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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Empfangen
eines durch orthogonale Frequenzteilungs-Mehrfachausnutzung (OFDM) übertragenen
Signals, bei dem die einer Multiplexverarbeitung unterzogenen Subträgersignale durch
Differenzphasenumtastung moduliert sind, und auf einen dieses Verfahren
anwendenden digitalen Empfänger.
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OFDM
ist besonders vorteilhaft für
die Funkübertragung
von Signalen zu mobilen Empfängern, wobei
solche Probleme wie Mehrwegschwund überwunden werden müssen. Die
Empfehlung BS.774, erarbeitet von Radiotelecommunication Standardization
Sector of the International Telecommunication Union (ITU-R), schlägt einen
Standard für
digitalen Audiorundfunk vor, nachfolgend als DAB bezeichnet, bei
dem OFDM mit Differenzphasenumtastung verwendet wird.
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Die
DAB-Subträgersignale
sind durch einen konstanten Frequenzabstand voneinander getrennt, wobei
die modulierten Subträger über und
unter einem mittleren Subträger,
der nicht moduliert ist, positioniert sind. Ein herkömmlicher
Empfänger
setzt das empfangene Signal herab durch Mischen von diesem mit dem
Ausgangssignal eines lokalen Oszillators, der auf eine genaue Frequenzbeziehung
zu dem mittleren Subträger
abgestimmt ist, führt
eine komplexe Fouriertransformation durch, um Phaseninformationen
für jeden
modulierten Subträger
zu erhalten, und führt
dann eine Differenzdemodulation und weiterhin eine Dekodierung durch,
um die funkübertragenen
Audiodaten zu erhalten.
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Ein
Problem bei diesem Empfangsverfahren besteht darin, dass der lokale
Oszillator über
einen vergleichsweise weiten Frequenzbereich einstellbar sein muss.
Lokale Oszillatoren mit weiten Einstellbereichen sind kostenaufwendig,
und es ist auch schwierig, sie genau einzustellen. Das herkömmliche Empfangsverfahren
führt daher
zu einem kostenaufwendigen Empfänger
mit einem unerwünschten
Einstellfehler.
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Eine
einfache Lösung
dieses Problems wäre die
Verwendung eines weniger kostenaufwendigen und genaueren lokalen
Oszillators mit einem engeren Einstellbereich und das Abstimmen
des lokalen Oszillators in Beziehung zu irgendeinem der Subträger. Wenn
der lokale Oszillator nicht in Beziehung zu dem mittleren Subträger abgestimmt
ist, wird die Anordnung von differenzmäßig demodulierten Subträgerdaten
um eine bestimmte Anzahl von Subträgern versetzt, aber die Elemente
in der Anordnung können in
der entgegengesetzten Richtung um dieselbe Anzahl von Subträgern verschoben
werden, um die Versetzung zu kompensieren. Unüblicherweise sind die Datensymbole
in dem DAB- Signal
durch Schutzintervalle getrennt, um eine Intersymbolinterferenz
zu verhindert, und diese Schutzintervalle erzeugen einen Typ von
Fehler, der nicht durch eine einfache Verschiebung der Anordnung
korrigiert werden kann. Einzelheiten werden später erläutert.
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Die
FR 2 721 778 bezieht sich
auf ein Verfahren zum Schätzen
des restlichen Phasenfehlers bei Datenabtastungen (Zk) eines demodulierten
digitalen Signals, aufweisend die Schritte: Durchführen einer harten
Bestimmung (
31) betreffend den Wert jeder Abtastung durch
Kombinieren jeder Abtastung mit dem wahrscheinlichsten Datenelement
unter einer Konstellation von Datenelementen, die ein Modulationsalphabet
bilden; Bestimmen (
32) einer Phasenverschiebung zwischen
jeder Abtastung und dem bezogenen Datenelement; und Schätzen (
33,
34)
von Informationen, die den restlichen Phasenfehler darstellen, auf
der Grundlage der Phasenverschiebung entsprechend zumindest zwei
Abtastungen.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Es
ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einem digitalen Empfänger zu
ermöglichen,
ein differenzmäßig moduliertes
OFDM-Signal mit Schutzintervallen zu empfangen, ohne dass ein lokaler
Oszillator erforderlich ist, der über einen weiten Frequenzbereich
abgestimmt werden kann.
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Der
digitale Empfänger
gemäß der Erfindung ist
ein Empfänger
des Typs, der einen lokalen Oszillator und einem Mischer zum Herabsetzen
eines OFDM-Signals, einen Prozessor, der ein erstes Feld von Phaseninformationen
jedes Subträgers
in dem OFDM-Signal enthalten den Werten erhält, einen Pufferspeicher, der
ein zweites Feld durch Speichern und hierdurch Verzögern des
ersten Feldes erhält,
und einen Differenzdemodulator, der ein differenzmäßig demoduliertes
Feld, das Phasendifferenzen zwischen dem ersten Feld und dem zweiten
Feld darstellt, erhält,
hat.
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Gemäß einem
ersten Aspekt der Erfindung hat der digitale Empfänger auch
einen Trägerversetzungsdetektor,
der eine Trägerversetzung
gleich einem ganzzahligen Vielfachen des Subträger-Frequenzabstands erfasst,
eine Phasenkorrekturvorrichtung, die eine aus der Trägerversetzung
berechnete Phasenkorrektur anwendet, und eine Trägerverschiebevorrichtung, dass
das differenzmäßig demodulierte
Feld entsprechend der Trägerversetzung verschiebt.
