DE69532722T2

DE69532722T2 - Zweiwegfunksystem mit synchronisierter frequenz

Info

Publication number: DE69532722T2
Application number: DE69532722T
Authority: DE
Inventors: F. Forrest FULTON
Original assignee: Atos Origin IT Services Inc
Current assignee: Atos Origin IT Services Inc
Priority date: 1994-12-21
Filing date: 1995-12-21
Publication date: 2005-02-10
Anticipated expiration: 2015-12-22
Also published as: CA2208460C; CA2208460A1; NZ301446A; JPH10511516A; AU692058B2; NZ337741A; EP0804833A1; EP0804833B1; US5604768A; WO1996019875A1; MX9704596A; AU4687396A; DE69532722D1; EP0804833A4

Description

Hintergrund der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein bidirektionale Funkkommunikationssysteme und im Speziellen bidirektionale Funkkommunikationssysteme, bei denen ein Transceiver Frequenzreferenzinformation zu anderen Transceivern überträgt, wobei das Funkkommunikationssystem Bedingungsteuerung/-regelung oder Dienstprogramm-Anwendungsüberwachung bereitstellt.
In einem typischen Zweiweg-Funkkommunikationssystem sendet eine auf einer Frequenz laufende Basisstation zu einer entfernten Station, und die entfernte Station sendet auf einer benachbarten Frequenz zurück zur Basisstation. Die Beziehung zwischen den Übertragungsfrequenzen der Basis und entfernten Station ist durch die Lizensierungsvorschriften der Federal Communications Commission (FCC) bestimmt. Zum Beispiel sind im Mehrfach-Adressen-System-Band die Frequenzen der Basisstation und der entfernten Station durch 24 Megahertz (MHz) getrennt.
Ein Zweiträger-Funkkommunikationssystem wird problematisch, wenn Kommunikationen mit hohem Durchsatz mit einer großen Anzahl von Stationen gefordert ist, die über eine große geographische Fläche verteilt sind. Ein Basisstationssender, der mit einer Anzahl entfernter Stationen in Kommunikation steht, wird einen durch die Bandbreitenleistungsfähigkeit bestimmten Durchsatz aufweisen, gemessen in Bits pro Sekunde pro Hertz. Sender mit hoher Bandbreitenleistungsfähigkeit sind unerschwinglich teuer in Systemen, in denen viele entfernte Sender gefordert sind. Wenn eine leistungsfähige Basisstation über ein großes Gebiet überträgt, wird es aufgrund geographischer Unregelmäßigkeiten zusätzlich Regionen mit geringem Empfang geben, beispielsweise tote Punkte.
Alternativ kann der Durchsatz durch Übertragung mehrerer Träger innerhalb eines FCC-genehmigten Bandes erhöht werden. Dies wird Frequenzmultiplex genannt. Die Kosten dieses Ansatzes liegen gewöhnlich bei der erhöhten Frequenzgenauigkeit, die vom Funksender verlangt wird. Frequenzmultiplex bietet den zusätzlichen Vorteil, dass die Frequenzen räumlich wieder verwendet werden können; Übertragungsregionen (Zellen), welche das gleiche Paar Trägerfrequenzen verwenden, werden durch Zellen getrennt, welche unterschiedliche Paare von Trägerfrequenzen verwenden, wobei dadurch Interferenzen minimiert werden. Der Durchsatz eines solchen Systems ist gleich dem Produkt der Bandbreitenleistungsfähigkeit, der Nummer von Zellen im System und der Bandbreite der Träger.
Genaue Frequenzsteuerung/-regelung wird konventionell durch Verwendung von Quarzkristallresonatoren erreicht. Durch sorgfältige Herstellungstechniken und Steuerung/Regelung von Temperatureffekten ist eine Genauigkeit von wenigen Millionsteln erreichbar. Eine andere Standardfrequenzsteuerungs-/-regelungstechnik verwendet Rückkopplungsschaltkreise. Beispielsweise kann ein Transceiver in Verbindung mit einem anderen Transceiver mit einem genauen Träger hochgenaue Signale erzeugen durch Verwenden zweier Oszillatoren. Zuerst wird das Signal einer Zwischenfrequenz überlagert, dann überlagert ein genauer lokaler Oszillator an der Zwischenfrequenz die Zwischenfrequenz dem Basisband, wo der Frequenz- und Phasenfehler der Zwischenfrequenz gemessen werden kann. Dieser Fehler wird zum ersten Oszillator zurückgeführt, um seine Frequenz zu korrigieren.
Mit der aktuellen Technologie können reduzierte Frequenzabstände nur erreicht werden durch Verwenden einer äußeren Quelle als eine Hochstabilitätsfrequenzreferenz, wie beispielsweise WWV, GPS oder LORAN. Die zusätzlichen Kosten zum Einbinden dieser verfeinerten Fähigkeiten in jedes Funkgerät innerhalb eines Systems ist für viele Anwendungen unerschwinglich, bei denen tiefe Kosten von Zweiwegfunkkommunikation substanzielle wirtschaftliche Vorteile mit sich bringen kann.
US 5,367,535 beschreibt ein Verfahren und Schaltkreis zum Regenerieren eines binären Bit-Stroms und einem dreifachen Signal.
US 5,260,974 beschreibt eine Vorrichtung, welche einen Trägererfassungsschwellwertlevel verwendet zum Erfassen eines Trägersignals, welches mit binären Daten moduliert ist.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein bidirektionales Funkkommunikationssystem mit hohem Durchsatz zwischen wenigstens einer Basisstation und einer großen Anzahl von entfernten Stationen bereitzustellen.
Im Speziellen ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein günstiges Verfahren zum Erzeugen von Funksignalen in entfernten Stationen mit einer Frequenzgenauigkeit bereitzustellen, die es notwendig macht, Frequenzmultiplexer bereitzustellen.
Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein günstiges Verfahren zum Erzeugen eines hochgenauen Übertragungsträgers in einer entfernten Station bereitzustellen, unter Verwendung beider, in dem empfangenen Träger und in der Modulation des Trägers enthaltenen, Informationen, im Speziellen die Taktfrequenz des Signals.
Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Funkkommunikationssystem bereitzustellen, in dem hoher Datendurchsatz bei geringen Kosten erreicht wird durch Frequenzsynchronisation, Frequenzmultiplexer und Zeitmultiplex.
Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Empfänger bereitzustellen zum Decodieren kurzer Datensignalfolgen von mehreren Sendern.
Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Datendemodulator für eine kurze Signalfolge bereitzustellen mit einem anpassungsfähigen decodierenden Schwellwert.
Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Transceiver bereitzustellen mit einer genauen Übertragungsfrequenz, welcher keine analoge Phasenangleichtungs-Oszillatorschleife verwendet.
Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Funksystem bereitzustellen mit einer genauen Übertragungsfrequenz, welches nur eine Frequenzsteuerungs-/regelungsschleife verwendet.
Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Funksystem mit einer genauen Übertragungsfrequenz bereitzustellen, welches einen Frequenzsteuerungs-/regelungsschleifenschaltkreis verwendet und zwischen der Übertragungs- und Empfangsseite des Schaltkreises einen Rotator gemeinsam nutzt.
Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, den Schaltkreis eines Empfängers mit Taktfrequenz- und Trägerfrequenz-Wiederherstellung zu vereinfachen.
Im Speziellen ist es Aufgabe dieser Erfindung, den Schaltkreis eines Empfängers mit Taktfrequenz- und Trägerfrequenz-Wiederherstellung zu vereinfachen durch Bereitstellen eines Empfangsschaltkreises, der mit dem Übertragungsschaltkreis verbunden ist, um Übertragungsträgerstabilisierung zu erzeugen durch Bereitstellen unabhängiger Taktfrequenz- und Trägerfrequenz-Wiederherstellung des empfangenen Signals, um eine Phasenangleichungsschleife am Basisband statt am Zwischenfrequenz-Level bereitzustellen.
