuweisen.
Die gefilterten Signale 296 und 297 werden jeweils
zu Eingängen
A und B eines Rotators 300 gesendet. Der Rotator 300 bestimmt
die Menge von Störmischung
der In-Phasen- und Quadraturkomponente in den Signalen 296 und 297 und
kehrt diese Mischung um. Die Ausgaben A' und B' des Rotators 300 bestehen
aus den Mischungen: A' = A cosΦ + B sinΦ und B' = –A sinΦ + B cosΦ wobei Φ der Rotationswinkel
ist. Ein Costas-Phasendetektor 306 bestimmt die Menge von
Quadratursignal im Signal 302 (oder äquivalent die Menge von In-Phasen-Signal im
Signal 303). Der Rampenschätzer 310 erzeugt ein
Steuer/Regelsignal 311, welches den Rotationsgrad festsetzt,
der durch den Rotator 300 durchgeführt wird, so dass die Signale 302 und 303 jeweils
die In- Phasen- und
Quadraturkomponenten der Übertragung
werden. Der Rampenschätzer erzeugt
auch das Frequenzfehlersignal 260, welches zu dem Trägersynthesizer 212 (siehe 4) gerichtet wird, um die
Trägerfrequenz 213 zu
stabilisieren.
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Der Kontinuierliche-Daten-Demodulator 258 verwendet
einen automatischen Verstärkungssteuer/-regelalgorithmus,
um einen konstanten Signalpegel über
24 dB von Signalpegelvariationen beizubehalten. Der Amplitudenschätzer 312 berechnet
die Summe der Quadrate der Signale 302 und 303 aus dem
Rotator 300, um eine Amplitudenschätzung 313 zu erzeugen.
Die Größe der Schätzung 313 wird
zu inversen Verstärkungssteuerungen/-regelungen
der Multiplizierer 288 und 289 gerichtet, wodurch
die Amplitude der Signale 290 und 291 stabilisiert
wird.
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Eine vorläufige Schätzung der Taktphase der Signale 302 und 303 wird
durch Quadrieren des Signals 313 in einem Grobtaktschätzer 316 erreicht.
Es kann gezeigt werden, dass der Ausgang 318 des Schätzers 316 einen
Peak bei den Datenabtastzeitpunkten aufweist, die eine geeignete
Taktphase aufweisen, und dass dieser daher als eine grobe Schätzung des
Taktsignals 111 verwendet werden kann. Eine feinere Schätzung der
Taktfrequenz und -phase wird in einem Feintaktschätzer 320 erreicht
durch Verarbeitung der Größe der Signale 302 und 303 an den
nominalen Nulldurchgangszeitpunkten, die durch den Grobtaktschätzer 316 abgeschätzt werden.
Dies erzeugt ein Fehlersignal 264, das verwendet werden
kann, um den VCXO 248 einzustellen, wodurch er genau auf
24 MHz gebracht wird. Da die Berechnung der Taktphase unabhängig von
der Trägerphase
und -frequenz ist, kann eine Taktsynchronisation erreicht werden,
bevor eine Trägerfrequenzsynchronisation
erreicht wird. Das Dekodieren der Signale 302 und 303 wird
in einer Datenwiedergewinnungsschaltung 322 durchgeführt, um
wiedergewonnene Daten 276 zu erzeugen. Die wiedergewonnenen
Daten 276 werden zu dem Gegenstationsprozessor 203 gerichtet,
wie in 4 gezeigt ist.
Die wiedergewonnenen Daten 276 spezifizieren, welche Information
die Gegenstation 46 von den Ortseinheiten sammeln soll
oder an die Basisstation 44 senden soll.
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Zusammenfassend wurde eine Vorrichtung für ein frequenzsynchronisiertes,
bidirektionales Funksystem beschrieben. Es ist ersichtlich, dass
die hierin beschriebene Ausführungsform,
die mit den Aufgaben der Erfindung für ein frequenzsynchronisiertes,
bidirektionales Funksystem konsistent ist, ein billiges Funksystem
mit hohem Durchsatz bereitstellt, das Frequenzbereichsmultiplexen,
Zeitbereichsmultiplexen, Frequenzsynchronisation und räumliche Wiederverwendung
von Frequenzen verwendet. Die Frequenzsynchronisation von Gegenstationen 46 wird
durch Extrahieren der präzisen
Taktrate 111 und Trägerfrequenz 113 der
Basisstation 44 und Verwenden dieser Information in Phasenregelkreisschaltungen
bereitgestellt.
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Obwohl die obige Beschreibung viele
Spezifitäten
enthält,
sollten diese nicht als Begrenzungen des Rahmens der Erfindung aufgefasst
werden, sondern vielmehr als beispielhafte Darstellungen einer bevorzugten
Ausführungsform
derselben. Viele Veränderungen
sind möglich,
zum Beispiel könnten Kommunikationen
zwischen dem Systemmaster 40 und den Basisstationen 44 durch
Funkkommunikationen stattfinden, es könnten mehr oder weniger als vier
Träger
pro 12,5 kHz Bandbreite vorgesehen sein, die Schaltung der Basisstations-44- und Gegenstations-46-Transceiver
könnte
andere Kodierungs-, Filterungs- und Modulationstechniken verwenden
und die Wählformate
könnten
viele andere Formen annehmen. Auch das Trägerfehlersignal 260 könnte stattdessen
an einen Rotator gesendet werden, der auf der Senderseite des Transceivers
eingefügt
ist, anstatt dass es an den Trägersynthesizer 212 gesendet
wird, um eine Phasen- und
Frequenzkorrektur durch Addieren einer Phasenverschiebung zu dem
Signal statt dem Träger
zu bewirken. Die Modulation der Träger 113 und 213 ist
nicht notwendigerweise 9QPR, Quadraturmodulation oder digitale Modulation,
sondern kann jede Art von Modulation sein.
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Die vorliegende Erfindung wurde hinsichtlich einer
bevorzugten Ausführungsform
beschrieben. Die Erfindung ist jedoch nicht auf die gezeigte und beschriebene
Ausführungsform
beschränkt.
Vielmehr ist der Rahmen der Erfindung durch die angefügten Ansprüche definiert.