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Wenn
das OFDM-Signal gültige
Symbolintervalle mit einer Dauer tS und
Schutzintervalle mit einer Dauer tG hat
und wenn die Trägerversetzung
das m-Fache des Subträger-Frequenzabstands
ist, hat die Phasenkorrektur vorzugsweise die Größe gleich 2 × π × m × tG/tS.
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Die
Phasenkorrektur kann bei dem ersten Feld oder dem zweiten Feld oder
bei dem differenzmäßig demodulierten
Feld angewendet werden.
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Der
digitale Empfänger
hat vorzugsweise auch einen Phasenfehlerdetektor, der Phasenfehler in
dem differenzmäßig demodulierten
Feld erfasst, und eine Frequenzsteuervorrichtung, die den lokalen Oszillator
in einer Richtung, in der der Phasenfehler verringert wird, abstimmt.
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Aufgrund
der Phasenkorrektur und der Trägerverschiebung,
die bei dem ersten Aspekt der Erfindung durchgeführt werden, können genau
demodulierte Daten erhalten werden durch Abstimmen des lokalen Oszillators
innerhalb eines Frequenzbereichs, der gleich dem Subträger-Frequenzabstand ist.
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Gemäß einem
zweiten Aspekt der Erfindung hat der digitale Empfänger einen
Trägerversetzungsdetektor,
eine Frequenzsteuervorrichtung und eine Trägerverschiebevorrichtung, aber
keine Phasenkorrekturvorrichtung. Die Frequenzsteuervorrichtung stimmt
die Frequenz des lokalen Oszillator um einen Betrag ab, durch den
die Trägerversetzung
gleich einem Mehrfachen der ganzen Zahl α, die tS/tG am nächsten
ist, wodurch der Notwendigkeit einer Phasenkorrektur vorgebeugt
wird.
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Die
Frequenzsteuervorrichtung stimmt vorzugsweise auch die Frequenz
des lokalen Oszillators gemäß einem
erfassten Phasenfehler wie bei dem ersten Aspekt der Erfindung ab,
wodurch der Phasenfehler verringert wird.
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Aufgrund
der bei dem zweiten Aspekt der Erfindung durchgeführten Trägerverschiebung
können genau
demodulierte Daten erhalten werden durch Abstimmen des lokalen Oszillators
innerhalb eines Frequenzbereichs, der gleich dem mit α multiplizierten
Subträger-Frequenzabstand ist.
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KURZBESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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In
den angefügten
Zeichnungen:
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1 ist
ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels der Erfindung;
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2 illustriert
das Format eines DAB-Rahmens;
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3 illustriert
den Trägerverschiebevorgang
bei dem ersten Ausführungsbeispiel;
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4 ist
ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels der Erfindung;
-
5 ist
ein Blockschaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels der Erfindung;
und
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6 ist
ein Blockschaltbild eines vierten Ausführungsbeispiels der Erfindung.
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DETAILLIERTE
BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
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Ausführungsbeispiele
der Erfindung werden mit Bezug auf die angefügten veranschaulichenden Zeichnungen
beschrieben.
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Gemäß 1 ist
das erste Ausführungsbeispiel
ein digitaler Empfänger
mit einer Antenne 1, einem Hochfrequenzverstärker (RF
AMP) 2, einem Frequenzwandler 3 aufweisend einen
Mischer (MIX) 31 und einen lokalen Oszillator (LO) 32,
einem Zwischenfrequenzverstärker
(IF AMP) 5, einem orthogonalen Demodulator (DEMOD) 6,
einem Analog/Digital-Wandler (ADC) 7, einem Synchronisationsdetektor
(SYNCH DET) 8, einer Synchronisationssteuervorrichtung
(SYNC CTL) 9, einem diskreten Fouriertransformations(DFT)-Prozessor 10,
einem Differenzdemodulator (DIFF DEMOD) 11, einem Phasenfehlerdetektor 12,
einer Frequenzsteuervorrichtung 13, einem Viterbi-Decodierer 14,
einem MPEG-Audiodecodierer 15, einem Digital/Analog-Wandler
(DAC) 16, einem Audioverstärker 17, einem Lautsprecher 18 und einem
Pufferspeicher 19. Diese Elemente befinden sich auch in
herkömmlichen
digitalen Empfängern.
Der lokale Oszillator 32 ist ein spannungsgesteuerter Oszillator.
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Die
neuen Elemente bei dem ersten Ausführungsbeispiel sind eine Phasenkorrekturvorrichtung 20,
ein Trägerversetzungsdetektor 21 und
eine Trägerverschiebevorrichtung 22.
Diese Elemente sind digitale Schaltungen, die arithmetische und
logische Operationen durchführen.
Detaillierte Schaltungsbeschreibungen werden weggelassen, um zu
vermeiden, dass die Erfindung durch unnötige Details unklar wird.
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Die
Viterbi-Decodierung ist ein bekannter Typ der Decodierung mit maximaler
Wahrscheinlichkeit und das MPEG-Audiocodieren ist ein Codiersystem,
das von der Motion Picture Experts Group (MPEG) und der International
Standards Organization (ISO) empfohlen wird.