Zusätzliche Aufgaben und Vorteile der Erfindung werden in der folgenden Beschreibung dargelegt und werden teilweise offensichtlich durch die Beschreibung oder können durch Umsetzung der Erfindung erfahren werden. Die Aufgaben und Vorteile der Erfindung können realisiert und erreicht werden mittels der Instrumentarien und Kombinationen, die im Speziellen in den Ansprüchen ausgeführt sind.
Zusammenfassung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung ist auf ein bidirektionales Kommunikationssystem gerichtet, in dem ein Basisstation-Transceiver Signale mit einer hochpräzisen Taktfrequenz über eine hochpräzise Trägerfrequenz überträgt, und ein Transceiver einer entfernten Station empfängt die Basisstationssignale und extrahiert die Taktfrequenz- und Trägerfrequenz-Information aus den empfangenen Signalen. Die entfernte Station verwendet die extrahierte Information, um die Frequenz des Trägers der entfernten Station zu stabilisieren.
Das Funksystem der vorliegenden Erfindung stellt eine bidirektionale Kommunikationsverbindung mit hohem Durchsatz zwischen einer großen Anzahl, möglicherweise Tausenden, von entfernten, Information einholenden Stationen und einer Mehrzahl von Basisstationen. Das System maximiert Datendurchsatz durch Übertragen über eine Mehrzahl von Trägerfrequenzen (Frequenzmultiplexer) innerhalb, beispielsweise einer 12,5 Kilohertz (kHz) FCC-Bandbreite. Die Kommunikationsregion ist in Zellen aufgeteilt mit einer Basisstation pro Zelle und benachbarten Zellen, welche unterschiedliche Trägerfrequenzen verwenden. Jede Basisstation überträgt einen kontinuierlichen Strom von Polling-Signalen. Die Polling-Signale richten sich auf entfernte Stationen innerhalb der Zellen, um mit verschiedenen Typen von Information zu antworten. Die Übertragungen entfernter Stationen sind Zeitmultiplex, beispielsweise ist das Timing von Antworten der entfernten Station durch die durch die entfernten Stationen empfangenen Polling-Signale spezifiziert. Die Basisstation ist angepasst, sehr kurze Signalfolgen von Antwortdaten, die von entfernten Stationen gesendet wurden, zu decodieren.
Die vorliegende Erfindung erzeugt die für Frequenzmultiplexer verlangte Frequenzgenauigkeit, wobei die Kosten für die verbesserte Genauigkeit tatsächlich bei den Basisstationen anfallen. Dies wird erreicht durch Verwenden der Kombination der Basisstationsträgerfrequenz und einer in die Modulation der Basisstation eingebrachte Frequenz, nämlich der Traktfrequenz des digitalen Signals, um die Senderfrequenz der entfernten Station vom Basisstationssendersignal genau zu erzeugen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die beigefügten Zeichnungen, welche einbezogen sind und einen Teil der Patentschrift bilden, veranschaulichen schematisch eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung und dienen zusammen mit der oben gegebenen allgemeinen Beschreibung und der nachfolgenden detaillierten Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform zum Erklären der Grundsätze der Erfindung.
1 ist eine beispielhafte schematische geographische Darstellung des Kommunikationssystems der vorliegenden Erfindung.
2 ist ein Frequenz-Leistungs-Diagramm des Leistungsspektrums von vier Trägerfrequenzen innerhalb des 12,5 kHz Leistungsspektrums, welches durch die FCC für Funkübertragungen zugelassen ist.
3 ist ein schematisches Blockdiagramm des Basistransceiver-Schaltkreises der vorliegenden Erfindung.
4 ist ein schematisches Blockdiagramm des Schaltkreises des entfernten Transceivers der vorliegenden Erfindung.
5 ist ein schematisches Blockdiagramm des kontinuierlichen Datendemodulations-Schaltkreises des entfernten Transceivers.
6 ist ein schematisches Blockdiagramm des Signalfolgedatendemodulations-Schaltkreises des Basistransceivers.
7 ist ein schematisches Blockdiagramm eines Signalfolgedemodulators mit einem anpassungsfähigen Schwellwert.
8 ist ein schematisches Blockdiagramm einer ersten alternativen Ausführungsform des frequenzsynchronisierten bidirektionalen Funktransceivers.
9 ist ein schematisches Blockdiagramm einer zweiten alternativen Ausführungsform des frequenzsynchronisierten bidirektionalen Funktransceivers.
10 ist ein schematisches Blockdiagramm einer alternativen Ausführungsform des kontinuierlichen Datendemodulators, bei dem der Rotator zwischen den Übertragungs- und Empfangsteilen des Transceiverschaltkreises von 9 geschaltet ist.
Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform
Übersicht
Die vorliegende Erfindung wird bezüglich der bevorzugten Ausführungsform beschrieben. Die bevorzugte Ausführungsform ist eine Vorrichtung und ein Verfahren für frequenzsynchronisierte bidirektionale Funkkommunikationen. Eine schematische geographische Darstellung des Zweiweg-Funksystems der vorliegenden Erfindung ist in 1 dargestellt. Das Hauptsystem 40 ist das zentrale Steuerungs-/Regelsystem und Informationsprozessor. Das Hauptsystem 40 kann über Telefonleitungen 42 mit einer Anzahl von Basisstationen 44 kommunizieren zum Sammeln von Informationen, welche durch die Basisstationen 44 erfasst wurden, und zum Senden von Polling-Anweisungen an die Basisstationen 44. Die Polling-Anweisungen spezifizieren, welche Informationstypen gesammelt werden müssen und wann. Diese Basisstationen übertragen ein kontinuierliches Funkfrequenzsignal 48 zu einer Anzahl von entfernten Stationen 46 in Übereinstimmung mit den Polling-Anweisungen, die vom Hauptsystem 40 empfangen werden. Die entfernten Stationen 46 sind möglicherweise geographisch extrem dicht angeordnet. Jede entfernte Station 46 kommuniziert mit einer oder mehreren Ortseinheiten (nicht gezeigt). Ortseinheiten können beispielsweise Überwachung elektrischen Stromverbrauchs von Häusern, der Status von Alarmanlagen oder Steuerung/Regelung für Funktionen elektrischer Anwendungen innerhalb der Häuser sein. Jede Basisstation 44 und die Gruppe der entfernten Stationen 46, mit welchen diese Basisstation 44 kommuniziert, umfassen eine Zelle 50. Die entfernten Stationen 46 übertragen die Information, welche sie in kurzen Funkkommunikationssignalfolgen gesammelt haben, zur Basisstation 44 innerhalb der Zelle 50 zu Zeiten, welche durch die Basisstation 44 spezifiziert sind.
Kommunikationen zwischen der Basisstation 44 und der entfernten Station 46 bestehen aus zwei Modi. Im schnellen Polling-Modus weisen Basisstationsübertragungen 48 entfernte Stationen 46 innerhalb der Zelle 50 an, die Basisstation 44 über Funkkommunikation zu informieren, falls diese Informationen bereit zum Übertragen aufweisen. Sobald die Basisstation 46 [Anm. d. Übers.: 44] bestimmt hat, welche entfernten Stationen 46 Daten zu übertragen haben, weisen die Basisstationsübertragungen 48 diese entfernten Stationen 46 mit Information an, zu antworten. Jede Übertragung von einer Basisstation 44 spezifiziert, welche entfernte Stationen 46 angewählt werden, welcher Informationstyp die angewählten entfernten Stationen 46 zu übertragen haben, wie lange die angewählten entfernten Stationen 46 zu warten haben vor dem Übertragen und wie lange die Antwort der entfernten Station 46 zu sein hat.
Das Format der Kommunikationen zwischen der Basisstation 44 und der entfernten Station 46 ist im US-Patent Nr. 4,972,507, erteilt am 20.11.1990, beschrieben.