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Das
erste Ausführungsbeispiel
ist so ausgebildet, dass es ein Signal wie ein DAB-Signal mit dem in 2 gezeigten
Format empfängt.
Das Signal wird in Rahmen geteilt, wobei jeder zwei Bezugssymbole aufweist,
denen eine feste Anzahl von Datensymbolen folgt. Das erste Bezugssymbol
ist ein Nullsymbol mit der Amplitude null, das für die Rahmensynchronisation
verwendet wird. Das zweite Bezugssymbol ist ein Phasenbezugssymbol.
Jedes Datensymbol weist ein Schutzintervall der Dauer tG und
ein gültiges
Symbolintervall der Dauer tS auf.
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Rahmen
des in 2 gezeigten Typs werden gleichzeitig auf K-Subträgersignalen übertragen, wobei
jedes durch 90°-Differenzphasenumtastung (DQPSK)
moduliert ist. K ist eine ganze Zahl, die größer als eins ist; im DAB-Modus
eins beispielsweise ist K gleich eintausendfünfhundertsechsunddreißig (1536).
Die Subträger-Signalfrequenzen
sind um einen Subträger-Frequenzabstand Δfc voneinander getrennt, der gleich dem Reziprokwert
des gültigen Symbolintervalls
tS ist.
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Die
Subträger
sind herkömmliche
nummeriert in er Reihenfolge der Frequenz von –K/2 bis K/2. Der mittlere
oder nullte Subträger
ist nicht moduliert.
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Die
in diesen Rahmen übertragenen
Daten sind verdichtete Audiodaten, codiert entsprechend der Schicht
Zwei des MPEG-1-Standards. Die DAB-Empfehlung stellt eine spezifische
Reihenfolge her, in der die codierten Audiodaten den K Subträgern zugewiesen
sind. Für
den Schutz gegen Übertragungsfehler
sind die Daten auch konvolutionell codiert, und die konvolutionell
codierten Werte sind über
eine bestimmte Anzahl von Symbolen verschachtelt.
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Als
Nächstes
wird die Arbeitsweise des ersten Ausführungsbeispiels beschrieben.
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Indem
wieder auf 1 Bezug genommen wird, wird
das an der Antenne 1 empfangene Signal durch den Hochfrequenzverstärker 2 verstärkt und
in dem Mischer 31 durch Multiplikation mit dem Ausgangssignal
des lokalen Oszillators 32 herabgesetzt. Die Herabsetzung
erzeugt ein Zwischenfrequenz(IF)-Signal mit Frequenzkomponenten,
die gleich der Differenz zwischen den in dem empfangenen Signal
vorhandenen Frequenzkomponenten und der Frequenz des lokalen Oszillators 32 ist.
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Der
Zwischenfrequenzverstärker 5 verstärkt das
Zwischenfrequenzsignal und weist unerwünschte Signalkomponenten wie
Interferenzkomponenten von angrenzen Ka nälen zurück. Das sich ergebende verstärkte Zwischenfrequenzsignal
wird durch einen orthogonalen Demodulator 6 demoduliert,
wobei es weiter zu einer Basisbandfrequenz herabgesetzt wird. Das
Basisbandsignal ist ein komplexwertiges Signal mit einer Gleichphasenkomponenten
(I) und einer 90°-Komponente
(Q).
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Das
Basisbandsignal wird durch den Analog/Digital-Wandler 7 abgetastet und digitalisiert
und dann zu dem DFT-Prozessor 10 geliefert, der eine komplexe
diskrete Fouriertransformation bei jedem Symbol durchführt.
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Das
Basisbandsignal wird auch in analoger Form zu dem Synchronisationsdetektor 8 geliefert, der
die Umhüllung
des Basisbandsignals erfasst. Der Synchronisationsdetektor 8 erfasst
hierdurch das Nullsymbol am Anfang jedes Rahmens. Auf der Grundlage
der durch den Synchronisationsdetektor 8 mitgeteilten Zeit
des Nullsymbols liefert die Synchronisationssteuervorrichtung 9 Zeitsignale
zu dem DFT-Prozessor 10, die den DFT-Prozess mit den Symbolen
in jedem Rahmen synchronisieren, wobei ein Fenster für die bei
jedem Symbol durchgeführt diskrete
Fouriertransformation hergestellt wird.
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Die
in dem DFT-Prozessor 10 durchgeführt diskrete Fouriertransformation
ergibt ein Feld von beispielsweise zweitausendachtundvierzig (2048) komplexen
Werten, die die Größe und Phase
des Basisbandsignals bei einem gleiche Abständen aufweisenden Satz von
Frequenzen darstellen, die um den Subträger-Frequenzabstand Δfc voneinander getrennt sind. Die Anzahl von
komplexen Werten in dem Feld muss nicht zweitausendachtundvierzig
betragen, aber sie muss die Anzahl K von Subträgern um einen Betrag überschreiten,
der ausreichend ist, um vorhergesagte Differenzen der Frequenz des
lokalen Oszillators zwischen dem Sender (nicht gezeigt) und dem
Empfänger
zu ermöglichen.
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Das
Feld wird in dem Pufferspeicher 19 für ein Symbolintervall gespeichert
und dann zu dem Differenzdemodulator 11 geliefert. Das
Feld wird auch zu der Phasenkorrekturvorrichtung 20 und
dem Trägerversetzungsdetektor 21 geliefert.
Der Trägerversetzungsdetektor 21 erfasst
eine Trägerversetzung, und
die Phasenkorrekturvorrichtung 20 wendet eine entsprechende
Phasenkorrektur an, wobei Einzelheiten hiervon später beschrieben
werden.
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Der
Differenzdemodulator 11 nimmt die Differenzen zwischen
den korrigierten Phasenwerten des gegenwärtigen Feldes, die von der
Phasenkorrekturvorrichtung 20 erhalten wurden, und die
nicht korrigierten Phasenwerte des vorhergehenden Feldes, die aus
dem Pufferspeicher 19 gelesen wurden. Aufgrund des bei
dem DAB-Signal angewendeten DQPSK-Modulationsschemas hat, wenn die
zu dem orthogonalen Demodulator 6 gelieferte Frequenz des IF-Signals
korrekt ist, bei den Subträgerfrequenzen des
DAB-Signals jede Phasendifferenz einen der vier Werte π/4, 3π/4, 5π/4 oder 7π/4.
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Der
Phasenfehlerdetektor 12 multipliziert die Phasendifferenzen
mit vier, teilt die Ergebnisse durch 2π und nimmt den Rest. Bei DAB-Subträgerfrequenzen
sollte der Rest immer gleich π sein;
jede Abweichung von π stellt
einen Phasenfehler dar. Der Phasenfehlerdetektor 12 bildet
den Durchschnittswert der Differenz zwischen einer bestimmten Anzahl
dieser Reste und π,
um einen Differenzphasenfehler ε zu
erhalten. Wenn der Frequenzfehler ζ des Basisbandsignals ausreichend
klein ist, wird er durch die folgende Gleichung auf den Differenzphasenfehler ε, in welcher
Tsym die Dauer eines Symbols ist, enthaltend das Schutzintervall ζ = ε/Tsym
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Die
Frequenzsteuervorrichtung 13 stimmt den lokalen Oszillator 32 in
einer Richtung ab, in der der Differenzphasenfehler ε herabgesetzt
wird, wodurch ε auf
null gebracht und ε im
Wesentlichen gleich null gehalten wird. Die Größe der Abstimmeinstellung kann
aus der vorstehenden Gleichung berechnet werden. Dieser Abstimmvorgang
verringert nicht notwendigerweise den Basisband-Frequenzfehler ζ auf null,
sondern bringt ζ auf
ein ganzzahliges Mehrfaches des Subträger-Frequenzabstands, so dass
für eine
ganze Zahl m ζ =
mΔfc ist.
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Die
ganze Zahl m ist die von dem Trägerversetzungsdetektor 21 erfasste
Trägerversetzung.
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Nachdem
der Differenzphasenfehler ε durch die
Frequenzsteuervorrichtung 13 korrigiert wurde, enthält das von
dem Differenzdemodulator 11 ausgegebene Feld von Werten
korrekte Daten für
die K Subträger
des DAB-Signals. Wenn der lokale Oszillator 32 in Beziehung
zu dem mittleren Subträger
korrekt abgestimmt ist, nehmen die K Subträger-Datenwerte den mittleren
Teil des Feldes ein. Wenn der lokale Oszillator 32 auf
eine unterschiedliche Frequenz abgestimmt ist, werden die Position
der Subträgerdaten
aufwärts
oder abwärts
in dem Feld verschoben. Diese Verschiebung ist auch die von dem
Trägerversetzungsdetektor 21 erfasste
Trägerversetzung.
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Unter
der Anweisung des Trägerversetzungsdetektors 21 wählt die
Trägerschiebevorrichtung 22 die
K-Subträger-Datenwerte
aus dem von dem Differenzdemodulator 11 ausgegebenen Feld aus.
Tatsächlich
verschiebt die Trägerschiebevorrichtung 22 das
Feld um m Positionen, um die Trägerversetzung
zu kompensieren, und nimmt dann die K-Subträger-Datenwerte aus ihren normalen
Positionen in das verschobene Feld.
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Der
Trägerverschiebevorgang
ist in 3 illustriert. Die ausgezogenen Pfeile in 3 stellen komplexe
Daten in dem differenzmäßig demodulierten
Feld dar. Die Zahlen ..., n, n + 1, ..., n + 7, ... entsprechen
Indizes des Feldes, und m ist die von dem Trägerversetzungsdetektor 21 erfasste
Trägerversetzung.
Durch Verschieben der Daten um m Positionen, wie durch die gestrichelten
Pfeile angezeigt ist, kompensiert die Trägerschiebevorrichtung 22 die Trägerversetzung. 3 illustriert
den Fall, in welchem die Trägerversetzung
gleich dem Zweifachen des Subträger-Frequenzabstands
ist, so dass die Trägerverschiebung
um zwei Positionen in dem Feld erfolgt.
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Als
ein Ergebnis dieser Trägerverschiebung ist
die Trägerschiebevorrichtung 22 in
der Lage, dem Viterbi-Decodierer 14K korrekt
angeordnete Datenwerte zu liefern. Der Viterbi-Decodierer 14 entschachtelt
die Daten und führt
eine konvolutionelle Decodierung bei diesem durch, wodurch Datenfehler korrigiert
werden, die bei der Übertragung
aufgetreten sein können.