Um Funkinterferenzen zwischen Zellen 50 zu minimieren, übertragen die Basis-44 und entfernten 46 Stationen benachbarter Zellen 50 auf unterschiedlichen Frequenzen. Je größer die Anzahl von verwendeten Übertragungsfrequenzen im System ist, desto größer ist der Abstand zwischen Zellen, welche die gleiche Frequenz verwenden und desto kleiner die Interferenz zwischen Zellen.
Da die vorliegende Erfindung Frequenzgenauigkeit und -stabilität der entfernten Station zu geringen Kosten bereitstellt, verwendet das Kommunikationssystem der vorliegenden Erfindung eine Mehrzahl von Frequenzen, die näher beabstandet sind als die konventionell verwendeten. Die vorliegende Ausführungsform verwendet beispielsweise, wie in 2 gezeigt, vier Träger 90, 92, 94 und 96 innerhalb einer 12,5 kHz-Bandbreite, welche konventionell durch die FCC für einen Träger reserviert ist. Es sollte verstanden werden, dass die Breite des FCC-Bandes und die Anzahl von Trägern pro Band variieren können, und dass 12,5 kHz-Bandbreite und vier Träger, wie hier dargelegt, nur exemplarisch sind.
Träger 92 und 94 sind um +/– 1041,67 Hz versetzt und Träger 90 und 96 sind um +/– 3125 Hz von der zentralen Frequenz versetzt, und die Spitzenleistung jedes Trägers liegt 6 Dezibel (dB) unter dem erlaubten Maximum (0 dB). Wie aus dem Stand der Technik bestens bekannt, stellt 9QPR-Codieren eines Signals eine Bandbreiteneffizienz von 2 Bits pro Sekunde pro Hertz bereit. Bei 9QPR-Codierung werden Daten sowohl auf den Sinus- als auch Cosinus-Komponenten (oder In-Phase und Quadratur) eines Trägers codiert. Siehe Digital Transmission Systems, von David R. Smith, Van Nostrand Reinhold Col, New York, New York, 1985, Abschnitt 6.4, Seiten 251–554, was 9QPR-Codieren im Detail beschreibt. Der Frequenzabstand von ungefähr 2083 Hz zwischen Trägern 90, 92, 94 und 96 erlaubt Übertragung von 2400 Bits pro Sekunde (bps) auf jedem Träger mit Sicherheitsbändern von mindestens 1000 Hz zwischen den Bändern. Die Einhüllende 98, welche sich zwischen den Punkten (–6,25 kHz, –10 dB), (–2,5 kHz, 0 dB), (2,5 kHz, 0 dB) und (6,25 kHz, –10 dB) erstreckt, beschreibt die durch die FCC erlaubte Leistungsverteilung für Funksignale innerhalb einer 12,5 kHz Bandbreite. Es wird klar, dass die Summe der Leistungsverteilung dieser vier Träger 90, 92, 94 und 96 in die Grenzen der FCC-Richtlinien fällt.
Basistransceiverschaltkreis
Eine Ausführungsform eines Basisstationstransceivers 52 der vorliegenden Erfindung ist in 3 gezeigt. Der Basisstationstransceiver 52 kommuniziert über Funk mit den Transceivern 46 der entfernten Stationen innerhalb der Zelle 50 und über Telefonleitung 42 mit dem Hauptsystem 40. Der Prozessor 103 des Transceivers 52 verarbeitet Information 101, welche von den entfernten Stationen 46 empfangen wird, was nachfolgend beschrieben wird, und sendet sie über die Telefonleitung 42 zum Hauptsystem 40. Der Prozessor 103 empfängt auch Polling-Anweisungen vom Hauptsystem 40 über die Telefonleitung 42 und übersetzt diese Anweisungen in eine kontinuierlichen digitalen Datenstrom 100, welcher zu den entfernten Stationen 46 übertragen werden wird, wie ebenfalls nachfolgend beschrieben.
Der kontinuierliche Strom digitaler Daten 100 wird an einen Codierer 104 gesendet, welcher am Bitstrom Differenzialcodierung ausführt, um Fehlerfortpflanzung im Datenstrom vorzubeugen. Die geraden und ungeraden Bits des Datenstroms 100 werden in zwei getrennte Datenströme 106 und 107 aufgetrennt und zu den digitalen Filtern 108 gesendet. Die digitalen Filter 108 führen Impulsformung durch zum Reduzieren der spektralen Breite des übertragenen Signals, wobei die Bandbreiteneffizienz der gefilterten Signale 114 und 115 erhöht wird. Der Taktgeber 110 erzeugt ein hochpräzises Taktsignal 111, welches die Rate des Datenflusses durch den Codierer 104 und die digitalen Filter 108 bei einem Total von 2400 bps festsetzt, z.B. 1200 bps für die geraden und ungeraden Bit-Ströme.
Die Basisstation 44 weist einen Trägerfrequenzsynthesizer 112 auf, welcher ein sinusoidales Trägersignal 113 von beispielsweise 952 MHz von einer hochgenauen Referenzfrequenzquelle erzeugt. Derzeitige Technologie erlaubt die Erzeugung eines Trägersignals 113 mit einer Frequenzstabilität von einem Teil in 10⁹ pro Tag und einer Genauigkeit von ungefähr 5 Teilen in 109. Gefilterte Signale 114 und 115 werden von den digitalen Filtern 108 zu einem Quadraturmodulator 118 gesendet, wo das 1200 bps Signal 114 auf die Sinuskomponente des Trägersignals 113 moduliert wird und das 1200 bps Signal 115 auf die Cosinuskomponente des Trägersignals 113 moduliert wird, um ein 9QPR-moduliertes Signal 120 mit einer Bandbreiteneffizienz von 2 bps pro Hertz zu erzeugen. Das Signal X20 wird durch den Übertragungsverstärker 122 verstärkt und das verstärkte Signal 123 wird zu einem Diplexer 124 gesendet. Der Diplexer leitet ausgehende Signale 123 zur Antenne 126 zur Übertragung zu den entfernten Stationen 46 und leitet ankommende Funkkommunikationen von der Antenne 126, z.B. von den genannten Stationen, zum Diplexerausgang 128.
In Übereinstimmung mit FCC-Spezifikationen für das Funkspektrum, sind Mehrfachzugangssysteme degradiert auf Frequenzen in der Nähe von 952 MHz und Übertragungs-/Empfangsfrequenzpaare sind um 24 MHz getrennt. Beim Basistransceiver 52 ankommende Signale mit beispielsweise 928 MHz werden von der Antenne 126 empfangen und durch den Diplexer 124 zum Diplexerausgang 128 geleitet. Der Diplexeroutput 128 wird durch den Empfangsverstärker 130 verstärkt und zu einem Superheterodynmischer gesendet. Dort wird das Signal 134 mit Trägersignal 113 überlagert, welches durch den Trägersynthesizer 112 erzeugt wird, um ein Zwischenfrequenzsignal 136 auf einem 24 MHz-Träger zu erzeugen.
Das 24 MHz-Signal 136 wird selektiven Verstärkungsfiltern unterzogen bei einem Zwischenfrequenz(IF)-Verstärker 138 und die Sinus- und Cosinuskomponenten 140 und 141 des IF-Verstärkeroutputs 139 werden durch den Aufteiler 146 aufgeteilt und überlagert durch Überlagerungen 142 und 153 mit In-Phase- und Quadratur-Signalen 144 und 145 von 24 MHz, welche durch den synthetisierten Oszillator 148 erzeugt sind. Die Signale 144 und 145 von 24 MHz sind vom Taktsignal 111 durch den synthetisierten Oszillator 148 erzeugt, was die Taktfrequenz um einen Faktor 2×10⁴ erhöht. Überlagerungen 142 und 143 geben Basisbandsignale 150 und 151 aus. Analoge Basisbandsignale 150 und 151 werden dann in digitale Form konvertiert und digital durch digitale Filter 154 gefiltert und zu einem Signalfolgedemodulator 156 gesendet.