Der MPEG-Audiodecodierer 15 decodiert das Ausgangssignal
des Viterbi-Decodierers 14 gemäß den MPEG-1-Decodierregeln
(Schicht zwei), wodurch das Ausgangssignal des Viterbi-Decodierers 14 in
ein digitales Audiosignal gedehnt wird. Der Digital/Analog-Wandler 16 wandelt dieses Signal
in ein analoges Signal um, das durch den Audioverstärker 17 verstärkt und
durch den Lautsprecher 18 wiedergegeben wird.
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Als
Nächstes
wird die Arbeitsweise der Phasenkorrekturvorrichtung 20 und
des Subträger-Versetzungsdetektors 21 genauer
beschrieben.
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Der
Trägerversetzungsdetektor 21 erfasst die
Trägerversetzung
aus dem Phasenbezugssymbol. In dem Phasenbezugssymbol ist der k-te
Subträger
so moduliert, dass er einen festen komplexen Wert zk gleich
einem von vier Werten exp(jnπ/2)
darstellt (worin j die Quadratwurzel von minus eins und n gleich
0, 1, 2 oder 3 sind). Die Signalwellenform s(t) des Phasenbezugssymbols
kann durch die folgende Gleichung dargestellt werden, in der ω eine feste Winkelfrequenz
und t eine Zeitvariable sind.
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Ein
Feld von komplex konjugierten Werten zk*
der Phasenbezugswerte zk (k = –K/2 bis
K/2) wird in dem Subträger-Versetzungsdetektor 21 gespeichert
und mit dem von dem DFT-Prozessor 10 ausgegebenen Feld
unter verschiedenen angenommenen Trägerversetzungen m korreliert.
Wenn das von dem DFT-Prozessor 10 ausgegebene Feld die
Werte Z1k hat, berechnet der Trägerversetzungsdetektor 21 Produkte
in der Form von Z1k-mzk*,
wobei die Korrelation die Summe dieser Produkte ist, wenn k den
Bereich von –K/2
bis K/2 umfasst. Die ganze Zahl m, die die größte Korrelation ergibt, wird
als die Trägerversetzung
erfasst, und sie zeigt das Mehrfache des Subträger-Frequenzabstands an, das
den tatsächlichen
Frequenzfehler ζ des
Basisbandsignals am nächsten
ist.
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Die
Phasenkorrekturvorrichtung 20 dreht die von dem DFT-Prozessor 10 ausgegebenen
Werte um einen Phasenwinkel Q3, der durch
die folgende Gleichung gegeben ist, in der m die erfasste Trägerversetzung
ist, und tG und tS sind
die Breiten des Schutzintervalls und des gültigen Symbolintervalls, wie
in 2 gezeigt ist. Q3 = –2 × π × m × tG/tS
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Genauer
gesagt, die Phasenkorrekturvorrichtung 20 führt die
folgende Operation durch, in der Rei,k und
Imi,k der reelle und der imaginäre Teil
des Ausgangssignals des DFT-Prozessors 10 für den k-ten
Subträger
in dem i-ten Symbol sind, und Re'i,k und Im'i,k sind der
reelle und der imaginäre
Teil, die durch die Phasenkorrekturvorrichtung 20 korrigiert sind. Re'i,k = Rei,kcos(Q3) – Imi,ksin(Q3) Imi,k = Rei,ksin(Q3) + Imi,kcos(Q3)
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Der
Grund für
diese Phasenkorrektur ist wie folgt. Idealerweise ist der lokale
Oszillator 32 in perfekter Beziehung zu der mittleren Subträgerfrequenz (k
= 0) abgestimmt, und es gibt keinen Frequenzfehler und keinen Synchronisationsfehler,
und keine Phasenkorrektur ist erforderlich. Die von dem Differenzdemodulator 11 durchgeführte Operation
kann dann mathematisch durch die folgende Gleichung dargestellt
werden, in der ZOi,k das Ausgangssignal des
DFT-Prozessor 10 für
den k-ten Subträger
in dem i-ten Symbol ist, Qi,k der Phasenwinkel
in Radianz von ZOi,k ist und YOi,k das
Ausgangssignal des Differenzdemodulators 11 für den k-ten
Subträger
in dem i-ten Symbol ist. YOi,k =
ZOi,k/ZOi-1,k
=
exp(jQi,k)/exp(jQi-1,k)
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In
der Praxis führt
der Synchronisationsfehler in der Zeit des DFT-Fensters zu einem
bestimmten Phasenfehler Q1, der Frequenzfehler
führt zu
einem weiteren Phasenfehler Q2 pro Symbol,
und die vorstehende Phasenkorrektur Q3 wird
angewendet. Der Differenzdemodulationsvorgang wird demgemäß wie in
der folgenden Gleichung geändert,
in der Y1i,k und Z1i,k die
tatsächlichen
(nicht idealen) Ausgangssignale des Differenzdemodulators 11 und
des DFT-Prozessors 10 sind, aber Qi,k noch
den korrekten (idealen) Phasenwinkel darstellt. Y1i,k = Z1i,k/Z1i-1,k
= exp[j(Qi,k + Q1 +
Q2 + Q3)]exp[j(Qi-1,k + Q1)]
YOi,kexp[j(Q2 + Q3)]
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Die
tatsächlichen
differenzmäßig demodulierten
Daten haben die korrekten Werte, wenn Y1i,k gleich
Y0i,k ist; d.h., wenn exp[J(Q2 +
Q3)] gleich eins ist. Dies ergibt sich,
wenn Q2 + Q3 ein
ganzzahliges Vielfaches von 2π ist.
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Q2 kann wie folgt in Bezug auf den Basisband-Frequenzfehler ζ und das
Symbolintervall Tsym berechnet werden. Q2 = 2 × π × ζ × Tsym
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Da
der Subträger-Frequenzabstand Δfc gleich dem Re ziprokwert des gültigen Symbolintervalls
tS ist, hat das Symbolintervall Tsym den
folgenden Wert. Tsym = 1/Δfc +
tG
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Wenn
der Frequenzfehler ζ das
m-Fache des Subträger-Frequenzabstands Δfc (m ist eine ganze Zahl) ist, hat Q2 den folgenden Wert. Q2 = (2 × π × m) + (2 × π × m × tG × Δfc)
= (2 × π × m) + (2 × π × m × tG/tS)
= (2 × π × m) – Q3
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Den
folgenden Beziehungen ist daher genügt. Q2 + Q3 = (2 × π × m) exp[j(Q2 + Q3)]
= 1 Y1i,k = Y0i,k
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Die
letzte dieser Beziehung bedeutet, dass aufgrund der Phasenkorrektur
Q3 die differenzmäßig demodulierten Daten die
korrekten (idealen) Werte haben, trotz des Vorhandenseins der Trägerversetzung.
Die Phasenkorrektur Q3 löscht die übermäßige Phasendrehung aus, die
während
des Schutzintervalls auftritt und die nicht durch die Trägerverschiebung
korrigiert werden kann.
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Der
durch die Frequenzsteuervorrichtung 13 durchgeführte Frequenzsteuervorgang
wird nun neu betrachtet in Bezug auf die Trägerversetzung. Jeder Basisband-Frequenzfehler ζ kann ausgedrückt werden
als ein ganzzahliges Mehrfaches des Subträger-Frequenzabstands (m Δ fc)
und einem Teil ζ', der ge ringer als
der Subträger-Frequenzabstand
ist. Der Phasenfehlerdetektor 12 erfasst nur ζ'. ζ' = ζ – mΔfc
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Da
eine Änderung
der Frequenz des lokalen Oszillators eine gleiche Änderung
der Basisbandfrequenz erzeugt, muss die Frequenzsteuervorrichtung 13 den
lokalen Oszillator 32 nur innerhalb eines Frequenzbereichs
abstimmen, der äquivalent
einem Subträger-Frequenzabstand Δfc ist, um ζ' auf null zu verringern.
Ein lokaler Oszillator 32 mit einem Abstimmbereich in der
Größe von Δfc braucht nicht kostenaufwendig zu sein,
und seine Abstimmung kann leicht gesteuert werden mit einem hohen
Genauigkeitsgrad.
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Das
erste Ausführungsbeispiel
erhält
demgemäß korrekt
demodulierte Daten in einem Empfänger,
der einen kostengünstigen
und genau abstimmbaren lokalen Oszillator enthält, trotz der Anwesenheit eines
Schutzintervalls in dem empfangenen Signal, ohne dass erforderlich
ist, dass der lokale Oszillator auf die mittlere Subträgerfrequenz
abgestimmt wird.
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4 illustriert
ein zweites Ausführungsbeispiel
der Erfindung, wobei dieselben Bezugszahlen wie in 1 verwendet
werden. Das zweite Ausführungsbeispiel
unterscheidet sich von dem ersten Ausführungsbeispiel nur hinsichtlich
der Position und der Arbeitsweise der Phasenkorrekturvorrichtung 20, die
bei dem zweiten Ausführungsbeispiel
das Ausgangssignal des Pufferspeichers 19 einstellt.
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Die
von der Phasenkorrekturvorrichtung 20 bei dem zweiten Ausführungsbeispiel
angewendete Phasenkorrektur Q4 ist in der
Größe gleich,
aber hinsichtlich des Vorzeichens entgegengesetzt zu der bei dem
ersten Ausführungsbeispiel
angewendeten Phasenkorrektur Q3. Q4 = –Q3 =
2 × π × m × tG/tS
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Der
Differenzdemodulationsvorgang bei dem zweiten Ausführungsbeispiel
kann mathematisch wie folgt beschrieben werden, wobei Y2i,k das tatsächliche Ausgangssignal des
Differenzdemodulators 11 ist und Y0i,k wie
vorher der ideale Wert ist. Y2i,k =
exp[j(Qi,k + Q1 +
Q2 + Q3)]/exp[j(Qi-1,k + Q1 + Q4)]
= Y0i,kexp[j(Q2 – Q4)]
= Y0i,kexp[j(Q2 + Q3)]
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Das
differenzmäßig demodulierte
Ausgangssignal Y2i,k bei dem zweiten Ausführungsbeispiel
ist identisch zu dem differenzmäßig demodulierten
Ausgangssignal Y1i,k bei dem ersten Ausführungsbeispiel.
Das zweite Ausführungsbeispiel
ergibt dieselben Wirkungen wie das erste Ausführungsbeispiel.