Der Signalfolgedemodulator 156 ist ausgelegt, Decodieren von kurzen Signalfolgen von Daten bereitzustellen. In dieser bevorzugten Ausführungsform kann der Demodulator 156 Datenübertragungen, die so kurz wie 6 Bits (3 Zeichen) in Länge sind, handhaben. Um solch schnelles Decodieren ohne Informationsverlust zu erlauben, ist das erste durch eine entfernte Station 46 zum Transceiver 52 gesendete Zeichen ein Referenzzeichen bekannter Amplitude und Phase.
Der Signalfolgedemodulator 156 ist in größerem Detail in 6 dargestellt. Der Signalfolgedemodulator 156 lässt fehlerloses Codieren kurzer Datenschwingungen durch Skalieren der Phase und Amplitude des Signals durch die Phase und Amplitude eines initialen Referenzsignals zu. Quadraturcodierte Basisbandsignale 400 und 401 werden an einem Rechteck zu Polarumwandler 404 von Quadratur- (oder rechteckiger) Form zu Polarform umgewandelt. In Polarform weist das Signal eine Amplitudenkomponente 406 und eine Phasenkomponente 407 auf. Während eines Referenzzeichenzeitintervalls werden die Amplitude und Phase des ersten Zeichens durch den Skaliermonitor 409 und den Offset-/bzw. Versatzmonitor 411 zwischengespeichert. Die Amplitude des ersten Zeichens 408 wird dann zum Multiplizieren 405 gesendet, um alle nachfolgenden Amplitudenzeichen 406 in der Signalfolge zu skalieren. Ähnlich wird die Phase des ersten Zeichens 412 zum Summierschaltkreis 413 gesendet, um die Phase aller nachfolgenden Zeichen 407 in der Signalfolge zu skalieren. Dies stellt sicher, dass zufällige Phasen von Basisbandsignalen 404 und 401 kompensiert werden und die Datendecodierschwellwerte richtig ausgerichtet werden in skalierten Outputs 410 und 414.
Da unterschiedliche entfernte Funk- 46 Trägerfrequenzen um geringe Beträge variieren können, wird auch ein Frequenzfehlerkompensator im Signalfolgedemodulator 156 benötigt. Dies ist umgesetzt durch einen Phasendetektor 426, welcher die Phase von Signal 420 bestimmt und ein Phaseninformationssignal 422 zu einem Phasenrampen-Schätzer 416 sendet. Der Phasenrampen-Schätzer 416 erzeugt eine Rampenspannung 421, welche über die Zeit linear in der Amplitude zunimmt mit einer Rate, welche proportional zum auf den Basisbandsignalen 400 und 401 überlagerten Frequenzfehler ist. Der addierende Schaltkreis 418 addiert das Phasensignal 414 und Spannung 421, um die Phase zu skalieren, um so effektiv irgendwelche Frequenzfehler im Output 420 zu korrigieren. Die Amplitude und das Phasensignal 410 und 420 werden in rechteckige Signale 430 und 431 beim Polar-Zu-Rechteck-Umwandler 428 zurück umgewandelt. Datenwiederherstellung kann dann am Datenwiederherstellungsschaltkreis 434 ausgeführt werden, und wiederhergestellte Daten 276 werden zum Prozessor 203 gesendet.
Eine bevorzugte Ausführungsform des Datenwiederherstellungsschaltkreises 434 von 6 ist im Detail in 7 gezeigt. Dieser Datenwiederherstellungsschaltkreis 434 stellt zusätzliche Mittel zum Kompensieren eines Amplitudenwechsels des empfangenen Pakets bereit, da der Ausbreitungspfad manchmal derart sein wird, dass der initiale Skalierfaktor, welcher durch den Skaliermonitor 404 bestimmt ist, nicht genau sein wird am Ende der Signalfolge. Der Datenwiederherstellungsschaltkreis 434 wertet die ankommenden analogen Signale 430 und 431 aus, um deren digitale Werte durch Vergleichen der Werte der analogen Signale 430 und 431 mit Decodierschwellwerten zu bestimmen. Für 9QPR-Modulation betragen die Zeichenwerte nominell +1, 0 und –1, und die Decodierschwellwerte sollten bei +0,5 und –0,5 liegen. Wenn ein Signal einen Wert zwischen +0,5 und –0,5 aufweist, wird es als Null interpretiert, wenn ein Signal einen Wert größer als +0,5 aufweist, wird es als 1 interpretiert, und wenn ein Signal einen Wert kleiner als –0,5 aufweist, wird es als –1 interpretiert. Wenn aber das empfangene Signal einen unerwarteten Amplitudenverlust aufweist, ist es wahrscheinlich dass Nicht-Nullwerte unkorrekter Weise interpretiert werden, einen Wert von Null aufzuweisen. Ungenaues Skalieren durch den Skaliermonitor 409 kann deshalb Fehler in der Datenwiederherstellung verursachen, weil die Decodierschwellwerte nicht länger passend sind.
Der Datenwiederherstellungsschaltkreis 434 von 7 passt deshalb adaptiv die Schwellwerte entsprechend der Amplitude jedes Bits des empfangenen Signals an. Der Schwellwert wird initialisiert bei einem Wert THRESH₀ für das erste Bit des Pakets, und der Skaliermonitor 409 skaliert den ersten Teil des Signals so, dass TRESH₀ auf halbem Weg zwischen den Werten für ein +1 und ein 0 Bit liegt. Wenn das Paket fortfährt und möglicherweise die Amplitude aufgrund von Fading wechselt, wechseln möglicherweise die I- und Q-Musterwerte und der THRESH-Wert wird durch die folgende Prozedur aktualisiert. Die i-ten digitalen Werte I_out ⁽ⁱ⁾ und Q_out ⁽ⁱ⁾ werden von den i-ten analogen Inputwerten I_in ⁽ⁱ⁾ und Q_in ⁽ⁱ⁾der In-Phase- und Quadratur-Signalkomponenten durch die In-Phase- und Quadratur-Decodierer 520 bzw. 522 bestimmt unter Verwendung des (i-1)-ten Schwellwerts THRESH_I–1, welcher auf Linie 545 vorgesehen ist. Wenn das i-te In-Phasen-Signal I_in ⁽ⁱ⁾ einen Wert größer als den (i-1)-ten Schwellwert TRASH_i–1, aufweist, interpretiert der In-Phasen-Decoder 520 I_in ⁽ⁱ⁾ als +1 (z.B. stellt er ein I_out ⁽ⁱ⁾-Wert von +1 bereit), wenn das i-te In-Phasen-Signal I_in ⁽ⁱ⁾einen Wert kleiner als das Negative des (i-1)-ten Schwellwerts (–1 × TRESH_i–1) aufweist, interpretiert der In-Phasen-Decoder 520 I_in ⁽ⁱ⁾als –1, und wenn das i-te In-Phasen-Signal I_in ⁽ⁱ⁾ einen Wert größer als das Negative des (i-1)-ten Schwellwerts (–1 × TRESH_i–1) aufweist und weniger als der (i-1)-te Schwellwert TRESH_i–1, interpretiert der In-Phasen-Decodierer 520 I_in ⁽ⁱ⁾ als 0. Ähnlich, wenn das i-te Quadratursignal Q_in ⁽ⁱ⁾ einen Wert größer als der (i-1)-te Schwellwert TRESH_i–1 aufweist, interpretiert der Quadratur-Decodierer 522 Q_in ⁽ⁱ⁾ als +1, wenn das Quadratur-Signal Q_in ⁽ⁱ⁾ einen Wert kleiner als das Negative des Schwellwerts (–1 × TRESH_i–1) aufweist, interpretiert der Quadratur-Decodierer 522 Q_in ⁽ⁱ⁾ als –1, und wenn das Quadratur-Signal Q_in ⁽ⁱ⁾ einen Wert größer als das Negative des Schwellwerts (–1 × TRESH_i–1) und kleiner als der Schwellwert TRESH_i–1 aufweist, interpretiert der Quadraturdecodierer 522 Q_in ⁽ⁱ⁾ als 0.
Bei den In-Phasen- und Quadratur-Vergleichseinheiten 510 bzw. 512 wird für jedes Bit des Signals zweimal der (i-1)-te Schwellwert TRESH_i–1, von Linie 545 von den absoluten Werten der i-ten In-Phasen- und Quadratur-Komponenten I_in ⁽ⁱ⁾ und Q_in ⁽ⁱ⁾ auf den Linien 430 und 431 subtrahiert. Die Outputs von den In-Phasen- und Quadratur-Vergleichseinheiten 510 und 512 werden zu In-Phasen- und Quadratur-Schaltern 516 und 518 geleitet. Auch auf die In-Phasen- und Quadratur-Schalter 516 und 518 wird ein Nullwert auf Linie 515 geleitet. Welcher der Inputs zu den Schaltern 516 und 518 ausgewählt wird, ist abhängig von den i-ten In-Phasen- und Quadratur-Outputwerten I_out ⁽ⁱ⁾ und Q_out ⁽ⁱ⁾. Wenn I_out ⁽ⁱ⁾ einen Wert von Null aufweist, ist der Null-Input auf Linie 515 Output auf Linie 523 vom In-Phasen-Schalter 516. Wenn aber I_out ⁽ⁱ⁾ keinen Wert von Null aufweist, ist der Output der In-Phasen-Vergleichseinheit 510 Output vom In-Phasen-Schalter 516. Ähnlich, wenn Q_out ⁽ⁱ⁾ einen Wert von Null aufweist, ist der Nullinput auf Linie 515 der Output auf Linie 524 vom Quadratur-Schalter 518, und wenn Q_out ⁽ⁱ⁾ keinen Wert von Null aufweist, dann ist der Output der Quadratur-Vergleichseinheit 512 Output vom In-Phasen-Schalter 518. Die Outputs auf den Linien 523 und 524 werden bei einem Addierer 525 addiert und die Summe wird mit einem Reduktionsfaktor R am Multiplizierer 530 multipliziert, um eine reduzierte Summe auf Linie 531 zu erzeugen. In der bevorzugten Ausführungsform weist der Reduktionsfaktor R einen Wert von 1/32 auf. Die reduzierte Summe auf Linie 531 wird dann beim zweiten Addierer 535 zum (i-1)-ten Wert des Schwellwerts TRESH_i–1 addiert, wobei der (i-1)-te Wert des Schwellwerts durch die Verzögerungseinheit 514 gespeichert wird. Mathematisch ist der i-te Wert des Schwellwerts TRESH, gegeben durch
wobei R der Multiplikationsfaktor bei der Multipliziereinheit 530 ist.
Schaltkreis des entfernten Transceivers
Der entfernte Transceiver 54, welcher in 4 als Diagramm dargestellt ist, vermittelt Daten 205, welche an Ortseinheiten (nicht gezeigt) erfasst wurden, zu einer Basisstation 44 über Funkübertragung. Der Empfänger 54 empfängt Daten 205 von Ortseinheiten und verarbeitet die Information, um Datenpakete 200 aus dem kontinuierlichen Strom von Anweisungen 276 zu bilden, welcher durch eine Basisstation 44 übertragen wird, wie nachfolgend beschrieben. Datenpakete 200 werden zuerst zu einem Codierer 204 gesendet. Wie im Codierer 104 des Basisstationstransceivers 52, teilt dieser Codierer 204 die Datenpakete 200 in ungerade und gerade Bits auf und führt differenzielles Codieren auf den Datenströmen aus. Die resultierenden geraden und ungeraden Datenströme 206 bzw. 207 werden durch digitale Filter 208 gesendet, um das Spektrum der Signale zu formen. Ein Taktsignal 211 vom Taktgeber 210 steuert/regelt die Verarbeitungsrate des Codierers 204 und der digitalen Filter 208.
Die geraden und ungeraden Datenströme 214 und 215 von den digitalen Filtern 208 werden dann durch einen Quadraturmodulator 218 moduliert, um ein 9QPR-Signal auf dem Träger 233 zu erzeugen, welcher durch einen Trägersynthesizer 212 erzeugt wurde. Durch den unten beschriebenen Feedbackmechanismus weist der Synthesizer 212 eine präzis gesteuerte/geregelte Frequenz von in diesem Falle 928 MHz auf. Ein Sende-Verstärker 22 wird durch ein Signalfolgegate 223 aktiviert, wenn die entfernte Station 46 Daten zu einer Basisstation 44 überträgt. Das verstärkte Signal 225 vom Verstärker 222 wird durch einen Diplexer 224 zu einer Antenne 226 geleitet zur Übertragung zur Basisstation 44.
Von der Basisstation 44 ankommende Signale werden durch die Antenne 226 empfangen und durch den Diplexer 224 zu einem Empfangsverstärker 230 geleitet und bei einem Überlagerungsmischer 232 mit dem lokal generierten Träger 213 überlagert, um das ankommende Signal 234 in ein Zwischenfrequenzsignal 236 umzuwandeln. Unter der Voraussetzung, dass die Empfangsfrequenz 952 MHz ist und unter der Annahme, dass der Trägeroutput 213 vom Synthesizer 212 exakt 928 MHz beträgt, liegt der Träger des Zwischenfrequenzsignals 236 bei 24 MHz. Irgendein Fehler im Output 213 des Synthesizers 212 führt zu einer Abweichung in der Frequenz des Zwischenfrequenzsignals 236 von 24 MHz.
Das Zwischenfrequenzsignal 236 wird dann durch einen Zwischenfrequenz(IF)-Verstärker 238 weiter verstärkt. In-Phase- und Quadratur-Komponenten 240 und 241 werden durch den Separator 246 vom verstärkten Zwischenfrequenzsignal 239 getrennt und durch Mischer 242 und 243 mit In-Phase- und Quadratur-Signalen von 24 MHz 244 und 245 überlagert, welche durch einen spannungsgesteuerten/geregelten Kristalioszsillator (VCXO) 248 erzeugt werden, um Basisbandsignale 250 und 251 zu produzieren. Die Signale 250 und 251 werden dann zu den analogen Filtern 254 geleitet, welche die Signale 250 und 251 verarbeiten, um bessere Bandimpulsformung und Outband-Signalsperre für erzeugte, gefilterte Basisbandsignale 216 und 267 bereitzustellen. Datenwiederherstellung aus den gefilterten Basisbandsignalen 266 und 267 wird durch den kontinuierlichen Datendemodulator 258 ausgeführt.
Idealerweise wird das Zwischenfrequenzsignal 236 auf einen Träger von exakt 24 MHz moduliert und der VCXO 248 erzeugt Sinusoide 244 und 245 bei exakt 24 MHz, was dazu führt, dass die Basisbandsignale 250 und 251 einen Nullfrequenzträger aufweisen. Die Frequenz und Phase der Basisbandsignale 250 und 251 und so auch die Frequenz- und Phasenfehler des Trägersynthesizers 212 oder VCXO 248 werden durch den kontinuierlichen Datendemodulator 258 gemessen, welcher entweder konventionelle digitale Funkempfangstechniken verwendet oder die Trägerwiederherstellungstechnik wie nachfolgend beschrieben. Das Frequenzfehlersignal 260 kann zum Trägersynthesizer 212 zurückgeführt werden, um seine Frequenz zu korrigieren, um so den zuvor erwähnten Fehler zu minimieren, wobei dabei ein Phasenregelschaltkreis herbeigeführt wird.