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5 illustriert
ein drittes Ausführungsbeispiel
der Erfindung, wobei wieder dieselben Bezugszahlen wie in 1 verwendet
werden. Das dritte Ausführungsbeispiel
unterscheidet auch von dem ersten Ausführungsbeispiel nur hinsichtlich
der Position und der Arbeitsweise der Phasenkorrekturvorrichtung 20,
die sich nun zwischen dem Differenzdemodulator 11 und dem
Viterbi-Decodierer 14 befindet, und die Phasenwerte in
den von dem Differenzdemodulator 11 ausgegebenen differenzmäßig demodulierten
Feld einstellt.
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Die
von der Phasenkorrekturvorrichtung 20 bei dem dritten Ausführungsbeispiel
angewendete Phasenkorrektur Q5 ist identisch
mit der bei dem ersten Ausfüh rungsbeispiel
angewendeten Phasenkorrektur Q3. Q5 = Q3 – 2 × π × m × tG/tS
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Der
Differenzdemodulationsvorgang und die nachfolgende Phasenkorrektur
bei dem dritten Ausführungsbeispiel
können
mathematisch wie folgt beschrieben werden, wobei Y3i,k das
Ausgangssignal der Phasenkorrekturvorrichtung 20 ist. Y3i,k = exp(jQ5)exp[j(Qi,k + Q1 + Q2)]/exp[j(Qi-1,k + Q1)]
=
Y0i,kexp[j(Q2 +
Q5)]
= Y0i,kexp[j(Q2 + Q3)]
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Die
zu dem Viterbi-Decodierer 14 bei dem dritten Ausführungsbeispiel
gelieferten Werte Y3i,k sind identisch mit
den bei dem ersten Ausführungsbeispiel
gelieferten Werten Y1i,k. Das dritte Ausführungsbeispiel
liefert auch dieselben Wirkungen wie das erste Ausführungsbeispiel.
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6 illustriert
ein viertes Ausführungsbeispiel
der Erfindung, bei dem die Arbeitsweise der Frequenzsteuervorrichtung 13 geändert ist
und die Phasenkorrekturvorrichtung vollständig weggelassen ist. Die Trägerschiebevorrichtung 22 wird
nun durch die Frequenzsteuervorrichtung 13 anstelle durch
den Trägerversetzungsdetektor 21 gesteuert. Die
anderen Elemente bei dem vierten Ausführungsbeispiel sind dieselben
wie bei den vorhergehenden Ausführungsbeispielen.
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Die
Phasenkorrekturen Q3, Q4 und
Q5 bei den vorhergehenden Ausführungsbeispielen
waren gleich ±2 × π × m × tG/tS. Wenn m × tG/tS eine ganze Zahl
ist, wird die Phasenkorrektur ein ganzzahliges Mehrfaches von 2π, wodurch
die Notwendigkeit einer tatsächlichen
Korrek tur umgangen wird. Bei dem vierten Ausführungsbeispiel arbeitet die
Frequenzsteuervorrichtung 13 in der Weise, dass m × tG/tS zu einer ganzen
Zahl gemacht wird.
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Das
vierte Ausführungsbeispiel
macht Gebrauch von dem Umstand, dass das DAB-Schutzintervall tG im Wesentlichen gleich einem Viertel des Reziprokwertes
des Subträger-Frequenzabstands Δfc oder einem Viertel des gültigen Symbolintervalls ts ist. tG ≅ 1/Δfc × 0,25
≅ × 0,25
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Es
folgt, dass tG/tS im
Wesentlichen gleich einem Viertel ist, so dass, wenn die Trägerversetzung m
ein Mehrfaches von vier ist, m × tG/tS im Wesentlichen
eine ganze Zahl ist.
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Um
den allgemeinen Fall zu behandeln, wenn gegeben ist, dass das gültige Symbolintervall
tS der Reziprokwert des Subträger-Frequenzabstands Δfc ist, soll α die zu tS/tG nächste
ganze Zahl sein. Die Phasenkorrektur wird im Wesentlichen unnötig, wenn die
Trägerverschiebung
ein Mehrfaches von α ist.
Für einen
DAB-Empfänger
ist α gleich
vier.
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Der
lokale Oszillator 32 bei dem vierten Ausführungsbeispiel
hat einen variablen Frequenzbereich von zumindest α mal dem
Subträger-Frequenzabstand.
Dies ermöglicht
der Frequenzsteuervorrichtung 13, den lokalen Oszillator 32 auf
eine Frequenz einzustellen, durch die die Trägerversetzung m ein Mehrfaches
von α wird,
sowie von den von dem Phasenfehlerdetektor 12 erfassten
Phasenfehler ε zu
eliminieren.
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Es
wird angenommen, dass Vc die von der Frequenzsteuervorrichtung 13 an
den lokalen Oszillator 32 angelegte Steuerspannung ist
und dass Vmin und Vmax die minimale und die maximale Steuerspannung
sind, die angelegt werden können.
Es wird angenommen, dass Dv der Betrag ist, um den die Steuerspannung
geändert
werden muss, um die Frequenz des lokalen Oszillators 32 um
einen Subträger-Frequenzabstand
zu ändern.
Die Anforderungen für
den Abstimmbereich des lokalen Oszillators 32 können in
Bezug auf diese Größen wie
folgt angegeben werden. Vmin ≤ Vc ≤ Vmax Vmax – Vmin ≥ α Dv
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Die
von dem Trägerversetzungsdetektor 21 bei
der gegenwärtigen
Einstellung (Vc) erfasste Trägerversetzung
kann ausgedrückt
werden als die Summe einer ganzen Zahl m'',
die ein Mehrfaches von α ist,
plus einer anderen ganzen Zahl m',
deren Absolutwert geringer als α ist.