Für hohe Genauigkeit des Trägers 213 des Trägersynthesizer 212 ist es notwendig, dass die Signale 244 und 245 vom VCXO 248 auch genau sind, weil irgendein Fehler in den Outputs 244 und 245 vom VCXO 248 für den kontinuierlichen Datendemodulator 258 nicht unterscheidbar von einem Fehler in der Frequenz des entfernten Trägersynthesizers 212 ist.
Die Signale 244 und 245 von 24 MHz vom VCXO 248 werden vom wieder hergestellten Taktgebersignal 264 von 1200 Hz synthetisiert, welches durch den kontinuierlichen Datendemodulator 258 erzeugt wird. Weil das Taktsignal 111, welches beim Basisstationssender 44 erzeugt wurde, eine hohe Genauigkeit aufweist, weisen auch die Signale 244 und 245 von 24 MHz beim entfernten Funkempfänger 46 eine hohe Genauigkeit auf. Das Frequenzfehlersignal 260, welches durch den kontinuierlichen Datendemodulator 258 erzeugt wird, ist dann eine genaue Repräsentation des Trägerfrequenzsynthesizerfehlers 212, und Korrigieren dieses Fehlers bringt den Trägerfrequenzsynthesizer 212 genau auf Frequenz.
Der kontinuierliche Datendemodulatorschaltkreis 258 ist im Detail in 5 gezeigt. Signale 266 und 267 von analogen Filtern 254 werden digital umgewandelt bei den zwei A/D-Umwandlern 284 und 285, und die daraus resultierenden digitalen Signale 280 und 281 werden durch zwei Multiplizierer 288 und 289 skaliert, um verstärkte Signale 290 und 291 zu produzieren. Signale 290 und 291 werden bei digitalen Filtern 292 und 293 digital gefiltert, um Outband-Interferenzen zu sperren. Die gefilterten Signale 296 und 297 werden zu Eingängen A bzw. B eines Rotators 300 gesendet. Der Rotator 300 bestimmt den Betrag von falschem Mischen der In-Phase- und Quadratur-Komponenten in den Signalen 296 und 297 und kehrt dieses Mischen um. Die Outputs A' und B' des Rotators 300 bestehen aus den Mischungen: A' = A cos ϕ + B sin ϕ, und B' = A sin ϕ + B cos ϕ, wobei Φ der Rotationswinkel ist. Ein Costas-Phasendetektor 306 bestimmt den Betrag des Quadratursignals im Signal 302 (oder äquivalent den Betrag des In-Phase-Signals im Signal 303). Der Rampenschätzer 310 erzeugt ein Phasenfehlersignal 311, welches den Betrag der Rotation Φ steuert/regelt, die vom Rotator 300 so erzeugt wurde, dass der die Signale 302 und 303 die In-Phase- bzw. Quadratur-Komponenten der Obertragung werden. Der Rampenschätzer erzeugt auch das Frequenzfehlersignal 260, welches zum Trägersynthesizer 212 geleitet wird (siehe 4), um die Trägerfrequenz 213 zu stabilisieren, aber nicht notwendigerweise die Genauigkeit der Phasenangleichung. Rotator 300 führt die Wirkung von Phasenangleichung lokal innerhalb des kontinuierlichen Datendemodulators 258 aus und kann der Synthesizersteuerung/-regelung erlauben, auf das alleinige Ausführen einer Frequenzangleichung gelockert zu werden.
Der kontinuierliche Datendemodulator 258 verwendet einen automatischen Verstärkungs-Steuerungs-/regelungsalgorithmus, um einen konstanten Signalwert über 24 dB der Signalwertwariationen zu halten. Der Amplitudenschätzer 312 berechnet die Summe der Quadrate der Signale 302 und 303 vom Rotator 300, um eine Amplitudenschätzung 313 zu erzeugen. Die Größenordnung der Schätzung 313 wird zu inversen Verstärkungs-Steuerungen/-regelungen der Multiplizierer 288 und 289 geleitet, wobei dabei die Amplitude der Signale 290 und 291 stabilisiert wird.
Eine vorläufige Schätzung der Taktphase der Signale 302 und 303 wird erreicht durch Quadrieren von Signal 313 in einem Grobtaktschätzer 316. Der Output 318 vom Schätzer 316 kann zum Manifestieren einer Spitze zu den Daten-Musterzeiten, welche die korrekte Taktphase aufweisen, gezeigt werden und kann deshalb als grobe Schätzung des Taktsignals 111 verwendet werden. Eine feinere Schätzung der Taktfrequenz und Phase wird bei einem freien Taktschätzer 320 erreicht durch Verarbeitung der Größenordnung der Signale 302 und 303 zu den nominalen Null-Kreuzungs-Zeiten, welche durch den Grobtaktschätzer 316 geschätzt wurden. Dies erzeugt ein Fehlersignal 264, welches verwendet werden kann, um den VCXO 248 einzustellen, wobei er dabei auf genau 24 MHz gebracht wird. Da die Berechnung der Taktphase unabhängig von der Trägerphase und Frequenz ist, kann Taktsynchronisation erreicht werden, bevor Trägerfrequenzsynchronisation erlangt wird. Decodieren der Signale 302 und 303 wird bei einem Datenwiederherstellungsschaltkreis 322 ausgeführt, um wiederhergestellte Daten 276 zu erzeugen. Wiederhergestellte Daten 276 werden zum entfernten Stationsprozessor 203 geleitet, wie in 4 gezeigt. Die wiederhergestellten Daten 276 spezifizieren, welche Information die entfernte Station 46 von den Ortseinheiten einzusammeln hat oder zur Basisstation 44 zu übertragen hat.
Eine andere Ausführungsform eines Funktransceivers 544 entsprechend der vorliegenden Erfindung ist in 8 vorgesehen. Der Transceiver 544 funktioniert wie in der ersten bevorzugten Ausführungsform 54 von 4 beschrieben, außer dass in diesem Transceiver 544 das Frequenzfehlersignal 260 zu einem Rotator 274 gesendet wird, welcher auf der Übertragungsseite des Transceivers 544 eingefügt ist, was bevorzugter ist als beim Trägersynthesizer 212, um Phasenkorrekturen durch Hinzufügen von Phasenverschiebungen zu bewirken und Frequenzkorrekturen durch Hinzufügen von kontinuierlich steigenden oder sinkenden Phasenverschiebungen was bevorzugter am übertragenen Signal ist als am Träger 213. Im Speziellen unterscheidet sich dieser Transceiver 544 vom Transceiver 54 der 4 darin, dass ein Senderotator 274 zwischen den digitalen Filtern 208 und dem Quadraturmodulator 218 angeordnet ist. Die Basisbanddatensignalinputs 214in und 215in zum Senderotator 274 werden durch die digitalen Filter 208 bereitgestellt, und die Outputs 214out und 215out vom Senderotator 274 werden zum Quadraturmodulator 218 geleitet. Der Rotationsbetrag Φ, welcher durch den Senderotator 274 erzeugt wird, wird durch ein Steuer-/Regelsignal 272 gesteuert/geregelt, welches durch den Senderphasenrampengenerator 270 erzeugt wird, basierend auf dem Fehlersignal 260, welches durch den kontinuierlichen Datendemodulator 258 bereitgestellt wird, um frequenzverschobene Signale 214out A' und 215out B', zu erzeugen, bestehend aus den Mischungen: A' = A cos ϕ + B sin ϕ, und B' = – A sin ϕ + B cos ϕ, wobei A und B die Basisbandinputs 214in und 215in zum Senderotator 274 sind. Durch Erzeugen einer Frequenzverschiebung der Basisbandsignale 214in und 215in weist das Sendesignal 225 einen Träger mit einer genauen Trägerfrequenz auf, obwohl es keine Phasenangleichung oder Frequenzangleichung im Schaltkreis gibt.
Eine weitere andere Ausführungsform eines Funktransceivers 545 entsprechend der vorliegenden Erfindung ist in 9 vorgesehen. Der Transceiver 545 funktioniert wie in der ersten bevorzugten Ausführungsform 54 von 4 beschrieben, außer dass dieser Transceiver 545 eine relativ grobe Frequenzangleichung des Trägersynthesizer 212 unter Verwendung eines Fehlersignals 260 mit einer Rotation der Basisbanddatensignale 214in und 215in unter Verwendung eines Rotators 280, welcher durch das Steuer-/Regelsignal 311 vom Rampenschätzer 310 im kontinuierlichen Datendemodulator 258 gesteuert/geregelt wird. (Der Output des Signals 311 vom kontinuierlichen Datendemodulator 258 ist in 5 nicht gezeigt). Im Speziellen unterscheidet sich dieser Transceiver 545 vom Transceiver 54 der 4 darin, dass ein Senderotator 280 zwischen den digitalen Filtern 208 und dem Quadraturmodulator 218 angeordnet ist. Die Basisbanddatensignalinputs 214in und 215in zum Senderotator 280 werden durch die digitalen Filter 208 bereitgestellt, und die frequenzverschobenen Signaloutputs 214out und 215out vom Senderotator 280 werden zum Quadraturmodulator 218 geleitet. Der Rotationsbetrag Φ, welcher durch den Senderotator 280 erzeugt wird, wird durch ein Steuer-/Regelsignal 311 gesteuert/geregelt, welches durch den empfangsseitigen Rampengenerator 310 erzeugt wird. Wie vorher bestehen die frequenzverschobenen Signaloutputs 214out A' und 215out B', vom Senderotator 280 aus den Mischungen: A' = A cos ϕ + B sin ϕ, und B' = A sin ϕ + B cos ϕ, wobei A und B die Basisbanddatensignalinputs 214in und 215in zum Senderotator 280 darstellen.
Im Transceiver 545 der 9 wird die Frequenz des Trägersignals 213, welches durch den Träger 212 erzeugt wird, jedes Mal korrigiert, wenn ein Frequenzfehler einen bestimmten Frequenzschwellwertbetrag übersteigt, wobei das Steuer-/Regelsignal 311 den Senderotator 280 kontinuierlich steuert/regelt und nur Frequenzfehler über dem Frequenzschwellwertbetrag korrigiert werden müssen. In diesem Fall verfügt die Rückkopplungsschleife, welche den Trägersynthesizer 212 und den kontinuierlichen Datendemodulator 258 umfasst, nur über eine sehr geringe Bandbreite, und ist daher einfach und wirtschaftlich zu implementieren.
Ein Vorteil dieses Transceivers 545 gegenüber dem Transceiver 544 von 8 liegt darin, dass nur ein einzelner Phasenrampengenerator benötigt wird, da der Rampenschätzer 310 auf der Empfangsseite des Schaltkreises auch die gesendeten Signale 214out und 215out steuert/regelt.
In einer weiteren alternativen Ausführungsform funktioniert der Transceiver nur im Halb-Duplexmodus (z.B. Senden und Empfangen kann nicht simultan erfolgen) und die Sende- und Empfangsseiten des Schaltkreises teilen das gleiche Rotator-Steuer-/Regelsignal 311 und den gleichen Rotator 280. Während des Empfangs funktioniert der alternative kontinuierliche Datendemodulator 558, welcher in 10 gezeigt ist, so wie der oben beschriebene kontinuierliche Datendemodulator 258, außer dass der Rotator nun mit dem Bezugszeichen 280 gekennzeichnet ist. Während des Sendens funktioniert das System wie beschrieben in Verbindung mit dem Transceiver 545 von 9.
Der kontinuierliche Datendemodulator 558 der alternativen Ausführungsform ist im Detail in 10 gezeigt. Während des Empfangs befinden sich Schalter 510, 515, 517, 525 und 527 in den Rx-Positionen und der Schaltkreis 558 funktioniert wie oben beschrieben in Verbindung mit 5, da der Output des Costas-Phasendetektor 306 mit dem Input des Rampenschätzers 310 verbunden ist, A- und B-Inputs des Empfangsrotators 218 mit den Linien 296 und 297 von den digitalen Filtern 292 und 293 verbunden sind und die A'- und B'-Outputs des Empfangsrotators 280 mit den Linien 302 und 303 mit dem Datenwiederherstellungsschaltkreis 322, dem Costas-Phasendetektor 306, dem Amplitudenschätzer 312 und den Feintaktschätzer 320 verbunden sind. Während des Sendens befinden sich Schalter 510, 515, 517, 525 und 527 in den Tx-Positionen und der Schaltkreis 558 funktioniert wie oben beschrieben in Verbindung mit 9, da die A- und B-Inputs des Empfangsrotators 218 mit den Basisbanddatensignalen 214in und 215in der Sendedigitalfilter 208 verbunden sind, und die A'- und B'-Outputs des Empfangsrotators 280 mit den Linien 214out und 215out zum Quadraturmodulator 218 verbunden sind. Im Sendemodus ist der Schalter 510, welcher den Input zum Rampenschätzer 310 steuert/regelt, offen, so dass der Rampenschätzer die Werte des Steuer-/Regelsignals 311 und des Trägerfehlersignals 260, welche während des vorhergegangenen Empfangs verwendet wurden, behält. Wie dies in 9 der Fall war, weist die Rückkopplungsschleife, welche den Trägersynthesizer 212 und den kontinuierlichen Datendemodulator 258 einschließt, nur eine sehr geringe Bandbreite auf und ist daher einfach und wirtschaftlich zu implementieren. Mit dieser Ausführungsform des kontinuierlichen Datendemodulators 558 werden die totalen Hardware-Kosten minimiert, da der Rotator 280 und der Rampenschätzer 310 sowohl auf der Sende- als auch der Empfangsseite des Transceivers verwendet werden.
Zusammenfassend wurde eine Vorrichtung für ein frequenzsynchronisiertes bidirektionales Funksystem beschrieben. Es ist klar, dass die hier aufgeführte Ausführungsform, welche mit den Zielen der Erfindung für ein frequenzsynchronisiertes bidirektionales Funksystem konsistent ist, ein günstiges Funksystem mit hohem Durchsatz bereitstellt unter Verwendung von Frequenzbereichsmultiplexing, Zeitbereichsmultiplexing, Frequenzsynchronisation und räumlicher Wiederverwendung von Frequenzen. Die Frequenzsynchronisation von entfernten Stationen 46 wird durch Exktraktion der präzisen Taktrate 111 und der Trägerfrequenz 113 der Basisstation 44 und durch Verwendung dieser Information in einem Phasenangleichungsschaltkreis bereitgestellt. In einer anderen Ausführungsform aktualisiert ein Signalfolgedemodulator kontinuierlich den decodierenden Schwellwert, welcher auf einem Vergleich zwischen der Signalamplitude und dem aktuellen Wert des decodierenden Schwellwerts basiert. In einer weiteren alternativen Ausführungsform ist der Trägersynthesizer nicht Teil einer Phasenangleichungsschleife, sondern das übertragene Signal wird durch eine Phasenrampe proportional zu einem Frequenzfehler rotiert, um eine genaue Trägerfrequenzbreite bereit zu stellen. In noch einer weiteren anderen Ausführungsform ist nur ein Frequenzangleichen implementiert und das übertragene Signal wird wieder durch eine Phasenrampe proportional zu einem Frequenzfehler rotiert, um eine genaue Trägerfrequenz bereitzustellen. In dieser alternativen Ausführungsform können getrennte Rotatoren verwendet werden sowohl auf der Sende- als auch der Empfangsseite des Schaltkreises oder ein einzelner Rotator kann zwischen Sende- und Empfangsseite des Schaltkreises für Halb-Duplexbetrieb geschaltet werden.