Die Frequenzsteuervorrichtung 13 berechnet m'' und m' beispielsweise durch Teilen der erfassten
Trägerversetzung
durch α, Setzen
von m'' gleich dem ganzzahligen
Teil des Quotienten und Setzen von m' gleich dem Rest. Die Trägerversetzung
m wird ein Mehrfaches von α und m' wird null, wenn
die Steuerspannung Vc in die folgende Spannung Vc' geändert wird. Vc' =
Vc + m'Dv
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Wenn
Vmin ≤ Vc' ≤ Vmax ist, ändert die Frequenzsteuervorrichtung 13 die
Steuerspannung des lokalen Oszillators 32 in den obigen
Wert Vc' und weist
die Trägerschiebevorrichtung 22c an,
eine Trägerverschiebung
von m'' bei den nachfolgenden Symbolen
durchzu führen.
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Wenn
Vc' > Vmax ist, ändert die
Frequenzsteuervorrichtung 13 die Steuerspannung des lokalen
Oszillators 32 in den folgenden Wert Vc' und weist die Trägerschiebevorrichtung 22 an,
eine Subträgerverschiebung
von (m'' + α) bei den
nachfolgenden Symbolen durchzuführen. Vc' =
Vc + (m' – α)Dv
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Wenn
Vc' < Vmin ist, ändert die
Frequenzsteuervorrichtung 13 die Steuerspannung des lokalen
Oszillators 32 in den nachstehend gegebenen Wert Vc' und weist die Trägerschiebevorrichtung 22 an,
eine Subträgerverschiebung
von (m'' – α) bei den nachfolgenden Symbolen
durchzuführen. Vc' =
Vc + (m' + α)Dv
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Zusätzlich stellt
die Frequenzsteuervorrichtung 13 die Steuerspannung Vc' so ein, dass der
von dem Phasenfehlerdetektor 12 erfasste Phasenfehler ε gleich null
wird. Diese zusätzliche
Abstimmeinstellung ist normalerweise kleiner als Dv, aber wenn diese
Abstimmung bewirkt, dass die Steuerspannung unter Vmin oder über Vmax
gelangt, dann addiert oder subtrahiert die Frequenzsteuervorrichtung 13 αDv, um Vc' zwischen Vmin und
Vmax zu halten, und ändert
m'' durch Subtrahieren
oder Addieren von α.
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Bei
einer abwechselnden Formulierung der vorstehenden Steuerregel sind
die von der Trägerschiebevorrichtung 22 durchzuführenden
Trägerverschiebungen
in Bezug auf m' und
die erfasste Trägerversetzung
m wie folgt gegeben:
(m – m'), wenn Vmin ≤ Vc' ≤ Vmax
(m – m' + α), wenn Vc' > Vmax
(m – m' – α), wenn Vc' < Vmin
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Als
eine Variation des vierten Ausführungsbeispiels
kann die Trägerschiebevorrichtung 22 so ausgebildet
sein, dass sie eine Trägerverschiebung gemäß der von
dem Trägerversetzungsdetektor 21 erfassten
Trägerversetzung
m durchführt.
Wenn die an den lokalen Oszillator 32 angelegte Steuerspannung
auf Vc' eingestellt
wurde, wird die erfasste Trägerversetzung
m ein Mehrfaches von α,
m' wird null und
korrekt demodulierte Daten werden erhalten.
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Wenn
der lokale Oszillator 32 über einen Bereich einstellbar
ist, der gleich oder größer als αΔfc ist, ist das vierte Ausführungsbeispiel
den vorhergehenden Ausführungsbeispiel
dadurch vorzuziehen, dass der Phasenkorrekturvorgang eliminiert
werden kann. Das vierte Ausführungsbeispiel
ist vorteilhaft, wenn die Größe αΔfc klein genug ist, dass ein lokaler Oszillator
mit einem Abstimmbereich von αΔfc noch kostengünstig sein kann und noch genau
abgestimmt werden kann.
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Obgleich
die vorliegende Erfindung vorstehend in Beziehung zu der DAB-Empfehlung
beschrieben wurde, ist sie auf jede orthogonale Frequenzteilungs-Multiplexverarbeitung
anwendbar, die die Differenzphasenumtastung anwendet, wobei gültige Symbolintervalle
durch Schutzintervalle getrennt sind.
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Der
Subträger-Frequenzabstand
muss nicht gleich dem Reziprokwert des gültigen Symbolintervalls sein.
Der Subträger-Frequenzabstand
kann jedes positive ganz zahlige Mehrfache des Reziprokwertes des
gültigen
Symbolintervalls sein.
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Der
Trägerversetzungsdetektor
wurde so beschrieben, dass er die Trägerversetzung durch Korrelation
des Phasenbezugssymbols erfasst, aber andere Verfahren zum Erfassen
der Trägerversetzung können angewendet
werden, wie die Erfassung der Position des nicht modulierten mittleren
Subträgers.
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Der
Fachmann erkennt, dass weitere Variationen innerhalb des nachfolgend
beanspruchten Bereichs möglich
sind.