Während die obige Beschreibung viele spezifische Eigenschaften enthält, sollten diese nicht als Limitierungen des Umfangs der Erfindung ausgelegt werden, sondern eher als Erläuterungen bevorzugter Ausführungsformen davon. Es sind viele Variationen möglich. Zum Beispiel: Die signalfolgedemodulatoradaptive Schwellwerteinheit könnte angepasst werden, um ein codiertes Zweizustandssignal zu demodulieren, bei dem der hohe Zustand ein Signalwert über dem Schwellwert und der tiefe Zustand ein Signalwert unter dem Schwellwert aufweist; die signalfolgedemodulatoradaptive Schwellwerteinheit könnte angepasst werden, um ein einfach codierdes Drei-Zustandssignal zu demodulieren unter einfacher Verwendung nur der oberen Hälfte des Schaltkreises von 7; die Signalfolgedemodulator adaptive Schwellwerteinheit könnte angepasst werden, um ein Signal mit mehr als drei Zuständen zu demodulieren, wenn alle Schwellwerte das Mehrfache eines fundamentalen Schwellwerts wären, oder durch unabhängiges Aktualisieren mehrerer Schwellwerte; es könnten separate Schwellwerte für die In-Phase- und Quadratur-Komponenten vorhanden sein; die Reduktionsfaktoren für die In-Phase- und Quadratur-Komponenten könnten unterschiedlich sein; der Multiplikationsfaktor R in der signalfolgedemodulatoradaptive Schwellwerteinheit könnte einen anderen Wert als 1/32 aufweisen; Kommunikationen zwischen dem Hauptsystem 40 und den Basisstationen 44 könnte über Funkkommunikation sein; mehr oder weniger als vier Träger könnten pro 12,5 kHz-Bandbreite zugeteilt sein; der Schaltkreis der Basisstations-44 und entfernten Stations-46-Transceiver könnte andere Codier-Filter- und Modulations-Techniken verwenden; und die Polling-Formate könnten viele andere Formen annehmen. Die Modulation der Träger 113 und 213 muss nicht notwendigerweise 9QPR-, Quadraturmodulation oder digitale Modulation sein, sondern kann irgendein Modulationstyp sein.
Die vorliegende Erfindung wurde mit Bezug auf eine bevorzugte Ausführungsform beschrieben. Die Erfindung ist aber nicht auf die dargestellte und beschriebene Ausführungsform beschränkt. Der Umfang der Erfindung ist vielmehr durch die angehängten Ansprüche definiert.

Claims

Vorrichtung zum Decodieren eines codierten analogen empfangenen Signals, das einen unerwarteten Amplitudenverlust aufweist, um diskrete Ausgangswerte zu bestimmen, wobei die diskreten Ausgangswerte einen ersten Nicht-Nullwert und einen Nullwert enthalten, dadurch gekennzeichnet, dass er umfasst: ein erstes Mittel zum Vergleichen einer ersten Komponente des codierten analogen Signals mit einem Schwellenwert, wobei die Komponente eine der In-Phasen- (430) oder der Quadratur-Signalkomponenten (431) ist, wobei dann, wenn die erste Komponente größer als der Schwellenwert (550) ist, das erste Mittel zum Vergleichen einen ersten der diskreten Ausgangswerte gleich dem ersten Nicht-Nullwert setzt, und wobei dann, wenn die erste Komponente des codierten analogen Signals kleiner als der Schwellenwert ist, das erste Mittel zum Vergleichen den ersten der diskreten Ausgangswerte gleich einem aus einem Satz von diskreten Werten setzt, wobei der Satz von diskreten Werten einen Nullwert enthält; und ein erstes Mittel zum Modifizieren des Schwellenwerts durch Addieren eines ersten, mit einem ersten Reduktionsfaktor multiplizierten Fehlersignals dazu, wobei dann, wenn der erste der diskreten Ausgangswerte der Nullwert ist, das erste Mittel zum Modifizieren das erste Fehlersignal gleich Null setzt, und wobei dann, wenn der erste der diskreten Ausgangswerte der erste Nicht-Nullwert ist, das erste Mittel zum Modifizieren das erste Fehlersignal gleich einer Differenz zwischen der ersten Komponente des codierten analogen Signals und dem Zweifachen des Schwellenwerts setzt.
Vorrichtung nach Anspruch 1, in dem der Satz von diskreten Werten einen zweiten Nicht-Nullwert enthält gleich dem Negativen des ersten Nicht-Nullwerts, wobei dann, wenn die erste Komponente des codierten analogen Signals kleiner als das Negative des Schwellenwerts ist, das erste Mittel zum Vergleichen den ersten der diskreten Ausgangswerte gleich dem zweiten Nicht-Nullwert setzt, wobei dann, wenn die erste Komponente des codierten analogen Signals größer ist als das Negative des Schwellenwerts und kleiner als der Schwellenwert, das erste Mittel zum Vergleichen den ersten der diskreten Ausgangswerte gleich dem Nullwert setzt, und dann, wenn der erste der diskreten Ausgangswerte der zweite Nicht-Nullwert ist, das erste Mittel zum Modifizieren das erste Fehlersignal gleich einer Differenz zwischen einem absoluten Wert der ersten Komponente des codierten analogen Signals und dem Zweifachen des Schwellenwerts setzt.
Vorrichtung nach Anspruch 2, ferner umfassend: ein zweites Mittel zum Vergleichen einer zweiten Komponente des codierten analogen Signals mit dem Schwellenwert, wobei dann, wenn die zweite Komponente größer ist als der Schwellenwert, das zweite Mittel zum Vergleichen einen zweiten der diskreten Ausgangswerte gleich dem ersten Nicht-Nullwert setzt, wobei dann, wenn die zweite Komponente des codierten analogen Signals kleiner als das Negative des Schwellenwerts ist, das zweite Mittel zum Vergleichen den zweiten der diskreten Ausgangswerte gleich dem zweiten Nicht-Nullwert setzt, und wobei dann, wenn die zweite Komponente des codierten analogen Signals größer ist als das Negative des Schwellenwerts und kleiner als der Schwellenwert, das zweite Mittel zum Vergleichen den zweiten der diskreten Ausgangswerte gleich dem Nullwert setzt; und ein zweites Mittel zum Modifizieren des Schwellenwerts durch Addieren eines zweiten, mit einem zweiten Reduktionsfaktor multiplizierten Fehlersignals dazu, wobei dann, wenn der zweite der diskreten Ausgangswerte der Nullwert ist, das zweite Mittel zum Modifizieren das zweite Fehlersignal gleich Null setzt, wobei dann, wenn der zweite der diskreten Ausgangswerte der erste Nicht-Nullwert ist, das zweite Mittel zum Modifizieren das zweite Fehlersignal gleich einer Differenz zwischen der zweiten Komponente des codierten analogen Signals und dem Zweifachen des Schwellenwerts setzt, und wobei dann, wenn der zweite der diskreten Ausgangswerte der zweite Nicht-Nullwert ist, das zweite Mittel zum Modifizieren das zweite Fehlersignal gleich einer Differenz zwischen einem absoluten Wert der zweiten Komponente des codierten analogen Signals und dem Zweifachen des Schwellenwerts setzt.
Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei der erste Reduktionsfaktor gleich dem zweiten Reduktionsfaktor ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, ferner umfassend Mittel zum Skalieren eines nichtskalierten Signals, wobei die Mittel umfassen: Mittel (409, 411) zum Zwischenspeichern der Amplitude und der Phase eines Referenzzeichens bekannter Amplitude und Phase zum Erzeugen einer Skalieramplitude und einer Skalierphase (408, 412), wobei das Referenzzeichen während eines Referenzzeichenzeitintervalls gesetzt wird, und Mittel (405, 413) zum Skalieren der Amplitude (406) und der Phase (407) des nichtskalierten Signals durch die Skalieramplitude (408) bzw. die Skalierphase (412).